專利名稱：用于諧振變換器的充電模式控制設(shè)備的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種用于諧振變換器的充電模式控制設(shè)備。
背景技術(shù)：
在現(xiàn)有技術(shù)中已知強(qiáng)制開關(guān)變換器(開關(guān)變換器)，其具有用于對(duì)其進(jìn)行控制的 設(shè)備。諧振變換器是強(qiáng)制開關(guān)變換器其中的一大類，其特征在于存在諧振電路，該諧振電路 在確定輸入-輸出功率流方面起著積極的作用。在這些變換器中，由直流電壓供電的包括 4(2)個(gè)功率開關(guān)(典型地為功率M0SFET)的橋(半橋)產(chǎn)生電壓方波，該電壓方波施加到 被調(diào)諧至接近所述方波基頻的頻率的諧振電路。由此，由于其選擇的特性，諧振電路主要響 應(yīng)于基頻分量而忽略方波的更高次諧波。結(jié)果是，傳遞的功率可通過改變其占空比保持恒 定在50%的方波的頻率來調(diào)制。而且，根據(jù)諧振電路的配置，相關(guān)于功率流的電流和/或電 壓具有正弦或分段正弦的形狀。這些電壓被整流以及濾波，從而向負(fù)載提供dc功率。在離線應(yīng)用中，為了遵照安 全性規(guī)定，通過變壓器將供電至負(fù)載的整流和濾波系統(tǒng)耦合至諧振電路，該變壓器提供電 源與負(fù)載之間的隔離，這是上述提及的規(guī)定所要求的。如在所有隔離網(wǎng)絡(luò)變換器中那樣，在 這種情況中，也對(duì)連接至輸入電源的初級(jí)側(cè)(涉及變壓器的初級(jí)繞組)以及通過整流和濾 波系統(tǒng)向負(fù)載提供功率的次級(jí)側(cè)(涉及變壓器的次級(jí)繞組)之間進(jìn)行區(qū)分。目前，在很多類型的諧振變換器中，所謂的LLC諧振變換器被廣泛應(yīng)用，特別是以 其半橋形式被應(yīng)用。其稱謂LLC源自采用兩個(gè)電感(L)和一個(gè)電容(C)的諧振電路；圖1 示出了 LLC諧振變換器的原理示意圖。諧振變換器1包括由驅(qū)動(dòng)電路3驅(qū)動(dòng)的位于輸入電 壓Vin和地GND之間的晶體管Ql和Q2的半橋。在晶體管Ql和Q2之間的公共端子HB連 接至電路塊2，該電路塊2包括串聯(lián)的電容Cr、電感Ls以及與具有中間抽頭次級(jí)的變壓器 10并聯(lián)連接的另一電感Lp。變壓器10的中間抽頭次級(jí)的兩個(gè)繞組連接至兩個(gè)二極管D 1 和D2的正極，兩個(gè)二極管Dl和D2的負(fù)極都連接至并聯(lián)的電容Cout和電阻Rout ；跨越并 聯(lián)的Cout和Rout兩端的電壓是諧振變換器的輸出電壓Vout，同時(shí)dc輸出電流Iout流經(jīng) Rout。諧振變換器相較于傳統(tǒng)的開關(guān)變換器(非諧振變換器，典型的為PWM-脈寬調(diào) 制-控制)而言具有顯著的優(yōu)勢波形無陡峭邊緣，由于其“軟”開關(guān)，功率開關(guān)的開關(guān)損耗 低，轉(zhuǎn)換效率高(可容易地達(dá)到95%以上)，能夠運(yùn)行在高頻，產(chǎn)生的EMI (電磁干擾)低， 以及最后，功率密度高(即，能夠建立具有在相對(duì)小的空間處理很大的功率水平的能力的 變換系統(tǒng))。在大多數(shù)dc-dc變換器中，閉環(huán)、負(fù)反饋控制系統(tǒng)使得變換器的輸出電壓在改變 運(yùn)行條件的情況下保持恒定，運(yùn)行條件即其輸入電壓Vin和/或輸出電流lout。這是通過 將輸出電壓的一部分與參考電壓Vref進(jìn)行比較來實(shí)現(xiàn)的。由輸出電壓感測系統(tǒng)(通常為 電阻分壓器)提供的值與參考值之間的差或誤差信號(hào)Er通過誤差放大器放大。其輸出Vc 調(diào)制變換器中的量X，其中在每個(gè)開關(guān)周期期間該變換器承載的能量基本上依賴于該量X。
4如上所述，在諧振變換器中這樣的一個(gè)重要的量是激勵(lì)諧振電路的方波的開關(guān)頻率。在所有的dc-dc變換器的控制系統(tǒng)中，誤差放大器的頻率響應(yīng)應(yīng)當(dāng)被恰當(dāng)?shù)卦O(shè)計(jì) 以確保-穩(wěn)定的控制環(huán)路(即，在變換器的運(yùn)行條件擾動(dòng)的情況下，一旦由該擾動(dòng)導(dǎo)致的 瞬態(tài)結(jié)束，輸出電壓傾向于恢復(fù)到接近于擾動(dòng)之前的穩(wěn)定狀態(tài)值)；-高的穩(wěn)壓性(即，輸出電壓在擾動(dòng)之后恢復(fù)到的新的恒定值極為接近擾動(dòng)之前 的值)；-好的動(dòng)態(tài)性能(即，在擾動(dòng)隨后的瞬態(tài)期間，輸出電壓不會(huì)很大地偏離期望值并 且瞬態(tài)本身很短)。上述提及的控制目標(biāo)可被表述為控制環(huán)路的傳遞函數(shù)的一些特征量，例如，帶寬、 相位裕度、dc增益。在dc-dc變換器中，這些目標(biāo)可通過作用于誤差放大器的頻率響應(yīng)、修 改其增益以及適當(dāng)?shù)匕才牌鋫鬟f函數(shù)的極點(diǎn)和零點(diǎn)(頻率補(bǔ)償)來實(shí)現(xiàn)。