專利名稱：電源的制作方法
技術領域：
本發(fā)明的領域主要涉及電源，并且更特別地涉及通用DC輸出電源。
背景技術：
主要有兩類電源或變流器⑴AC至DC，以及⑵DC至DC。AC至DC電源通常將作為其輸入的AC線電壓轉(zhuǎn)換為DC輸入電壓，并且例如在這樣的應用中發(fā)現(xiàn)該電源，如家用音頻放大器。通常能夠作為線性電源或開關式電源實施。DC至DC電源將現(xiàn)有DC電壓轉(zhuǎn)換為另一種電壓，例如從電池轉(zhuǎn)換為另一種更高或更低的電壓水平。通常以開關式電壓實施。 對于常規(guī)使用，DC至DC電源轉(zhuǎn)換電壓并且也提供輸入和輸出之間的絕緣。傳統(tǒng)電源的通常組件包括變壓器、整流器、和濾波/儲能電容器。開關電源中通常使用的另外組件包括控制IC芯片、功率晶體管、防止電磁干擾的濾波和屏蔽。對更小設備的需要已導致開關電源占優(yōu)勢。例如在家用音頻放大器中使用的傳統(tǒng)線性電源使用大、重、貴的變壓器，從而將低頻、高壓AC線電源轉(zhuǎn)換為適合放大器或其他應用使用的較低電壓。首先將高壓AC線電源降至較低AC電壓，然后將較低AC電壓波形整流為DC。然而，經(jīng)整流的電壓不連續(xù)，所以為了給放大器提供穩(wěn)定電壓，需要大儲能電容器。雖然如此，DC電源仍在DC上施加可感知的不規(guī)則性(紋波電壓)，其能夠在放大器輸出端出現(xiàn)可聽見的嗡嗡聲和哼哼聲，除非在放大器設計和布局時相當小心。雖然該電源的設計相對簡單并且EMI放射相對低，但是變壓器大、重并且非常昂貴。儲能電容器也大且貴。因而，大部分該電源方法在輕量、低調(diào)設計中排除其使用。電源中的功率損失相對小，總功效通常在85 % -90 %范圍內(nèi)。使用線性電源的替換是利用開關模式功率變換技術。在該技術中，首先整流線電壓，并且以最高線電壓平滑。與線性電源相比，這允許儲能電容器更小，并且也較不昂貴。然后，通過以非常高的頻率——通常為幾十KHz，中斷結(jié)果高電壓DC信號而將其轉(zhuǎn)換為較低電壓，從而產(chǎn)生AC輸出信號，通過小變壓器將后者降低為較低電壓。由于運行頻率比線性電源高很多，所以變壓器也能夠比傳統(tǒng)線性電源更小。然而，要再次整流變壓器輸出側(cè)上的 AC信號，從而獲得DC，并且必須以儲能電容器平滑，雖然其比在線性電源中的小。該電源的一個例子為通常用于為膝上型計算機供電的外部電源。該方法中需要付出的代價在于，為了保持效率，DC的中斷產(chǎn)生具有不連續(xù)、方形波的高頻AC。該波形產(chǎn)生高水平的非常高的頻率，發(fā)出該頻率而引起射電頻率干擾(EMI)。需要小心設計、布局以及屏蔽，從而將這些發(fā)射降低至可接受的限度。也需要將開關頻率組件從輸入和輸出線路移除或隔離，其需要額外的磁組件，這增加電源的成本和體積。雖然理論CN 102549898 A
上能夠非常高，但是效率通常為80-90%?？偟膩碚f，與傳統(tǒng)的線性電源相比，能夠相當大地降低開關模式電源的尺寸和重量，并且也能夠降低基本組件成本。然而，開關電源設計中固有的復雜性對設計和證明成本的增加影響很大，并且導致需要幾個月的時間才能投放市場?？偠灾?，線性電源趨向于尺寸和外形更大，相對成本更高、更重。在效率和低EMI 方面，其有利。開關電源趨向于更小并且更輕。由于更高的運行頻率，開關電源的變壓器和電容器趨向于比線性電源更小。