專利名稱：Dc/dc轉(zhuǎn)換器電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種DC/DC轉(zhuǎn)換器電路，具體地涉及包括電荷泵電路和差分放大器的 DC/DC轉(zhuǎn)換器電路。
背景技術(shù)：
諸如移動電話、PDA(個人數(shù)字助理)、以及數(shù)碼照相機(DSC :數(shù)字靜態(tài)照相機)的 移動設(shè)備使用DC/DC轉(zhuǎn)換器以從大約3V的電源電壓生成驅(qū)動液晶顯示所要求的大約5V的 電壓。在移動設(shè)備中，正在進行功率消耗和尺寸的減小，并且因此在DC/DC轉(zhuǎn)換器電路中也 已經(jīng)進行了功率消耗和外圍組件的數(shù)目的減小。 附帶地，近年來液晶顯示的顯示顏色的數(shù)目的增加是顯著的，并且響應(yīng)于此，顯示 灰階級的數(shù)目也已經(jīng)在增加。在液晶驅(qū)動電路中，必須根據(jù)相應(yīng)的灰階級生成驅(qū)動電壓，并 且從而使相鄰的灰階級之間的電壓間隔變窄。具體地，例如，要求以數(shù)十mV的程度的精度 生成電壓的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路。 在DC/DC轉(zhuǎn)換器電路中存在各種模式。在它們當(dāng)中，因為移動設(shè)備要求較小的組 件總體積，所以在許多情況下在移動設(shè)備中使用了電荷泵電路。然而，電荷泵電路引起它們 輸出電壓中的波動，并且從而具有輸出電壓的穩(wěn)定性方面的問題。 為了解決此問題，能夠使用利用差分放大器的穩(wěn)定的電源電路(例如，日本未經(jīng)
審查的專利申請公開No. 2002-171748)。在差分放大器中，預(yù)定的基準(zhǔn)電壓被提供給非倒
相輸入端子并且倒相輸入端子被連接至差分放大器的輸出電壓所作用的反饋點。因此，它
工作使得反饋點處的電壓變得等于基準(zhǔn)電壓。注意的是，由于差分放大器僅用于保持反饋
點處的電壓等于預(yù)定的基準(zhǔn)電壓，所以輸出電壓的范圍等依賴于設(shè)計條件。此外，在穩(wěn)定的
電源電路的輸出與差分放大器的輸出之間，通過使用產(chǎn)生電勢差的諸如電池或者電容的裝
置，穩(wěn)定的電源電路能夠輸出完全不同于差分放大器的電源范圍的電壓。 圖8是現(xiàn)有技術(shù)中的DC/DC轉(zhuǎn)換器的電路圖。此DC/DC轉(zhuǎn)換器電路包括電荷泵電
路4和差分放大器1。電荷泵電路4包括電容C1、以及用于充電和放電電容C1的開關(guān)SW1
至SW4。差分放大器1使用組成分壓電阻器2的電阻器Rl和R2之間的連接點作為反饋點，
并且將反饋點處的電壓VD與基準(zhǔn)電壓V，進行比較以控制放大器輸出電壓VAMP。電阻器Rl
和R2串聯(lián)地連接在從其輸出輸出電壓V。UT的輸出端子OUT和接地GND之間。 在電荷泵電路4中，開關(guān)SW1和SW2、以及開關(guān)SW3和SW4以互補的方式進行操作。
當(dāng)開關(guān)SW1和SW2處于接通狀態(tài)并且開關(guān)SW3和SW4處于斷開狀態(tài)時，電容CI被充電有與
電源電壓VDD相對應(yīng)的電荷。接下來，當(dāng)開關(guān)SW1和SW2被斷開并且開關(guān)SW3和SW4被接通
時，基于在電容C1中充電的電荷上升的電壓被輸出至輸出端子0UT。在該點，來自于差分放
大器1的輸出通過開關(guān)SW4、電容C1、開關(guān)SW3、以及分壓電阻器2返回到差分放大器1的
倒相輸入端子。即，形成負(fù)反饋電路，并且從而輸出電壓V。uT被保持為如下面的等式(1)所
示 V。UT = VKEFX (Rl+R2) /R2 (1)