這通常通過采用 包括電阻和連接至電阻的具有合適值的電容器的無源網(wǎng)絡(luò)來實(shí)現(xiàn)。但是，為了確定獲得控制環(huán)路的傳遞函數(shù)的期望特征所需的頻率補(bǔ)償，必須要知 曉調(diào)節(jié)器增益，即將控制電壓Vc轉(zhuǎn)換到控制量χ的系統(tǒng)增益，以及變換器本身相對(duì)于量χ 的變動(dòng)的頻率響應(yīng)。調(diào)節(jié)器增益通常不依賴于頻率，并且在控制集成電路中固定。雖然dc-dc變換器由于開關(guān)動(dòng)作為強(qiáng)非線性系統(tǒng)，但在合適的近似以及某種假定 下，其頻率響應(yīng)可由與用于線性網(wǎng)絡(luò)的方式相同的方式來描述以及表示，由此，可由以增 益、零點(diǎn)和極點(diǎn)為特征的傳遞函數(shù)來描述以及表示。該傳遞函數(shù)基本上取決于變換器的拓 撲，即，處理功率的元件的共同配置，取決于其運(yùn)行模式，即，在每個(gè)開關(guān)周期，在磁性部件 中存在連續(xù)電流流動(dòng)(連續(xù)電流模式，CCM)還是不存在連續(xù)電流流動(dòng)(不連續(xù)電流模式， DCM)，以及取決于由控制環(huán)路控制的量χ。雖然在PWM變換器中，通常采用不同的控制方 法-但傳統(tǒng)地，在諧振變換器中，被用于控制變換器的量直接為施加至諧振電路的方波的 開關(guān)頻率。在所有的用于市場上可獲得的dc-dc諧振變換器的集成控制電路中，其控制直接 作用于半橋的諧振頻率(直接頻率控制，DFC)上。圖2示出了用于該類型的諧振變換器的 控制系統(tǒng)。次級(jí)側(cè)的誤差放大器4，在其反相輸入端具有輸出電壓Vout的一部分，在非反相 輸入端具有參考電壓Vref，其輸出通過光耦合器5傳輸至初級(jí)側(cè)以確保由安全規(guī)定要求的 初級(jí)-次級(jí)隔離，并且該輸出作用于控制集成電路30中的電壓控制振蕩器(VC0)6或者電 流控制振蕩器(ICO)。這種類型的控制帶來兩類問題。第一類涉及以下事實(shí)不同于PWM變換器，由增 益、極點(diǎn)和零點(diǎn)表述的用于諧振變換器的動(dòng)態(tài)小信號(hào)模型并不已知(僅具有不可靠的實(shí)際 應(yīng)用的一些近似形式)。換句話說，不知曉功率級(jí)的傳遞函數(shù)。第二類問題涉及以下事實(shí) 根據(jù)基于仿真的研究結(jié)果，所述功率級(jí)的傳遞函數(shù)顯示出強(qiáng)可變dc增益，極點(diǎn)的數(shù)量依賴 于運(yùn)行點(diǎn)而從一個(gè)至三個(gè)變化并且具有非常易變的位置。最后，由于輸出電容，存在一個(gè)零 點(diǎn)O大增益變化以及高可變性極點(diǎn)配置導(dǎo)致反饋控制環(huán)路的頻率補(bǔ)償極為困難。這導(dǎo) 致，實(shí)際上不可能獲得在所有運(yùn)行條件下的最優(yōu)瞬態(tài)響應(yīng)，并且需要在穩(wěn)定性和動(dòng)態(tài)性能之間的極大的權(quán)衡。另外，能量傳遞極為依賴于輸入電壓(音頻-敏感性)，這使得控制環(huán) 路不得不顯著改變運(yùn)行頻率以補(bǔ)償所述變動(dòng)。由于變換器的輸入電壓中總是具有頻率兩倍 于主電壓的頻率的交流分量，在該頻率處的環(huán)路增益需要足夠高以有效地抵制所述交流分 量并且顯著地減弱在輸出電壓中可見的剩余紋波。所有的這些因素導(dǎo)致了問題不能被全部解決的危險(xiǎn)，尤其是當(dāng)由變換器供電的負(fù) 載具有高的動(dòng)態(tài)變化以及/或?qū)τ趧?dòng)態(tài)精確性或者響應(yīng)速度或者輸入紋波抵制存在嚴(yán)格 的要求時(shí)。最后，涉及DFC控制方法的另一個(gè)難題是開關(guān)頻率對(duì)于諧振電路中的元件(Cr， Ls以及Lp)的值的敏感性。這些值由于其制造公差而具有統(tǒng)計(jì)學(xué)分布，并且這對(duì)保護(hù)電路 的有效性產(chǎn)生不利影響。事實(shí)上，通常來說，為了避免變換器運(yùn)行異常，應(yīng)當(dāng)限制控制量X。 在諧振變換器的情況下，實(shí)施DFC的諧振控制器允許對(duì)半橋的操作頻率進(jìn)行上限和下限限 制。設(shè)置這些限制應(yīng)當(dāng)考慮，由于上述提及的值的分布，變換器的操作頻率范圍將相應(yīng)地改 變。由此，對(duì)頻率設(shè)定的最小限制應(yīng)當(dāng)小于作為所述范圍的低端的最小值，并且最大限制應(yīng) 當(dāng)大于作為所述范圍的高端的最大值。這極大地減小了作為防止異常操作情況的手段的頻 率限制的有效性。所述難題的解決包括，采用基于充電模式控制(CMC)的變換器控制，所述方法 ^t W. Tang, F. C. Lee, R. B. Ridley VX R I. Cohen 的 ^； "Charge Control =Analysis, Modeling and Design”中第一次論述，其發(fā)表在電力電子專家會(huì)議(Power Electronics SpecialistConference)，1992. PESC，92 記錄，IEEE 年報(bào)第 23 期，1992 年 6 月 29 日-7 月3日，頁碼503-511，第1卷上。