專利名稱：用于z源逆變器的雙正弦pwm控制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種用于Z源逆變器的PWM(脈沖寬度調(diào)制)控 制方法。
背景技術(shù)：
2003 年，彭方正在文獻[1] (Fangzheng Peng. "Z-source inverter，，· IEEETransactions on Industry Applications. Volume :39Issue:2· Mar/Apr 2003. Page(S) =504-510.)中提出了 Z源逆變器的概念。附圖1為Z源逆變器的電路拓撲結(jié)構(gòu)。該 逆變器通過引入一個由電感U、L2和電容CpC2構(gòu)成的X形阻抗網(wǎng)絡(luò)，將逆變器主電路與直 流電壓源耦合起來，從而克服了傳統(tǒng)逆變器的不足，實現(xiàn)了如下功能1)升/降壓變換的功 能；2)允許同一逆變橋臂的上下兩個開關(guān)管同時導(dǎo)通，即開關(guān)管無需設(shè)置死區(qū)控制時間。圖1中Z源逆變器共有5種開關(guān)狀態(tài)除了傳統(tǒng)逆變器所允許的4種狀態(tài)外，另 外還存在著一種傳統(tǒng)逆變器所不允許的零電壓開關(guān)狀態(tài)，即至少允許一個逆變橋臂的上下 兩個開關(guān)管同時導(dǎo)通。通常稱這種零電壓開關(guān)狀態(tài)為直通零電壓狀態(tài)。正由于這種直通零 電壓狀態(tài)的存在為ζ源逆變器提供了獨特的升/降壓特性，因而也使得Z源逆變器在PWM 控制方法上與傳統(tǒng)逆變器有著很大差異，即要能實現(xiàn)直通功能。一般方法是在傳統(tǒng)PWM控 制基礎(chǔ)上，通過額外增加一對直通控制電壓uz (t) = ±UZ(這里，要求Uz大于或等于正弦參 考電壓峰值Ur,即Uz彡Ur)，與幅值為Utr的三角載波Ux⑴進行比較，使原本處于關(guān)斷狀態(tài) 下的開關(guān)管再次恢復(fù)導(dǎo)通和關(guān)斷，從而實現(xiàn)對直通狀態(tài)的控制，如附圖2所示。從圖中可看 出，與傳統(tǒng)PWM控制方法相比，在一個開關(guān)周期Ts內(nèi)每個開關(guān)管的導(dǎo)通關(guān)斷次數(shù)為4次，即 增加了一倍。因此，該控制方法是以增加開關(guān)管的導(dǎo)通關(guān)斷次數(shù)為代價來獲取直通零電壓 狀態(tài)的。這樣，不僅增加了開關(guān)的損耗、降低了系統(tǒng)的工作效率，而且更重要的是在很大程 度上限制了開關(guān)頻率的提高、增加了輸出波形的畸變、降低了系統(tǒng)的性能與品質(zhì)。目前，它 已成為制約Z源逆變器技術(shù)發(fā)展與廣泛應(yīng)用的瓶頸之一。
發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提出一種用于Z源逆變器的雙正弦PWM控制方法，以減少開關(guān) 管導(dǎo)通關(guān)斷次數(shù)，克服上述控制方法中存在的諸如開關(guān)損耗大、THD(總諧波畸變)過大以 及開關(guān)頻率受限等缺陷。為達到以上目的，本發(fā)明是采取如下技術(shù)方案予以實現(xiàn)的一種用于Z源逆變器的雙正弦PWM控制方法，其特征在于，通過對原正弦參考電壓 ur(t) =UrSin(Qt)施加直流上、下偏置電壓Udl、Ud2，得到一對同頻率同相位的上偏置正弦 參考電壓url (t) = UrSin(on)+Udl和下偏置正弦參考電壓ur2 (t) = UrSin(cot)-Ud2，其中， 0 ^ Udl ^ Utr-Ur, 0彡Ud2彡Utr-Ur, Utr為三角載波utr (t)的幅值，Ur為正弦參考電壓ur (t) 的峰值；上、下偏置正弦參考電壓的幅值差恒為|udl| + |ud2| ；然后分別與三角載波比較來控 制開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷，從而產(chǎn)生直通零電壓狀態(tài)。上述方案中，所述施加的直流上、下偏置電壓Udl、Ud2的絕對值相等。