在下文中進行更加詳細(xì)的解釋。差分放大器1將通過由分壓電阻器2對輸出電 壓V。UT進行分壓獲得的反饋點處的電壓VD與基準(zhǔn)電壓VKEF進行比較以控制放大器輸出電壓 VMP。當(dāng)開關(guān)SW1和SW2處于斷開狀態(tài)并且開關(guān)SW3和SW4處于接通狀態(tài)時，差分放大器1 的輸出端子通過開關(guān)SW4連接至電容C1的低電勢側(cè)端子，并且電容C1的低電勢側(cè)電勢Vl 從而變得等于放大器輸出電壓V，。同時，電容C1的高電勢側(cè)電勢V2變得比電容C1的低 電勢側(cè)電勢V1高了等于充電電壓的量。此外，由于電容C1的高電勢側(cè)端子通過開關(guān)SW3 連接至輸出端子0UT，所以輸出電壓V。UT變得等于電容C1的高電勢側(cè)電勢V2。因為輸出端 子OUT還被連接至分壓電阻器2，所以輸出電壓V。UT被反饋到差分放大器1。因此，即使由 負(fù)載3引起消耗，或者即使被噪聲等等干擾，輸出電壓V。uT也被固定為如等式(1)所示。
然而，在圖8中所示的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路中，如下面詳細(xì)地描述的，在電容C1的高 電勢側(cè)電勢V2中出現(xiàn)過沖，即其中實際的電壓暫時地超過目標(biāo)電壓的現(xiàn)象。因此，需要考 慮這樣的過沖來設(shè)計LSI的組件的耐受電壓，并且從而出現(xiàn)了由于LSI的尺寸的增加、制造 工藝的變化等等導(dǎo)致制造成本增加的問題。此外，存在由于負(fù)載3導(dǎo)致輸出電壓V。UT下降 并且從而在輸出電壓中出現(xiàn)波動的其它問題。 在下文中參考圖9進行詳細(xì)的解釋。當(dāng)電荷泵電路4的開關(guān)SW1和SW2處于斷開 狀態(tài)并且開關(guān)SW3和SW4處于接通狀態(tài)時，負(fù)載3通過開關(guān)SW3消耗在電容Cl中充電的電 荷。然而，差分放大器1通過反饋作用升高電容C1的低電勢側(cè)電勢V1。因此，輸出電壓V。uT 被保持為如等式(1)所示。 假設(shè)^是流過負(fù)載3的電流，通過下面的等式(2)表示每個時間段T1的低電勢 側(cè)電勢V1中的升高電壓A VI。
AVI = ILXT1/C1... (2) 就在通過差分放大器1將其切換到反饋作用狀態(tài)之后，由于開關(guān)SW3的寄生電阻 效應(yīng)導(dǎo)致輸出電壓V。uT的變化從電容C 1的高電勢側(cè)電勢V2的變化延遲。因此，差分放大 器1引起響應(yīng)延遲，并且因此存在差分放大器1的輸出電壓V，暫時地上升到電源電壓V。D 的可能性。然后，電容C1的高電勢側(cè)電勢V2最大上升到2XVDD，并且從而通過使用等式(1) 的下面的等式(3)表示電容C1的高電勢側(cè)電勢V2的過沖的最大振幅電壓AV。
A V = 2XVDD_V0UT = 2XVDD_(VKEFX (Rl+R2)/R2)…(3) 圖10是圖8中所示的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路的升壓操作的波形圖。如上所示，當(dāng)從充 電時段推移到升壓時段時，相對于電容C 1的高電勢側(cè)電勢V2延遲輸出電壓V。uT的變化。 由于分壓電阻器2連接至輸出端子OUT并且沒有包括任何延遲元件，所以反饋點處的電壓 V。的變化跟隨輸出電壓V。uT的變化。因此，從電容C1的高電勢側(cè)端子到分壓電阻器2的反 饋點出現(xiàn)延遲，并且從而差分放大器1的響應(yīng)延遲變得較大。結(jié)果，如由圖9中所示的波形 所示，電容C1的高電勢側(cè)電勢V2中出現(xiàn)過沖。例如，假定差分放大器1的電源電壓是V。D， 電容C1的高電勢側(cè)電勢V2超過目標(biāo)電壓并且上升到2XV。D。 接下來，當(dāng)電荷泵電路4的開關(guān)SW1和SW2處于接通狀態(tài)并且開關(guān)SW3和SW4處 于斷開狀態(tài)時，電容C1被充電有與電源電壓V。D相對應(yīng)的電荷。在這樣的情況下，通過差分 放大器1的負(fù)反饋路徑被斷開。此外，由于沒有從電容C1放電出任何電荷，所以被連接至 輸出端子OUT的負(fù)載3僅消耗在電容C2中充電的電荷。因此，輸出電壓V。uT下降。SP，出 現(xiàn)波動。假設(shè)^是流過負(fù)載3的電流，通過下面的等式(4)表示每個時間段T2的輸出電壓V。m的波動導(dǎo)致的下降電壓AV2。
AV2 = ILXT2/C2... (4)

發(fā)明內(nèi)容