而將之應(yīng)用至諧振變換器的想法則可以追溯到 W. Tang, C. S. Leu 以及 F. C. Lee 的論文"Charge control for zero-voltage-switching multi-resonant converter，，中，其發(fā)表在電力電子專家會(huì)議(Power Electronics SpecialistConference)，1993. PESC'93 記錄，IEEE 年報(bào)第 24 期，1993 年 6 月 20 日-24 日， 頁碼:229-233。在第一篇論文中，小信號(hào)分析顯示由CMC控制的變換器的動(dòng)態(tài)特性與峰值電流模 式控制的系統(tǒng)類似，即，在半開關(guān)頻率時(shí)具有一個(gè)單一的低頻極點(diǎn)和一對(duì)復(fù)共軛極點(diǎn)。在峰 值電流模式下，所述一對(duì)極點(diǎn)的阻尼系數(shù)僅依賴于占空比(當(dāng)占空比高于50%時(shí)，其與已 知的亞諧波不穩(wěn)定性相關(guān)聯(lián))，而與峰值電流模式不同的是，在CMC控制下，這樣的阻尼系 數(shù)還依賴于變換器的儲(chǔ)能電感以及負(fù)載。對(duì)亞諧波不穩(wěn)定性問題的分析更困難。作為一種 趨勢，該不穩(wěn)定性傾向于在輸入電流為低值時(shí)產(chǎn)生，由此傾向于在變換器的負(fù)載為低值時(shí) 產(chǎn)生。然而，在兩個(gè)方法中，通過在電流斜坡中(或者在CMC的情況下在積分中)增加補(bǔ)償 斜坡，可解決該問題。此外，該積分過程使得CMC方法相較于峰值電流模式而言更具有噪音 不敏感性。在第二篇論文中(由Tang等發(fā)表)，公開了 CMC類型的控制設(shè)備。其適于諧振正 激(forward)拓?fù)洳⑶矣煞至⒌男问綄?shí)現(xiàn)流經(jīng)初級(jí)功率電路的電流通過采用電流變壓器 直接積分，該電流變壓器具有兩個(gè)輸出繞組和兩個(gè)分立的用于對(duì)兩個(gè)串聯(lián)連接的積分電容 進(jìn)行充電的整流系統(tǒng)。該系統(tǒng)并不完全適合被集成；另外，由于成本原因，具有變壓器的電 流感測系統(tǒng)用于大功率變換系統(tǒng)而不用于低功率系統(tǒng)。
發(fā)明內(nèi)容
鑒于現(xiàn)有技術(shù)，本發(fā)明的目標(biāo)是提供一種與現(xiàn)有技術(shù)不同的用于諧振變換器的充 電模式控制設(shè)備。根據(jù)本發(fā)明，所述目標(biāo)通過用于諧振變換器的控制設(shè)備實(shí)現(xiàn)，所述變換器包括適 于驅(qū)動(dòng)諧振負(fù)載的開關(guān)電路，所述諧振負(fù)載包括至少一個(gè)變壓器，該變壓器具有至少一個(gè) 初級(jí)繞組和至少一個(gè)次級(jí)繞組，所述變換器適于將輸入信號(hào)變換為輸出信號(hào)，所述開關(guān)電 路包括第一開關(guān)和第二開關(guān)的至少一個(gè)半橋，所述半橋的中間點(diǎn)連接至所述諧振負(fù)載，其 特征在于，所述控制設(shè)備包括第一裝置、第二裝置和第三裝置，該第一裝置適于對(duì)表示在初 級(jí)繞組中流動(dòng)的電流的信號(hào)進(jìn)行整流，該第二裝置適于對(duì)至少所述整流后的信號(hào)積分并且 適于根據(jù)積分信號(hào)產(chǎn)生所述開關(guān)電路的至少一個(gè)控制信號(hào)，該第三裝置適于發(fā)送復(fù)位命令 至所述第二裝置，以使得在所述積分后的信號(hào)達(dá)到或者超過第一信號(hào)的瞬間和表示初級(jí)繞 組中流動(dòng)的電流的信號(hào)的下一個(gè)過零點(diǎn)瞬間之間的時(shí)間段上禁止所述第二裝置操作。借助于本發(fā)明可提供一種用于諧振變換器的控制設(shè)備，其能夠通過將變換器等效 為單一極點(diǎn)系統(tǒng)(至少在與頻率補(bǔ)償?shù)脑O(shè)計(jì)相關(guān)的頻率范圍內(nèi))，來允許減少變換器的動(dòng) 態(tài)次序，從而改進(jìn)其對(duì)于負(fù)載變化的瞬態(tài)響應(yīng)。而且，通過對(duì)輸入電壓變化的降低的敏感性和/或更加自由地設(shè)置環(huán)路增益的可 能性，所述控制設(shè)備減小了變換器的音頻敏感性，從而改進(jìn)其對(duì)輸入電壓變化的瞬態(tài)響應(yīng) 以及輸入電壓紋波的抵制。所述控制設(shè)備還允許對(duì)變換器的操作限制進(jìn)行設(shè)置而無須考慮諧振電路參數(shù)的 分布，從而改進(jìn)控制力度。