本發(fā)明通過雙正弦PWM控制方法，使得所有開關(guān)管在每個開關(guān)周期Ts內(nèi)，延時關(guān) 斷和提前導(dǎo)通總的時間相同。這不僅確保了每個開關(guān)周期Ts內(nèi)直通時間的恒定，維持了 Z 源網(wǎng)絡(luò)輸出直流電壓的恒定，而且更重要的是與原有Z源逆變器PWM控制方法相比，將開關(guān) 管的導(dǎo)通關(guān)斷次數(shù)減小一倍，從而克服了其控制方法的不足，使逆變器的開關(guān)損耗明顯減 少，克服了開關(guān)頻率的限制，減小了輸出波形的畸變，同時該控制方法還具有實現(xiàn)電路邏輯 簡單、可靠性高的優(yōu)點。
以下結(jié)合附圖及具體實施方式
對本發(fā)明作進一步的詳細說明。圖1為單相電壓型Z源逆變器的電路拓撲結(jié)構(gòu)。圖2為現(xiàn)有的一種雙極性調(diào)制的Z源逆變器的PWM控制方法。圖3為本發(fā)明的一種雙極性調(diào)制的Z源逆變器的PWM控制方法。圖4為圖3控制方法的具體分析圖。圖5為圖2控制方法的仿真波形圖。圖6為實現(xiàn)本發(fā)明圖3方法的一個P麗控制電路圖(|Udl| = |Ud2|)。圖7為本發(fā)明采用圖6控制電路實現(xiàn)Z源逆變器雙極性調(diào)制時的仿真波形。圖8為實現(xiàn)本發(fā)明圖3方法的另一個PWM控制電路圖(Ud2 = 0)。圖9為本發(fā)明采用圖8控制電路實現(xiàn)Z源逆變器雙極性調(diào)制時的仿真波形。圖1至圖9中的符號說明1 4為開關(guān)管，V。為直流電壓源,LpL2為Z源網(wǎng)絡(luò)中 的電感。iLp iL2為電感L1. L2的電流，C^C2為Z源網(wǎng)絡(luò)中的電容，VC1、Vc2為電容C1. C2的 電壓， (t)為正弦參考電壓，ute為三角載波，uz(t)為直通控制電壓，uri(t)、 2(t)為偏置 后的正弦參考電壓，Udl，Ud2為偏置電壓，Td為直通時間，Ts為開關(guān)時間。
具體實施例方式如附圖3所示，本發(fā)明用于Z源逆變器的雙正弦PWM控制方法(1)通過對原正弦參考電壓UrSin(Cot)直流偏置Udl和Ud2，可得到一對同頻率 同相位的正弦參考信號 url(t) = Ursin( t)+Udl ^P ur2 (t) = UrSib (on)-Ud2 (這里要求 0 ^ Udl ^ Utr-Ur,0 ( Ud2 ( Utr-Ur)，然后分別與三角載波Utr (t)比較來控制開關(guān)管的導(dǎo)通 和關(guān)斷，從而產(chǎn)生直通零電壓狀態(tài)。以圖1雙極性調(diào)制的Z源逆變器PWM控制為例，上偏置 正弦參考電壓控制開關(guān)管1，4的導(dǎo)通與關(guān)斷，下偏置正弦參考電壓控制開關(guān) 管2，3的導(dǎo)通與關(guān)斷。這樣，就可控制所有開關(guān)管延時關(guān)斷和提前導(dǎo)通，即同一逆變橋臂的 上下兩個開關(guān)管同時導(dǎo)通，從而實現(xiàn)直通功能。(2)如圖4所示，上下偏置正弦參考電壓的幅值差恒為|Udl I+ |Ud21，這樣就能確保
υ在開關(guān)管導(dǎo)通時刻加入的直通時間恒為導(dǎo)=ι，叫 2丨導(dǎo);2)在開關(guān)管關(guān)斷時刻加入的
2 Utr 2