如上面已經(jīng)描述，在日本未經(jīng)審查的專利申請公開No. 2002-171748中公布的電路構(gòu)造具有在電容的高電勢側(cè)電勢中出現(xiàn)過沖的問題。此外，存在輸出電壓下降并且從而在輸出電壓中出現(xiàn)波動的其它問題。 本發(fā)明的第一示例性方面是DC/DC轉(zhuǎn)換器電路，該DC/DC轉(zhuǎn)換器電路包括升壓電路，該升壓電路包括第一電容；第一開關(guān)，該第一開關(guān)的一端被連接至第一電容的第一端子，并且該第一開關(guān)的另一端被連接至第一電源；第二開關(guān)，該第二開關(guān)的一端被連接至第一電容的第二端子，并且該第二開關(guān)的另一端被連接至第二電源；第三開關(guān)，該第三開關(guān)的一端被連接至第一電容的第一端子，并且該第三開關(guān)的另一端被連接至輸出端子；放大器，該放大器的輸出被電連接至第一電容的第二端子；以及分壓電阻器，該分壓電阻器生成要被提供給放大器的反饋電壓，該分壓電阻器被連接至第一電容的第一端子。
在示例性方面中，本發(fā)明能夠提供一種DC/DC轉(zhuǎn)換器電路，該DC/DC轉(zhuǎn)換器電路能夠抑制電容的高電勢側(cè)電勢中的過沖。


結(jié)合附圖，根據(jù)某些示例性實施例的以下描述，以上和其它示例性方面、優(yōu)點和特征將更加明顯，其中 圖1是根據(jù)本發(fā)明的第一示例性實施例的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路的電路圖； 圖2是圖1中所示的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路的波形圖； 圖3是圖1中所示的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路的升壓操作的波形圖； 圖4是根據(jù)本發(fā)明的第二示例性實施例的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路的電路圖； 圖5是圖4中的差分放大器電路的示例； 圖6是圖4中所示的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路的波形圖； 圖7是根據(jù)本發(fā)明的第三示例性實施例的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路的電路圖； 圖8是現(xiàn)有技術(shù)的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路的電路圖； 圖9是圖8中所示的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路的波形圖；以及 圖10是圖8中所示的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路的升壓操作的波形圖。
具體實施例方式
在下文中解釋本發(fā)明的示例性實施例。然而，本發(fā)明不限于下面示出的示例性實施例。此外，為了使解釋清楚可能適當(dāng)?shù)睾喕旅娴拿枋龊透綀D。
[第一示例性實施例] 在下文中參考附圖解釋本發(fā)明的示例性實施例。圖1是根據(jù)本發(fā)明的第一示例性實施例的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路的電路圖。圖1中所示的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路包括電荷泵電路4 ;升壓器電路5，該升壓器電路5包括差分放大器1和分壓電阻器2 ;以及用于平滑的電容器C2，該電容器C2與升壓器電路5并聯(lián)地連接。