本發(fā)明的特征和優(yōu)點(diǎn)將通過下文對(duì)參考在附圖中以非限制性示例來示出的實(shí)際 實(shí)施例的詳細(xì)描述來清楚地呈現(xiàn)，其中圖1示出了根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的LLC諧振變換器的電路示意圖；圖2示出了根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的可對(duì)輸出電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)的諧振變換器的方框示意圖；圖3示出了根據(jù)本發(fā)明的具有充電模式控制設(shè)備的諧振變換器的電路示意圖；圖4示出了根據(jù)本發(fā)明第一實(shí)施例的用于諧振變換器的控制設(shè)備的電路示意圖；圖5示出了在圖4的設(shè)備中包含的信號(hào)的一些時(shí)間圖；圖6示出了圖4中積分器的一些實(shí)現(xiàn)方式；圖7示出了根據(jù)本發(fā)明第二實(shí)施例的用于諧振變換器的控制設(shè)備的電路示意圖；圖8示出了在圖7的設(shè)備中包含的信號(hào)的一些時(shí)間圖。
具體實(shí)施例方式圖3示出了根據(jù)本發(fā)明的具有充電模式控制(CMC)控制設(shè)備100的諧振變換器的 電路示意圖。該變換器包括諧振負(fù)載，該諧振負(fù)載優(yōu)選地包括具有初級(jí)繞組Ll和次級(jí)的兩 個(gè)繞組L2的變壓器20 ；初級(jí)繞組Ll通過電容Cr連接至半橋的中間點(diǎn)HB，該中間點(diǎn)HB為 晶體管Ql和Q2的公共端子，并且初級(jí)繞組Ll直接連接至感測電阻Rs，感測電阻Rs連接 至地GND。次級(jí)的兩個(gè)繞組L2連接在地GND和兩個(gè)相應(yīng)的二極管Dl和D2之間，二極管Dl和D2具有連接在一起的陰極并且該陰極連接至并聯(lián)的電阻Rout和電容Cout，并聯(lián)的電阻 Rout和電容Cout連接至地GND。晶體管Ql和Q2優(yōu)選為MOS晶體管，尤其是NMOS晶體管； 晶體管Q2的漏極端子與晶體管Ql的源極端子連接至一點(diǎn)，該點(diǎn)為半橋的中間點(diǎn)HB。電阻 Rs連接在初級(jí)繞組Ll的一端和地GND之間。諧振電流Ir流經(jīng)初級(jí)繞組Ll。圖3示出了開關(guān)電路Q1-Q2中的電流感測元件，其表示為與諧振電路Cr，20串聯(lián) 放置的電阻Rs，尤其是，該電阻Rs與變壓器20的初級(jí)Ll串聯(lián)放置，從而在該電阻Rs的端 子上的電壓將與流經(jīng)諧振電路的電流成比例。這僅為非限制性的示例，該感測也可采用提 供精確表示流經(jīng)諧振電路的瞬時(shí)電流的電壓信號(hào)的現(xiàn)有技術(shù)其他方式(通過電容或電阻 分壓器，具有電流變壓器，霍爾傳感器等)實(shí)施。諧振電流具有零平均值(由于串聯(lián)電容的存在)，并且由此具有正值和負(fù)值。由 此，施加至控制設(shè)備的輸入的電壓信號(hào)Vs將具有正值和負(fù)值。連接至該輸入的電路應(yīng)當(dāng)至 少能夠承受相對(duì)于地的負(fù)電壓(通常其絕對(duì)值低于IV)，而不會(huì)導(dǎo)致故障?？刂圃O(shè)備100包括第一裝置110，其適于對(duì)表示諧振電流Ir的至少一個(gè)信號(hào)Vs進(jìn) 行積分，并且產(chǎn)生所述開關(guān)電路的至少一個(gè)控制信號(hào)HS⑶、LS⑶。設(shè)備100在其輸入處具 有電阻Rs端子上的電壓Vs以及由塊5提供的表示輸出電壓Vout的反饋環(huán)路的電壓信號(hào) Vc或電流信號(hào)Ic ；電流信號(hào)Ic或電壓信號(hào)Vc是控制信號(hào)并且表示控制輸出電壓Vout的 反饋環(huán)路，優(yōu)選電流信號(hào)Ic或電壓信號(hào)Vc是變換器的輸出電流Iout和/或輸入電壓Vin 的函數(shù)。圖4示出了根據(jù)本發(fā)明第一實(shí)施例的用于諧振變換器的控制設(shè)備的示意圖。電壓 Vs (諧振電流的電壓鏡像)由理想的全波整流器116整流，并且產(chǎn)生的電壓Vs’供給至可復(fù) 位的積分器111的輸入。通過比較器C01，將積分器111的輸出電壓Vint與由變換器的輸 出電壓Vout的控制環(huán)路產(chǎn)生的控制電壓Vc相比較；尤其是，電壓Vint在比較器的非反相 輸入端子，而電壓Vc在反相輸入端子。比較器COl的輸出供給至J-K型觸發(fā)器FF的數(shù)據(jù)輸入。輸入J和K由初始電路 115設(shè)置以使得在第一運(yùn)行周期之前，觸發(fā)器FF的輸出處的信號(hào)Q為高。接著，隨著第一 運(yùn)行周期的開始，輸入J和K都被設(shè)置為高邏輯電平，從而J-K型觸發(fā)器起到T (Toggle 反 轉(zhuǎn))型觸發(fā)器的作用，由此在COl的每個(gè)高轉(zhuǎn)變時(shí)改變輸出的狀態(tài)。觸發(fā)器FF的輸出Q連接至AND門ANDl的輸入，而輸出。連接至AND門AND2的輸 入。