直通時間也恒為I=。因而，也就確保了在一個開關(guān)周期Ts內(nèi)加入的總直通 2 Utr 2
時間恒為= I^'H^2。正由于此，也就保證了 Z源網(wǎng)絡(luò)輸出直流電壓的恒定，不會引起
U tr逆變器輸出波形的畸變。以下為兩個具體實施例實施例1圖6是采用本發(fā)明圖3、4雙正弦PWM控制方法的控制電路圖。當圖3、4的|Udl =|Ud2|時，通過加法器(由圖6上面的運算放大器op組成)，將正弦參考電壓上偏置Udl， 偏置后的正弦參考電壓Ur1⑴與三角載波ute(t)通過上面的比較器com進行比較，當Uri (t)>utr(t)時，控制開關(guān)管1，4導(dǎo)通，當(t) <utr(t)時，通過上面的驅(qū)動電路控制開關(guān)管 1，4關(guān)斷。對應(yīng)的，通過減法器(由圖6下面的運算放大器op組成)將正弦參考電壓進行 下偏置Ud2(|udl| = |Ud2|)，偏置后的正弦參考電壓u,2(t)與三角載波ute(t)進行比較，當 ur2 (t) <utr(t)時，通過下面的驅(qū)動電路控制開關(guān)管2，3導(dǎo)通，ur2 (t) >utr(t)時，控制開 關(guān)管2，3關(guān)斷。實施例2圖8是采用本發(fā)明圖3、4雙正弦PWM控制方法的另一個控制電路圖。當圖3、4的 Ud2 = O時，通過加法器(由圖8中的運算放大器OP組成)將正弦參考電壓上偏置Udl，偏置 后的正弦參考電壓Uri⑴與三角載波ute(t)通過上面的比較器com進行比較，當uri(t) > Utr(t)時，通過上面的驅(qū)動電路控制開關(guān)管1，4導(dǎo)通，當Ur1 (t) <utr(t)時，控制開關(guān)管1， 4關(guān)斷。而將原正弦參考電壓 (t)與三角載波ute(t)通過下面的比較器com進行比較，當 Ur(t) <utr(t)時，通過下面的驅(qū)動電路控制開關(guān)管2，3導(dǎo)通，Ur (t) >utr(t)時，控制開關(guān) 管2，3關(guān)斷。具體實施效果圖5(a)為圖3的現(xiàn)有控制方法的仿真結(jié)果，其輸入電壓V。= 220V，直通控制電 壓隊=2.2，直通占空比00 = 0.12，調(diào)制比11 = 0.8。圖5(a)中從上到下分別為逆變器的 輸出電壓、開關(guān)管1的開關(guān)損耗、開關(guān)管1，4的控制信號以及開關(guān)管2，3的控制信號。將圖 5(a)放大如圖5(b)可以看出輸出電壓約為230V，開關(guān)管1在一個開關(guān)周期內(nèi)導(dǎo)通關(guān)斷的 次數(shù)為4次，有四次開關(guān)損耗。圖7(a)為本發(fā)明實施例1控制方法的仿真結(jié)果，其輸入電壓Vtl = 220V，偏置電壓 Udl = Ud2 = 0. 3V，直通占空比Do = 0. 12，調(diào)制比M = 0. 8，0 7(a)中從上到下分別為逆變 器的輸出電壓、開關(guān)管1的開關(guān)損耗、開關(guān)管1，4的控制信號以及開關(guān)管2，3的控制信號。 將圖7(a)放大如圖7(b)可以看出輸出電壓約為230V，開關(guān)管在一個開關(guān)周期內(nèi)導(dǎo)通關(guān)斷 的次數(shù)為2次，只有兩次開關(guān)損耗。 圖9 (a)為本發(fā)明實施例2控制方法的仿真結(jié)果，其輸入電壓Vo = 220V,偏置電壓 Udl = 0. 3V，Ud2 = OV直通占空比Do = 0. 06，調(diào)制比M = 0. 8。圖9 (a)中從上到下分別為 逆變器的輸出電壓、開關(guān)管1的開關(guān)損耗、開關(guān)管1，4的控制信號以及開關(guān)管2，3的控制信 號。