電荷泵電路4包括電容C1、以及開關(guān)SW1至SW4，該開關(guān)SW1至SW4選擇對于電容Cl的充電或者放電。具體地，電容Cl的低電勢側(cè)端子被連接至并聯(lián)地連接的開關(guān)SW2和SW4的一端。開關(guān)SW2的另一端被連接至接地GND，并且開關(guān)SW4的另一端被連接至差分放大器1的輸出端子。同時，電容Cl的高電勢側(cè)端子被連接至被并聯(lián)地連接的開關(guān)SW1和SW3的一端。開關(guān)SW1的另一端被連接至電源V。D，并且開關(guān)SW3的另一端被連接至輸出端子0UT。 差分放大器1的非倒相輸入端子被連接至基準(zhǔn)電壓VKEF。差分放大器1的倒相輸入端子被連接至被串聯(lián)地連接的電阻器Rl和R2之間的用作反饋點的連接點。如上所述，差分放大器1的輸出端子通過開關(guān)SW4被連接至電容C1。此外，電容C1的高電勢側(cè)端子被連接至電阻器Rl而在其之間沒有插入開關(guān)SW3。換言之，由電阻器Rl和R2組成的分壓電阻器2相對于開關(guān)SW3與電容Cl并聯(lián)地連接。差分放大器1將由分壓電阻器2生成的反饋點處的電壓VD與基準(zhǔn)電壓VKEF進行比較以控制放大器輸出電壓VAMP。
組成分壓電阻器2的電阻器Rl和R2被串聯(lián)地連接在輸出端子OUT和接地GND之間。具體地，電阻器Rl的另一端通過開關(guān)SW3連接至輸出端子0UT。同時，電阻器R2的另一端被連接至接地GND。 圖2是圖1中所示的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路的波形圖。在電荷泵電路4中，開關(guān)SW1和SW2、以及開關(guān)SW3和開關(guān)SW4以互補的方式進行操作。這樣，交替地執(zhí)行電容Cl的升壓和電容C 1的充電。 首先，在下文中解釋充電期間(在圖2中的時間T2)的操作。當(dāng)電荷泵電路4的開關(guān)SW1和SW2處于接通狀態(tài)并且開關(guān)SW3和SW4處于斷開狀態(tài)時，電容Cl被充電有與電源電壓V。D相對應(yīng)的電荷。在該點，通過差分放大器l的負(fù)反饋路徑被斷開。此外，由于沒有從電容Cl放電任何電荷，所以被連接至輸出端子OUT的負(fù)載3僅消耗在電容C2中充電的電荷。因此，輸出電壓V。uT下降。假設(shè)^是流過負(fù)載3的電流，通過下面的等式(5)表示每個時間段T2的下降電壓AV2。
AV2 = ILXT2/C2... (5) 接下來，在下文中解釋升壓時段期間(圖2中的時間T1)的操作。當(dāng)電荷泵電路4的開關(guān)SW1和SW2處于斷開狀態(tài)并且開關(guān)SW3和SW4處于接通狀態(tài)時，來自于差分放大器1的輸出通過開關(guān)SW4、電容C1、以及分壓電阻器2返回到差分放大器1的倒相輸入端子。即，由于形成負(fù)反饋電路，所以在被連接至分壓電阻器2的電容C1的高電勢側(cè)端子處的電勢V2上升到由下面的等式(6)表示的電壓并且被保持在該電壓。
V2 = VKEFX (Rl+R2)/R2…(6) 注意的是，在電容C1的高電勢側(cè)電勢V2被保持在固定的值的狀態(tài)下，輸出電壓V。uT等于電容Cl的高電勢側(cè)電勢V2。同時，在時間T1期間電容C1的低電勢側(cè)電勢V1上升。在這里，負(fù)載3通過開關(guān)SW3消耗在電容C1中充電的電荷。然而，對電容C1的高電勢側(cè)電勢V2沒有影響。因此高電勢側(cè)電勢V2從而被保持在通過等式(6)示出的固定值。假設(shè)^是流過負(fù)載3的電流，通過下面的等式(7)表示每個時間段T1的電容C1的低電勢側(cè)電勢V1。 AVI = ILXT1/C1... (7) 注意的是，當(dāng)從充電時段推移到升壓時段時，從電容C1的高電勢側(cè)端子到分壓電阻器2的反饋點沒有引起任何延遲，并且從而差分放大器1的響應(yīng)延遲非常小。因此，沒有發(fā)生其中電容C1的高電勢側(cè)電勢V2超過目標(biāo)電壓的過沖。 在下文中參考圖3中所示的波形圖解釋就在通過圖1中所示的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路的升壓已經(jīng)開始之后的過渡時段期間的操作。圖3是圖1中所示的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路的升壓操作的波形圖。在根據(jù)本發(fā)明的示例性方面的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路中，分壓電阻器2直接地連接至電容C1的高電勢側(cè)端子。因此，當(dāng)從充電時段推移到升壓時段時，在電容C1的高電勢側(cè)端子處沒有出現(xiàn)任何由于開關(guān)SW3的寄生電阻和電容C2的時間常數(shù)導(dǎo)致的延遲。艮P，分壓電阻器2的反饋點處的電壓VD跟隨電容Cl的高電勢側(cè)電勢V2的變化。此外，由于在差分放大器1的反饋路徑中基本上沒有引起任何延遲，所以能夠?qū)崿F(xiàn)優(yōu)秀的響應(yīng)特性。因此，如圖3中所示，能夠防止在電容C1的高電勢側(cè)電勢V2中出現(xiàn)過沖。