然而，開關電源也能夠比線性電源效率低，并且產(chǎn)生明顯更多的EMI，后者需要仔細濾波和屏蔽。開關電源也更復雜、需要控制電路以及功率開關裝置。 與線性電源相比，其設計時間更長并且通常更昂貴。有朝著更小的電源的趨勢，其要求更高的運行頻率，并且因此存在關于EMI的更多潛在問題。更大的電源可利用三相發(fā)電，其為上述技術的可替換電源技術。在三相系統(tǒng)中，三條輸電線載有相同頻率但是不同相的三種交流電，其在不同的時間到達瞬時峰值。電流波形彼此偏移120度(即，每種電流都與其他兩種波形偏移三分之一周期)。該波形交錯允許以降低但是實際存在的波動連續(xù)向荷載提供能量。結(jié)果，在每個電流周期都傳遞不變的功率量?？墒褂米儔浩?，從而在三相電網(wǎng)的不同點升高或降低電壓水平。三相整流器橋通常包括六個二極管，其中每個三相支路使用兩個二極管。雖然三相電源系統(tǒng)具有一些好處，但是其也具有一些缺點或限制。例如，通常需要至少三個導體或電源線，以及用于電平轉(zhuǎn)換(通過變壓器)以及整流每一支路的三組電路。 同樣地，雖然單項電源中降低了波動，但是仍實際存在波動，并且通常需要儲能電容器將其降低至可接受水平。對于電源或變流器存在這樣的需求，能夠?qū)⑵渥龅男　⑤p并且適當?shù)乇阋?、EMI最小化。對于該電源進一步存在這樣的需求，其避免開關電源的復雜性和復雜因素。對于電源存在這樣的進一步需求，其能夠降低對大組件的需要，并且因而能夠被做得尺寸和外形小， 并且量輕。

發(fā)明內(nèi)容
一方面，提供這樣的電源，其中成形或另外選擇一種或更多種輸入波形，以便為了產(chǎn)生DC輸出波形，輸出波形要求的平滑最小。依照一個或更多實施例，提供給這樣的電源，其具有在被提供至絕緣變壓器前成形或另外選擇的一種或更多種輸入波形。成形或選擇輸入波形的性質(zhì)，以便為了產(chǎn)生DC輸出波形，經(jīng)轉(zhuǎn)換的波形不要求或要求的平滑最小。電源可包含波形發(fā)生器、向上(向下)分級電壓水平的電平變換級、整流級、以及信號合成儀。波形發(fā)生器可產(chǎn)生互補波形，以便將每個互補波形整流并且合成后，其和不變，因而為了產(chǎn)生DC輸出波形，不要求或要求的平滑最小。在一個實施例中，DC輸出電源包含波形發(fā)生器、至少一個變壓器、整流級、信號合成儀。波形發(fā)生器可產(chǎn)生互補波形，以便將每個互補波形整流并且組合，其和將不變。優(yōu)選互補波形相同，但是彼此成90度相，但是在其他實施例中，波形可具有不同的關系。將互補波形施加至一對變壓器或具有分離繞組的單變壓器。向整流級提供變壓器的輸出，該整流級輸出一對整流信號。整流信號具有這樣的特性，即當將其加和在一起時，其和不變。向信號合成儀提供整流信號，后者加和信號并且產(chǎn)生不變的DC輸出信號。在某些實施例中，監(jiān)控輸出電壓，并且將其供回電源的輸入側(cè)，在將其施加至變壓器前，電源調(diào)整互補波形信號的幅值或其他特征。在其他實施例中，使用開關電容器技術，而非變壓器調(diào)整(即，逐步提高)互補波形的電壓水平。在其他方面，以類似方式運行電源。在此描述的實施例可引起一種或更多優(yōu)點，包括比傳統(tǒng)電源更小、更輕、更薄和/ 或更廉價，大組件更少，而同時保持高效。能夠設計電源，從而產(chǎn)生最小或微小的EMI。由于更易于設計和制造電源，所以能夠?qū)⑵涓焱斗攀袌觯蚨鸶斓漠a(chǎn)品設計周期。