將圖9(a)放大如圖9(b)可以看出輸出電壓約為200V，開關(guān)管1在一個開關(guān)周期內(nèi)導(dǎo) 通關(guān)斷的次數(shù)為2次，也只有兩次開關(guān)損耗。實施例1中輸出的PWM波對直流偏置進行就地補償，而實施例2中輸出的PWM波 對直流偏置實行半周期補償，且實施例1中所加入的最大直通時間是實施例2的兩倍。這 樣就擴大了輸出電壓的范圍，使其更具靈活性。由以上仿真結(jié)果對比可知，傳統(tǒng)Z源逆變器PWM控制方法其開關(guān)管的導(dǎo)通關(guān)斷次數(shù)為本發(fā)明Z源逆變器雙正弦PWM控制方法的兩倍，其導(dǎo)通關(guān)斷損耗也是本發(fā)明提出方法 的兩倍。同時，THD也明顯增大。因此本發(fā)明提出的Z源逆變器雙正弦PWM控制方法明顯 減少了開關(guān)管導(dǎo)通關(guān)斷的次數(shù)，從而減小了開關(guān)損耗與輸出波形的畸變，提高了逆變器的 性能與品質(zhì)。 最后需要說明的是本發(fā)明方法同樣也適用于單極性調(diào)制方式，以上實施例僅用 以說明而非限制本發(fā)明的技術(shù)方案，對本發(fā)明進行不脫離權(quán)利要求記載的核心設(shè)計方案的 任何修改或等同替換，均可認為是在本發(fā)明的 保護范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
一種用于Z源逆變器的雙正弦PWM控制方法，其特征在于，通過對原正弦參考電壓ur(t)＝Ursin(ωt)施加直流上、下偏置電壓Ud1、Ud2，得到一對同頻率同相位的上偏置正弦參考電壓ur1(t)＝Ursin(ωt)+Ud1和下偏置正弦參考電壓ur2(t)＝Ursin(ωt)-Ud2，其中，0≤Ud1≤Utr-Ur，0≤Ud2≤Utr-Ur，Utr為三角載波utr(t)的幅值，Ur為正弦參考電壓ur(t)的峰值；上、下偏置正弦參考電壓的幅值差恒為|Ud1|+|Ud2|；然后分別與三角載波比較來控制開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷，從而產(chǎn)生直通零電壓狀態(tài)。
2.如權(quán)利要求1所述的用于Z源逆變器的雙正弦PWM控制方法，其特征在于，所述施加 的直流上、下偏置電壓Udl、Ud2的絕對值相等。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種Z源逆變器的雙正弦PWM控制方法。該方法通過對原正弦參考電壓ur(t)直流偏置Ud1和Ud2，得到一對同頻率同相位的正弦參考信號ur1(t)＝Ursin(ωt)+Ud1和ur2(t)＝Ursin(ωt)-Ud1，并分別與三角載波utr(t)比較來控制開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷，使得所有開關(guān)管延時關(guān)斷和提前導(dǎo)通相同時間。這不僅確保了每個開關(guān)周期Ts內(nèi)直通時間的恒定，維持了Z源網(wǎng)絡(luò)輸出直流電壓的恒定，而且更重要的是與原有Z源逆變器PWM控制方法相比，將開關(guān)管的導(dǎo)通關(guān)斷次數(shù)減小一倍，從而克服了其控制方法的不足，使逆變器的開關(guān)損耗明顯減少，克服了開關(guān)頻率的限制，減小了輸出波形的畸變，同時該控制方法還具有實現(xiàn)電路邏輯簡單、可靠性高的優(yōu)點。
文檔編號H02M7/48GK101867312SQ201010162688
公開日2010年10月20日 申請日期2010年5月5日 優(yōu)先權(quán)日2010年5月5日
發(fā)明者張 浩, 李秀明, 馬西奎 申請人:西安交通大學(xué)