注意的是，盡管已經(jīng)解釋了電源VDD相對于接地GND具有正電勢的情況，但是電源VDD可以相對于接地GND具有負(fù)電勢。
[第二示例性實施例] 接下來，在下文中解釋本發(fā)明的另一示例性實施例。圖4是根據(jù)本發(fā)明的第二示例性實施例的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路的電路圖。相同的符號被分配給與第一示例性實施例的電路組件相同的電路組件，并且會適當(dāng)?shù)厥÷运鼈兊慕忉尅?圖4中所示的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路的差分放大器11能夠被控制為使得它的輸出狀態(tài)變成浮置狀態(tài)。輸出被連接至電容C1的低電勢側(cè)端子而沒有在其間插入電荷泵電路41的任何開關(guān)。此外，輸出狀態(tài)被控制為通過控制信號AmpEN取兩種狀態(tài)中的一種，S卩，浮置狀態(tài)和驅(qū)動狀態(tài)中的一種。此外，開關(guān)SW1和SW2、以及開關(guān)SW3和信號AmpEN以互補的方式進行操作，并且通過這樣做，交替地執(zhí)行對于電容Cl的升壓操作和充電操作。
圖5是圖4中所示的差分放大器11的示例電路，并且它能夠通過控制信號AmpEN在浮置狀態(tài)和驅(qū)動狀態(tài)之間切換差分放大器11的輸出。當(dāng)處于H電平的控制信號AmpEN被輸入時，根據(jù)兩個差分輸入端子INP(非倒相輸入端子)和INN(倒相輸入端子)之間的電壓差確定每個輸入被連接到的M0S晶體管Ml和M2的漏極電勢。注意的是，基準(zhǔn)電壓VKEF被提供給INP。由于M0S晶體管M1的漏極被連接至輸出部分中的M0S晶體管M3的柵極，所以根據(jù)INP和INN之間的電壓差控制差分放大器11的輸出電壓VAMP。當(dāng)在差分放大器11中輸入處于L電平的控制信號AmpEN時，MOS晶體管M4和M5變成截止?fàn)顟B(tài)并且電流路徑從而被斷開。同時，被連接在MOS晶體管M3的柵極端子和電源V。D之間的MOS晶體管M6變成導(dǎo)通狀態(tài)。因此，由于M0S晶體管M3變成截止?fàn)顟B(tài)，所以輸出變成浮置狀態(tài)。此外，MOS晶體管M7和M8組成電流鏡作為有源負(fù)載。在附圖中，符號Il和12表示恒定電流源。
在下文中參考圖6中所示的波形圖解釋圖4中所示的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路的操作。首先，在下文中解釋充電時段期間(圖6中的時間T2)的操作。通過接通電荷泵電路41的開關(guān)SW1和SW2、斷開開關(guān)SW3，并且使控制信號AmpEN進入L電平來使得差分放大器11的輸出進入浮置狀態(tài)。結(jié)果，電容Cl被充電有與電源電壓VDD相對應(yīng)的電荷。
接下來，在下文中解釋在升壓時段期間(圖6中的時間Tl)的操作。通過斷開開關(guān)SW1和SW2、接通開關(guān)SW3、并且使控制信號AmpEN進入H電平使得差分放大器11的輸出進入驅(qū)動狀態(tài)。結(jié)果，電容C1被升壓。 在圖4中所示的根據(jù)第二示例性實施例的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路中，如同圖1中所示的根據(jù)第一示例性實施例的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路中的情況，分壓電阻器2也被直接連接至電容C1的高電勢側(cè)端子。因此，圖6中的波形圖與圖2的相類似。S卩，能夠防止在電容C1的高電勢側(cè)電勢V2中出現(xiàn)過沖。 