也在此描述或在附圖中圖解進一步實施例、替換和變體。


圖1示出在此公開的DC輸出電源的概念方框圖，其使用一個或更多用于信號水平轉(zhuǎn)換的變壓器。圖2示出依照一個例子，圖解圖1中所示電源運行的一組波形圖。圖3示出依照另一個例子，圖解圖1中所示電源運行的一組波形圖。圖4示出依照圖1中的概念性方框圖所公開的電壓控制DC輸出電源實施例組件的方框圖。圖5示出依照圖1中的概念性方框圖所公開的電流控制DC輸出電源實施例組件的方框圖。圖6示出信號發(fā)生器的一個例子的方框圖，可結(jié)合在此公開的各個實施例使用該信號發(fā)生器。圖7示出使用類似圖1的技術的電源實施例的示意圖，但是通過開關電容器電路實施。圖8示出在此公開的DC輸出電源的概念性方框圖。圖9示出信號發(fā)生器的第二例子的方框圖，可結(jié)合在此公開的各個實施例使用該信號發(fā)生器。圖10示出可由信號發(fā)生器輸出的一對調(diào)頻信號的例子的模型圖。圖IlA和圖IlB示出依照圖1的原理的一部分DC電源運行的示意圖，其中每種情況中使用不同的輸入波形。圖12示出具有作為積分器配置的放大器的一部分DC電源的示意圖。圖13示出這樣的波形圖，其可被結(jié)合具有包括積分器特征的跨導放大器的DC電源使用。圖14示出使用前饋技術從而使功率放大器線性化的一部分DC電源的示意圖。圖15示出使用前饋和回饋技術的DC電源的一部分的示意圖。圖16示出使用前饋和回饋技術的DC電源的另一實施例的示意圖。圖17示出使用開關電容器電路從而形成多級功率轉(zhuǎn)換器的實施例的示意圖。圖18示出具有升壓器電路和反相調(diào)壓器電路的組合的開關電容器電源的示意圖。
具體實施例方式依照一個或更多實施例，提供一種這樣的電源，其具有一種或更多中輸入波形，后者再被提供給絕緣變壓器之間經(jīng)成形或另外選擇。成形、選擇或另外產(chǎn)生輸入波形的性質(zhì)， 以便為了產(chǎn)生DC輸出波形，轉(zhuǎn)換波形要求的整流和/或平滑最小。圖8示出在此公開的電源800的概念方框圖。在圖8中，信號源(波形)發(fā)生器 805產(chǎn)生一對互補波形信號823、824。選擇互補波形信號823、824，以便在經(jīng)電平轉(zhuǎn)換級830 而被耦合至輸出(整流)級840后，提供不變的DC輸出水平，其中整流并且組合電平轉(zhuǎn)換信號，而同時最小化輸出級840要求的儲能/平滑電容器。優(yōu)選互補波形信號823、擬4為此處隨后描述的類型。分別通過塊835、836逐步增加或降低互補波形信號823、824，其中塊以一個或更多例如在此進一步描述的變壓器或開關電容器網(wǎng)絡而具體化。電平轉(zhuǎn)換級830 向輸出級840提供信號837、838。將來自第一電平轉(zhuǎn)換塊835的信號837提供給輸出級840 的第一整流器塊860。將來自第二電平轉(zhuǎn)換塊836的信號839提供給輸出級840的第二整流器塊861。每個整流器塊860、861都可通過例如全波整流器橋而具體化。整流器塊860、 861的整流輸出信號866、867為這樣的波形，其在性質(zhì)上互補，以便當將其加和在一起時， 結(jié)果為不變的DC電平。為了該目的，將整流輸出信號866、867提供給信號合成儀870，后者加和或另外組合整流輸出信號866、867，并且提供這樣的DC輸出信號885，其在性質(zhì)上基本不變，通常不需要儲能/平滑電容器。