在門ANDl和AND2的輸出處的信號(hào)HS⑶和LS⑶是用于圖3中諧振變換器的半橋的晶 體管Ql和Q2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)并且可取高邏輯值或低邏輯值?？刂圃O(shè)備包括裝置FF、C01、118、C02，這些裝置適于發(fā)送復(fù)位命令Res至所述積分 器，以使得在所述積分后的信號(hào)達(dá)到或者超過第一信號(hào)Vc的瞬間和表示初級(jí)繞組中流動(dòng) 的電流Ir的信號(hào)Vs的下一個(gè)過零點(diǎn)瞬間之間的時(shí)間段Tres上禁止積分器操作。由上升沿或者正電平操作的積分器111的復(fù)位輸入Res被連接至M)R(異或)門 118的輸出，該M)R(異或)門118在其輸入處接收J(rèn)-K觸發(fā)器FF的輸出Q和CP信號(hào)，CP 信號(hào)是比較器C02將電壓Vs與O進(jìn)行比較的輸出。當(dāng)CP信號(hào)和Q不一致時(shí)，信號(hào)Res為 高以使得積分器111的輸出Vint等于0，CP信號(hào)和Q的不一致發(fā)生在晶體管Ql和Q2的每 個(gè)導(dǎo)通周期的初始，此時(shí)電流仍具有其在前一個(gè)開關(guān)半周期中的符號(hào)，直到極性改變?yōu)橹埂Ｓ纱耍谥C振電流的正負(fù)半波中，系統(tǒng)的操作相同，在電流取與施加至諧振電路的
8電壓相同的符號(hào)(當(dāng)晶體管Ql導(dǎo)通時(shí)為正，當(dāng)晶體管Q2導(dǎo)通時(shí)為負(fù))的瞬時(shí)，積分斜坡開 始。當(dāng)觸發(fā)器FF的輸出Q為高時(shí)，信號(hào)HVGD為高，Ql導(dǎo)通并且信號(hào)LS⑶為低，由此 Q2截止。積分器111在先前被復(fù)位由此電壓Vint從0開始。當(dāng)諧振電流Ir為正時(shí)，門118 的輸出變?yōu)榈陀纱藢⒎e分器解鎖，由此電壓斜坡Vint可開始。當(dāng)Vint ^ Vc,比較器COl的 輸出變?yōu)楦卟⑶腋淖冇|發(fā)器FF的情況；由此，輸出Q與HSGD —起變?yōu)榈停敵?。變?yōu)楦摺５托盘?hào)HS⑶立即使晶體管Ql截止，而晶體管Q2雖然在信號(hào)。為高時(shí)應(yīng)該導(dǎo)通，但 是由于死時(shí)間產(chǎn)生模塊112的作用，仍然會(huì)在時(shí)間Td內(nèi)保持截止，死時(shí)間產(chǎn)生模塊112包 括單穩(wěn)態(tài)電路MF和兩個(gè)門AND1、AND2。該模塊在時(shí)間Td內(nèi)保持信號(hào)LSGD為低。在使Ql 截止時(shí)需要該延遲，以使得節(jié)點(diǎn)HB(半橋的中間點(diǎn))的電壓變?yōu)?。通過這種方式，當(dāng)晶體 管Q2導(dǎo)通時(shí)，其漏源電壓基本上為0(具體來說為稍負(fù)，其由晶體管Q2的體二極管箝位)。 在使晶體管Q2截止和使晶體管Ql導(dǎo)通的相反轉(zhuǎn)變期間顯然也是如此。這就是軟開關(guān)機(jī)制， 其消除了導(dǎo)通時(shí)的開關(guān)損耗。時(shí)間Td由通過AND門設(shè)置信號(hào)HS⑶和LS⑶在這段時(shí)間內(nèi) 都為低的單穩(wěn)態(tài)輸出的低電平持續(xù)時(shí)間而固定。時(shí)間Td可內(nèi)部固定或者通過合適的控制 系統(tǒng)與中間點(diǎn)電壓的轉(zhuǎn)變速度相適應(yīng)。由此，在經(jīng)過時(shí)間Td之后，晶體管Q2將被導(dǎo)通，并且諧振電流將具有與其中晶體 管Ql導(dǎo)通的前半周期完全相同的演化，只是具有負(fù)的符號(hào)。由于整流器116，通過積分器所 見的信號(hào)將與在前半周期所見的完全相同。然而，與前半周期不同的是，門118的輸出變?yōu)?低并由此將積分器解鎖并且當(dāng)Ir為負(fù)時(shí)激活電壓斜坡Vint。圖4示出的積分器可通過各種方式實(shí)現(xiàn)。在圖6中示出了一些示例。電路a)包 括由電壓Vs'驅(qū)動(dòng)的電流發(fā)生器Is，該電流發(fā)生器Is采用根據(jù)因子α與Vs'成比例的電 流對(duì)電容Ci充電。發(fā)生器Isc是進(jìn)行補(bǔ)償?shù)陌l(fā)生器，以避免次諧波不穩(wěn)定。Isc值可被固 定或者依賴于控制、或更通常的為整個(gè)變換器的一個(gè)參數(shù)(例如，輸入電壓)?？紤]到電容 的本構(gòu)方程，在Ql導(dǎo)通的時(shí)間期間，其端子上的電壓Vint將與Vs'的積分成比例
1 νVi{t) = 一 \[aVs\t) + Isc]dt