此外，圖4中所示的根據(jù)第二示例性實施例的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路不包括與在圖1中所示的根據(jù)第一示例性實施例的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路中的開關(guān)SW4相對應(yīng)的任何開關(guān)。由于開關(guān)SW4要求低接通電阻，所以它占據(jù)LSI上的大面積。因此，通過消除此開關(guān)，減少芯片尺寸的效果變得較大。此外，由于在升壓操作期間在從差分放大器1的輸出到電容C1的路徑上不存在由于開關(guān)SW4的寄生電阻，所以升壓效率提高。
[第三示例性實施例] 接下來，在下文中解釋本發(fā)明的另一示例性實施例。圖7是根據(jù)本發(fā)明的第三示例性實施例的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路的電路圖。相同的標(biāo)記被分配給與第一示例性實施例的電路組件相同的電路組件，并且會適當(dāng)?shù)厥÷运鼈兊慕忉尅?根據(jù)本發(fā)明的第三示例性實施例包括第一升壓電路5a、第二升壓電路5b、以及用于平滑的電容C2。換言之，它具有下述構(gòu)造，即圖1中所示的另一升壓電路5與圖1中所示的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路并聯(lián)地連接。 第一升壓電路5a包括電荷泵電路4a、差分放大器la、以及分壓電阻器2a。注意的是，電荷泵電路4a包括電容Cla以及開關(guān)SWla至SW4a。差分放大器la使用組成分壓電阻器2a的電阻器Rla和R2a之間的連接點作為反饋點，并且將反饋點處的電壓VDa與基準(zhǔn)電壓V，進行比較以控制放大器輸出電壓V旨a。 S卩，它具有與圖1中的升壓器電路5相類似的電路構(gòu)造。 第二升壓電路5b包括電荷泵電路4b、差分放大器lb、以及分壓電阻器2b。注意的是，電荷泵電路4b包括電容Clb和開關(guān)SWlb至SW4b。差分放大器lb使用組成分壓電阻器2b的電阻器Rlb和R2b之間的連接點作為反饋點，并且將反饋點處的電壓V。b與基準(zhǔn)電壓V，進行比較以控制放大器輸出電壓V旨b。 S卩，它具有與圖1的升壓器電路5相類似的電路構(gòu)造。 電荷泵電路4a和電荷泵電路4b以互補的方式執(zhí)行對于它們各自的電容Cla和Clb的充電操作和升壓操作。通過正在執(zhí)行升壓操作的電荷泵電路的電容覆蓋由被連接至輸出端子OUT的負(fù)載3消耗的電荷。 首先，在電荷泵電路4b被充電時，電荷泵電路4a升壓電壓。具體地，當(dāng)開關(guān)SWla和開關(guān)SW2a被斷開并且開關(guān)SW3a和開關(guān)SW4a被接通時，將在電容C la中充電的電荷放電到輸出端子OUT。在該點，差分放大器la的輸出通過電容Cla和分壓電路2a返回到差分放大器la的倒相輸入，并且從而形成負(fù)反饋電路。因此，被連接至分壓電路2a的電容Cla的高電勢側(cè)電勢V2a被保持在固定的值。此外，通過開關(guān)SW3a從電容Cla提供電荷，并且輸出電壓V。UT從而被保持在固定的值。 注意的是，被連接至輸出端子OUT的負(fù)載3通過開關(guān)SW3a消耗在電容Cla中充電的電荷。然而，由于差分放大器la通過反饋操作升高電容Cla的低電勢側(cè)電勢Vla，所以輸出電壓V。ut沒有下降。 接下來，在電荷泵電路4a被充電時，電荷泵電路4b升壓電壓。具體地，當(dāng)開關(guān)SWlb和SW2b被斷開并且開關(guān)SW3b和SW4b被接通時，在電容Clb中充電的電荷被放電到輸出端子0UT。在該點，差分放大器lb的輸出通過電容Clb和分壓電路2b返回到差分放大器lb 的倒相輸入，并且從而形成負(fù)反饋電路。因此，被連接至分壓電路2b的電容Clb的高電勢 側(cè)電勢V2b被保持在固定的值。此外，通過開關(guān)SW3b從電容Clb提供電荷，并且輸出電壓 V。UT從而被保持在固定的值。 注意的是，被連接至輸出端子OUT的負(fù)載3通過開關(guān)SW3b消耗在電容Clb中充電 的電荷。