圖1示出在此公開的DC輸出電源的概念方框圖，其基于圖8中的普遍原理，并且使用用于信號水平轉(zhuǎn)換的一個或更多變壓器。如圖1所示，信號源(波形)發(fā)生器105在信號線123、IM上產(chǎn)生一對互補波形信號VIN1、VIN2。選擇互補波形信號V皿、Vin2，以便在被通過變壓器級130耦合至輸出級140后，提供不變的DC輸出水平，其中整流和組合該信號， 而同時最小化輸出級140需要的儲能/平滑電容器。優(yōu)選互補波形信號VIN1、VIN2為隨后在此描述的類型。通過變壓器級130，并且更特別地，通過變壓器級130的各個變壓器135、 136而將互補波形信號VIN1、Vin2耦合至輸出級140。變壓器135、136可在性質(zhì)上為升壓或降壓，并且優(yōu)選特征相同，假定互補波形信號VIN1、VIN2的幅值相同?？蓪⒆儔浩?35、136物理具體化為具有分離繞組的單變壓器，分離繞組分別用于輸入信號123、1M和用于輸出信號137、138，但是其公用相同的磁芯，否則可將其物理具體化為兩個物理分離的變壓器。變壓器級130向輸出級140提供信號137、138。將來自變壓器135 二級輸出的信號137提供給輸出級140的第一整流器塊160。將來自變壓器136 二級輸出的信號139提供給輸出級140的第二整流器塊161。每個整流器塊160、161例如都可通過全波整流器橋具體化。整流器塊160、161的整流輸出信號166、167可為周期波形，其性質(zhì)互補，以便當將其加和時，結(jié)果為不變的DC電平。為了該目的，將整流輸出信號166、167提供給信號合成儀 170，后者加和整流輸出信號166、167，并且提供DC輸出信號185，后者性質(zhì)上基本不變，通常不需要儲能/平滑電容器。實際上，可出現(xiàn)少量波動，能夠通過相對小的平滑電容器(未示出)將其平滑，可在任何方便的位置提供該電容器，例如在整流器塊160、161的輸出端和 /或信號合成儀170之后提供該電容器。選擇產(chǎn)生波形VIN1、VIN2的特征為周期波形，以便轉(zhuǎn)換、蒸餾和組合(例如，加和)信號后，結(jié)果輸出信號185為不變的DC電平。優(yōu)選，波形VIN1、VIN2的形狀相同，但是彼此偏移 90度。同樣地，優(yōu)選波形大致平滑，缺少波峰或其他從EMI觀點不期望的特征。在圖1中示出信號VIN1、VIN2的適當波形例子，并且在圖2中更詳細圖解。在圖2中，圖2A和圖2B分別示出波形Vini和Vin2 (在圖2中以波形203、204表示)，其每個都組成交互同相/異相升余弦波形，但是相彼此偏移90度。全波整流后，在圖2C和圖2D中圖解結(jié)果波形213、214，其分別關聯(lián)VIN1、VIN2。波形213、214為彼此偏移90度地正弦波形，即具有正弦和余弦的關系， 反映原始波形VIN1、VIN2的相偏移。當將其加和在一起時，如圖2E所示，整流波形213、214引起具有不變DC輸出電平的輸出波形220。換句話說，波形VIN1、Vin2的整流和加和引起不變的DC輸出電平，而其通常不需要傳統(tǒng)開關電源所需的大儲能/平滑電容器。除了圖2中的圖2A和圖2B所示的波形203、204之外，也能夠使用其他波形，并且提供類似的最終結(jié)果。圖3示出互補周期波形的第二個例子，其經(jīng)選擇從而在整流和加和后提供不變的DC示出水平。