Ci ο與電容Ci并聯(lián)連接并且由信號(hào)Res控制的開關(guān)SW閉合以對(duì)電容Ci本身放電并 使得其電壓Vint等于0(復(fù)位功能)。在電路a)中示出的可控電流發(fā)生器可通過電路b)中示出的運(yùn)算跨導(dǎo)放大器實(shí) 現(xiàn)。其跨導(dǎo)&與電路a)的可控發(fā)生器的增益α相對(duì)應(yīng)。在兩種情況中，電容Ci優(yōu)選為 集成設(shè)備Ul外部的組件，并且由此連接至一個(gè)特定的管腳以向用戶提供對(duì)積分模塊的時(shí) 間常數(shù)的校準(zhǔn)手段，該集成設(shè)備Ul包括根據(jù)本發(fā)明的控制設(shè)備。在電路C)中，具有一個(gè)運(yùn)算放大器，其反相輸入通過電阻R連接至電壓Vs并且其 非反相輸入連接至固定電壓Vr，該電壓Vr方便地假定為0。電容Ci放置在其反相輸入和 輸出之間以使得形成具有時(shí)間常數(shù)RCi的積分器電路。放電開關(guān)SW正如在電路a)以及b) 中那樣操作。如下給出Ci兩端的電壓Vint:Vi(t)=去 f[i Fs' (t) + Isc]dt
Ci 0J R并且由此確定與其他電路類似的操作。
由于在Ql的初始導(dǎo)通階段，積分器的輸出Vint取負(fù)值，電路a)的驅(qū)動(dòng)發(fā)生器的 晶體管級(jí)電路構(gòu)成或者電路b)和c)的操作導(dǎo)致了一些問題。采用的電路拓?fù)浔仨毧紤]到 該問題。應(yīng)當(dāng)注意，當(dāng)信號(hào)Res為高的所有時(shí)段期間，開關(guān)SW保持導(dǎo)通并且使電流發(fā)生器 短路。即使圖6的電路中沒有特別示出，但可選地，可以提供在開關(guān)SW閉合的時(shí)段期間使 所述發(fā)生器禁用的裝置以降低損耗。在電路a)和b)中，連接至電壓Vs'的管腳的輸入阻抗也可為非常大(如果輸入 級(jí)由MOSFET構(gòu)成，事實(shí)上為無窮大)。相反，在電路c)中，Ci的充電電流從所述管腳輸出 并且流經(jīng)電阻Rs。通常，由于該充電電流典型地為十或百μ A，其遠(yuǎn)小于諧振電流，因此不 會(huì)造成問題。但是，一旦其成為問題，則當(dāng)選擇要在特定設(shè)備中采用的解決方案時(shí)，這點(diǎn)可 能是區(qū)別要素。當(dāng)Is << Isc，S卩，當(dāng)諧振電流以及由此的電壓Vs'為低(其在當(dāng)變換器負(fù)載為 低時(shí)發(fā)生，或者由于所謂的“軟啟動(dòng)”電路而在變換器啟動(dòng)時(shí)發(fā)生，該軟啟動(dòng)電路導(dǎo)致電流 逐漸上升以對(duì)功率組件上的應(yīng)力進(jìn)行限制)時(shí)，Ci的充電基本上由Isc來完成。由此，控 制傾向于失去CMC特征而采用導(dǎo)通時(shí)段的持續(xù)時(shí)間的直接控制的特征，如同直接頻率控制 DFC所做的一樣，這導(dǎo)致諧振電路的動(dòng)態(tài)性能以及對(duì)參數(shù)變動(dòng)的控制魯棒性下降。圖5示出了關(guān)于圖4中的控制設(shè)備的信號(hào)Vs、Res、Vint、Vs'、HS⑶和LS⑶的時(shí) 間圖。圖7示出了根據(jù)本發(fā)明第二實(shí)施例的控制設(shè)備。所述設(shè)備與在第二實(shí)施例中所示 出的不同在于存在一個(gè)不同的積分電路，該積分電路在輸入處除了電壓Vs'之外還具有電 流Ic，該電流Ic表示控制諧振變換器的輸出電壓Vout的反饋環(huán)路。事實(shí)上，圖2和圖3 的變換器的模塊5所提供的信號(hào)通常為電流。該電流在變換器從輸入電源中汲取最大電流 (即，具有最大負(fù)載與最小輸入電壓)時(shí)為該電流范圍中的最小值，并且在輸入電流為最小 值(即，具有最小負(fù)載與最大輸入電壓)時(shí)達(dá)到最大值。在該實(shí)施例中，直接采用電流Ic，在其他可能的等同實(shí)施例中，可以先將該電流 Ic轉(zhuǎn)換為電壓。在圖7中，可復(fù)位的積分器114在其輸入處除了復(fù)位信號(hào)Res之外還具有電壓 Vs'和電流Ic。積分器114包括積分電容Ci，其由根據(jù)恒量α與電壓Vs'成比例的電流 Ifl和根據(jù)恒量β與控制電流Ic成比例的電流If2的總和進(jìn)行充電，其中電壓Vs'是諧 振電流的鏡像。由此，積分器114包括由電壓Vs控制的電流發(fā)生器Ifl和由電流Ic控制 的電流發(fā)生器If2。在電容Ci上產(chǎn)生的電壓斜坡接著通過比較器COl與電壓V2進(jìn)行比較， 以用于確定半橋的切換。積分器114包括設(shè)置為與電容Ci并聯(lián)并且由信號(hào)Res控制的開 關(guān)SW。圖7的控制設(shè)備的操作與圖4的設(shè)備的操作相同。電壓V2不受控制環(huán)路影響，這并不暗示其必然為固定電壓。它可為一些其他電 量，例如變換器輸入電壓的函數(shù)。在這種情況下，控制設(shè)備包括裝置FF、C01、118、C02，這些裝置適于發(fā)送復(fù)位命令 Res至該積分器114，以使得在該積分后的信號(hào)達(dá)到或者超過信號(hào)V2的瞬間和表示初級(jí)繞 組中流動(dòng)的電流Ir的信號(hào)Vs的下一個(gè)過零點(diǎn)瞬間之間的時(shí)間段Tres上禁止該積分器操作。在塊114中實(shí)現(xiàn)的積分器/反饋組合與變換器的操作相一致當(dāng)變換器的輸入電 流為最大(以及根據(jù)以上所述，在這些條件下，Ic為最小)時(shí)，Ifl對(duì)Ci上的電壓斜坡起主 要貢獻(xiàn)作用；由此，將存在大信號(hào)Vs，并且在諧振電路上將流經(jīng)大電流。