然而，由于差分放大器lb通過反饋操作升高電容Clb的低電勢側(cè)電勢Vlb，所以輸 出電壓V。uT沒有下降。S卩，能夠減小波動。 如上已經(jīng)所述，電荷泵電路4a或者電荷泵電路4b交替地將輸出電壓V。UT保持在固 定的值，并且因此能夠防止由于負(fù)載導(dǎo)致的輸出電壓的下降。在這樣的情況下，電容C2不 是不可缺少的。此外，通過使用第二示例性實施例中所示的差分放大器11，還能夠消除開關(guān) SW4a和開關(guān)SW4b。 雖然已經(jīng)按照若干示例性實施例描述了本發(fā)明，但是本領(lǐng)域的技術(shù)人員將理解本 發(fā)明可以在所附的權(quán)利要求的精神和范圍內(nèi)以各種修改進行實踐，并且本發(fā)明并不限于上 述示例。 此外，權(quán)利要求的范圍不受到上述的示例性實施例的限制。 此外，應(yīng)當(dāng)注意的是，申請人意在涵蓋所有權(quán)利要求元素的等同形式，即使在后期 的審查過程中對權(quán)利要求進行過修改亦是如此。
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權(quán)利要求
一種包括升壓電路的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路，所述升壓電路包括第一電容；第一開關(guān)，所述第一開關(guān)的一端被連接至所述第一電容的第一端子，并且所述第一開關(guān)的另一端被連接至第一電源；第二開關(guān)，所述第二開關(guān)的一端被連接至所述第一電容的第二端子，并且所述第二開關(guān)的另一端被連接至第二電源；第三開關(guān)，所述第三開關(guān)的一端被連接至所述第一電容的第一端子，并且所述第三開關(guān)的另一端被連接至輸出端子；放大器，所述放大器的輸出被電連接至所述第一電容的第二端子；以及分壓電阻器，所述分壓電阻器生成要被提供給所述放大器的反饋電壓，所述分壓電阻器被連接至所述第一電容的第一端子。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路，進一步包括第四開關(guān)，所述第四開關(guān)的一 端被連接至所述第一電容的第二端子，并且所述第四開關(guān)的另一端被連接至所述放大器的 輸出。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路，其中通過被輸入至所述放大器的控制信 號切換所述放大器的操作狀態(tài)。
4. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路，進一步包括第二電容，所述第二電容與所 述升壓電路并聯(lián)地連接。
5. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路，其中所述DC/DC轉(zhuǎn)換器電路與根據(jù)權(quán)利 要求1所述的另一 DC/DC轉(zhuǎn)換器電路并聯(lián)地連接。-端被連接至所述第一電容的第一端子，并且所述第一開-端被連接至所述第一電容的第二端子，并且所述第二開-端被連接至所述第一電容的第一端子，并且所述第三開
全文摘要
本發(fā)明提供一種DC/DC轉(zhuǎn)換器電路。DC/DC轉(zhuǎn)換器電路包括升壓電路，該升壓電路包括第一電容；第一開關(guān)，該第一開關(guān)的一端被連接至第一電容的第一端子，并且該第一開關(guān)的另一端被連接至第一電源；第二開關(guān)，該第二開關(guān)的一端被連接至第一電容的第二端子，并且該第二開關(guān)的另一端被連接至第二電源；第三開關(guān)，該第三開關(guān)的一端被連接至第一電容的第一端子，并且該第三開關(guān)的另一端被連接至輸出端子；放大器，該放大器的輸出被電連接至第一電容的第二端子；以及分壓電阻器，該分壓電阻器生成要被提供給放大器的反饋電壓，該分壓電阻器被連接至第一電容的第一端子。
文檔編號H02M3/07GK101783589SQ20101000401
公開日2010年7月21日 申請日期2010年1月14日 優(yōu)先權(quán)日2009年1月20日
發(fā)明者安倍淳一, 山上裕, 森久司 申請人:恩益禧電子股份有限公司