相反，當(dāng)變換器的 電流為最小(以及根據(jù)以上所述，在這些條件下，電流Ic為最大)時(shí)，電流If2對(duì)電容Ci 上的電壓斜坡Vint起主要貢獻(xiàn)作用；由此，存在小幅值信號(hào)Vs，并且在諧振電路上將流經(jīng) 小電流。另外，電流Ic還與防止次諧波不穩(wěn)定性問題所要求的相一致地改變。在重載時(shí)， 在不存在不穩(wěn)定性問題的情況下，電流Isc相對(duì)于Ifl應(yīng)當(dāng)很小，以使得電壓Vint實(shí)質(zhì)上 依賴于后者，并且操作盡可能接近于純CMC設(shè)備；但是，在輕載時(shí)，在存在該問題的情況下， 電流Isc應(yīng)當(dāng)與Ifl相當(dāng)或者占主要部分，以保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性。由此，控制電流也具有補(bǔ) 償電流的作用?？梢詫?shí)現(xiàn)包括根據(jù)本發(fā)明的用于開關(guān)變換器的控制設(shè)備的集成電路Ul ；控制設(shè) 備可為圖3、圖4和圖7中所示的任意一個(gè)。該電路集成在半導(dǎo)體芯片中。
權(quán)利要求
1.一種用于諧振變換器的控制設(shè)備，所述變換器包括適于驅(qū)動(dòng)諧振負(fù)載(Cr，20)的開 關(guān)電路tol_Q2)，所述諧振負(fù)載包括至少一個(gè)變壓器(20)，所述變壓器00)具有至少一個(gè) 初級(jí)繞組(Li)以及至少一個(gè)次級(jí)繞組(L2)，所述變換器適于將輸入信號(hào)(Vin)變換為輸出 信號(hào)(Vout)，所述開關(guān)電路包括第一開關(guān)Oil)和第二開關(guān)0^2)的至少一個(gè)半橋，所述半 橋的中間點(diǎn)(HB)連接至所述諧振負(fù)載(Cr，20)，其特征在于，所述控制設(shè)備包括第一裝置 (116)、第二裝置(111，114)以及第三裝置(FF，C01，118，C02)，所述第一裝置(116)適于對(duì) 表示在所述初級(jí)繞組中流動(dòng)的電流(Ir)的信號(hào)(Vs)進(jìn)行整流，所述第二裝置(111，114) 適于至少對(duì)所述整流后的信號(hào)(Vs')進(jìn)行積分、并且適于根據(jù)所述積分后的信號(hào)(Vint) 產(chǎn)生所述開關(guān)電路的至少一個(gè)控制信號(hào)(HS⑶，LS⑶)，所述第三裝置(FF，C01，118，C02)適 于發(fā)送復(fù)位命令至所述第二裝置，以使得在所述積分后的信號(hào)達(dá)到或者超過第一信號(hào)(Vc， V2)的瞬間和表示所述初級(jí)繞組中流動(dòng)的電流(Ir)的信號(hào)(Vs)的下一個(gè)過零點(diǎn)瞬間之間 的時(shí)間段(Tres)上，禁止所述第二裝置操作。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的設(shè)備，其特征在于，所述第二裝置(110)包括適于將所述積分后的 信號(hào)(Vint)與所述第一信號(hào)(Vc，V2)進(jìn)行比較，并且當(dāng)所述積分后的信號(hào)達(dá)到或者超過所 述第一信號(hào)時(shí)產(chǎn)生高電平信號(hào)的裝置。
3.根據(jù)權(quán)利要求2的設(shè)備，其特征在于，所述第一信號(hào)(Vc)是表示控制所述變換器的 輸出信號(hào)(Vout)的反饋環(huán)路的信號(hào)。
4.根據(jù)權(quán)利要求2的設(shè)備，其特征在于，所述第一信號(hào)(M)是恒定信號(hào)，所述第一裝置 (110)適于對(duì)所述整流后的信號(hào)(Vs)以及表示控制所述變換器的輸出信號(hào)(Vout)的反饋 環(huán)路的電流信號(hào)(Ic)進(jìn)行積分。
5.根據(jù)權(quán)利要求2的設(shè)備，其特征在于，所述第二裝置(110)適于產(chǎn)生用于所述半橋 的第一開關(guān)Oil)和第二開關(guān)的第一控制信號(hào)(HSGD)和第二控制信號(hào)(LSGD)，所述第 一開關(guān)連接至輸入電壓(Vin)，所述第三裝置(FF，C01，118，C02)適于在所述第一開關(guān)Oil) 截止并且表示所述初級(jí)繞組(Li)中流動(dòng)的電流的信號(hào)(Vs)高于O時(shí)發(fā)送復(fù)位命令至所述 第二裝置(111)，或者相反在所述第一開關(guān)Oil)導(dǎo)通并且表示所述初級(jí)繞組(Li)中流動(dòng)的 電流的信號(hào)(Vs)小于O時(shí)發(fā)送復(fù)位命令至所述第二裝置(111)。
6.根據(jù)權(quán)利要求1的設(shè)備，其特征在于，所述控制設(shè)備包括J-K觸發(fā)器(FF)，所述觸 發(fā)器(FF)的數(shù)據(jù)輸入信號(hào)是所述比較裝置(COl)的輸出處的信號(hào)，輸入J和K由啟動(dòng)電路 (115)驅(qū)動(dòng)，并且兩個(gè)輸出信號(hào)是用于所述半橋的第一開關(guān)Oil)和第二開關(guān)0^2)的控制信 號(hào)(HSGD，LSGD)。
7.根據(jù)權(quán)利要求2的設(shè)備，其特征在于，所述第一信號(hào)m是所述變換器的輸入信號(hào) (Vin)的函數(shù)。
8.一種集成電路，包括根據(jù)前述權(quán)利要求中任一個(gè)所限定的用于開關(guān)變換器的控制設(shè)備。
9.一種諧振變換器，包括適于驅(qū)動(dòng)諧振負(fù)載(Cr，20)的開關(guān)電路tol_Q2)，所述諧振負(fù) 載包括至少一個(gè)變壓器(20)，所述變壓器OO)具有至少一個(gè)初級(jí)繞組(Li)以及至少一個(gè) 次級(jí)繞組(L2)，所述變換器適于將輸入信號(hào)(Vin)變換為輸出信號(hào)(Vout)，所述開關(guān)電路 包括第一開關(guān)Oil)和第二開關(guān)的至少一個(gè)半橋，所述半橋的中間點(diǎn)(HB)連接至所述 諧振負(fù)載，其特征在于，所述諧振變換器包括根據(jù)權(quán)利要求1-7中任一個(gè)所限定的控制設(shè)備，所述初級(jí)繞組與在所述初級(jí)繞組中流動(dòng)的電流(Ir)的感測元件(Rs)串聯(lián)耦合，所述感 測元件能夠提供表示在所述初級(jí)繞組中流動(dòng)的電流(Ir)的信號(hào)(Vs)。
10.一種用于諧振變換器的控制方法，所述變換器包括適于驅(qū)動(dòng)諧振負(fù)載(Cr，20)的 開關(guān)電路tol_Q2)，所述諧振負(fù)載包括至少一個(gè)變壓器(20)，所述變壓器00)具有至少一 個(gè)初級(jí)繞組(Li)以及至少一個(gè)次級(jí)繞組(L2)，所述變換器適于將輸入信號(hào)(Vin)變換為輸 出信號(hào)(Vout)，所述開關(guān)電路包括第一開關(guān)Oil)和第二開關(guān)0^2)的至少一個(gè)半橋，所述半 橋的中間點(diǎn)(HB)連接至所述諧振負(fù)載，其特征在于，所述控制方法包括對(duì)表示在所述初級(jí) 繞組中流動(dòng)的電流的信號(hào)(Vs)進(jìn)行整流，至少對(duì)所述整流后的信號(hào)(Vs')進(jìn)行積分，以及 根據(jù)所述積分后的信號(hào)(Vint)產(chǎn)生所述開關(guān)電路的至少一個(gè)控制信號(hào)(HSGD，LSGD)，復(fù)位 所述積分，以使得在所述積分后的信號(hào)達(dá)到或者超過第一信號(hào)(Vc，V2)的瞬間和表示所述 初級(jí)繞組中流動(dòng)的電流(Ir)的信號(hào)(Vs)的下一個(gè)過零點(diǎn)瞬間之間的時(shí)間段(Tres)上，禁 止所述積分。
11.根據(jù)權(quán)利要求10的方法，其特征在于，所述產(chǎn)生至少一個(gè)控制信號(hào)的步驟包括產(chǎn) 生用于所述半橋的第一開關(guān)Oil)和第二開關(guān)的第一控制信號(hào)(HSGD)和第二控制信 號(hào)(LSGD)，所述第一開關(guān)連接至輸入電壓(Vin)，所述復(fù)位階段在所述第一開關(guān)Oil)截止 并且表示在所述初級(jí)繞組(Li)中流動(dòng)的電流的信號(hào)(Vs)高于O時(shí)產(chǎn)生，或者相反在所述 第一開關(guān)Oil)導(dǎo)通并且表示在所述初級(jí)繞組(Li)中流動(dòng)的電流的信號(hào)(Vs)小于O時(shí)產(chǎn) 生。
全文摘要
本發(fā)明描述一種用于諧振變換器的充電模式控制設(shè)備；變換器包括適于驅(qū)動(dòng)諧振負(fù)載的開關(guān)電路。諧振負(fù)載包括至少一個(gè)變壓器，變壓器具有至少一個(gè)初級(jí)繞組及至少一個(gè)次級(jí)繞組，變換器適于將輸入信號(hào)變換為輸出信號(hào)；開關(guān)電路包括第一和第二開關(guān)的至少一個(gè)半橋，半橋的中間點(diǎn)連接至諧振負(fù)載?？刂圃O(shè)備包括第一、第二及第三裝置，第一裝置適于對(duì)表示初級(jí)繞組中流動(dòng)的電流的信號(hào)進(jìn)行整流，第二裝置適于至少對(duì)整流后的信號(hào)進(jìn)行積分及根據(jù)積分后的信號(hào)產(chǎn)生開關(guān)電路的至少一個(gè)控制信號(hào)，第三裝置適于發(fā)送復(fù)位命令至第二裝置，以使得在積分后的信號(hào)達(dá)到或者超過第一信號(hào)的瞬間和表示初級(jí)繞組中流動(dòng)的電流的信號(hào)的下一個(gè)過零點(diǎn)瞬間之間的時(shí)間段上禁止操作。
文檔編號(hào)H02M3/335GK102130593SQ20101062525
公開日2011年7月20日 申請(qǐng)日期2010年12月28日 優(yōu)先權(quán)日2009年12月28日
發(fā)明者A·V·諾維利, C·L·桑托羅, C·阿德拉格納 申請(qǐng)人:意法半導(dǎo)體股份有限公司