在圖3中，圖3A和圖;3B分別示出波形Vini和Vin2 (在圖3中以波形303、304表示)，其每個都組成具有交互同相/異相三角波的三角波形，但是相彼此偏移90度。全波整流后，在圖3C和圖3D中圖解結(jié)果波形313、314，其分別關聯(lián)VIN1、VIN2。整流波形313、314都為具有對稱形狀的正三角波形，其彼此偏移90度，反映原始波形VIN1、VIN2 的相偏移。當將其加和在一起時，如圖3E所示，整流波形313、314引起具有不變DC輸出電平的輸出波形320。由于整流波形313、314對于三角波的上升和下降部分具有相同的線性斜率，第一整流波形313的電壓下降匹配第二整流波形314的電壓上升，反之亦然。因而， 波形VIN1、VIN2的整流和加和引起不變的DC輸出電平，而其通常不需要傳統(tǒng)開關電源所需的大儲能/平滑電容器。除了圖2和圖3中所示的VIN1、VIN2的波形之外，也能夠使用其他波形。優(yōu)選，選擇或產(chǎn)生波形VIN1、Vin2，以便轉(zhuǎn)換和全波整流后，整流波形彼此互不，以便能夠?qū)⑵浼雍驮谝黄穑瑥亩鸩蛔兊腄C電平。該波形可包括導致性質(zhì)對稱的整流波形的周期波形，以便其上升斜率和曲率與其下降斜率和曲率相同。同樣地，優(yōu)選整流波形關于其中間點對稱，以便其交互“正”和“負”波形狀相同，但是彼此倒轉(zhuǎn)。圖2和圖3中所示的波形例子滿足上述標準。其中該整流波形相同但是彼此偏移90度，整流波形的對稱性質(zhì)意思是說，一個整流波形的上升將精確匹配另一整流波形的下降，因而引起不變的組合輸出電平。除了上述波形之外，對于Vini、Vin2，也能夠使用更復雜的波形。例如，波形Vini、Vin2 可包含許多不同的諧波，和/或可隨著時間變化?？蓪⑸鲜龉β兽D(zhuǎn)換技術應用于電壓或電流基電源。在此進一步描述更多詳細的例子。圖4示出依照圖1的概念方框圖公開的電壓控制DC輸出電源400的實施例的組件?？捎杀镜仉娫矗珉姵?，或由外部電源，例如線電源為電源400供電。在圖4中，信號發(fā)生器405產(chǎn)生一對優(yōu)選為周期性質(zhì)的互補波形信號412、413，并且其通常具有如上所述的vm、vIN2的特性，即其經(jīng)成形和選擇，以便在被通過變壓器級、整流和組合后，提供不變的 DC輸出。向電壓控制放大器(VCA) 415提供互補波形信號412、413，其通過回饋讀出放大器 490，基于從DC輸出信號485接收的回饋而調(diào)整波形信號412、413的幅值。在一些實施例中，可省略電壓控制放大器415，也可省略回饋路徑491和讀出放大器490。電壓控制放大器415向線性放大器430、431分別輸出幅值可調(diào)的一對互補波形信號Vini和Vin2，如圖4中的覆蓋圖中所示的波形423、似4所映，其描述了圖1和圖2中相同例子中使用的波形的類似例子。將線性放大器430、431的功率輸入端連接至電源導軌
9+V和-V，并且其輸出放大信號432、433，后者本質(zhì)上橫跨導軌(遭受來自放大器430、431 的最小損失)。一個波形例子的信號432、433的電壓特性分別在圖4所示的覆蓋圖440和 441 (描述波形Vpl和Vp2)中反映，在該情況下，初始產(chǎn)生波形看起來如Vini、Vin2的圖423、 4 中所示。分別在覆蓋圖442和443(描述波形Ipl和Ip^中反映Vpl和Vp2相應的電流特性。如圖440、441、442和443中可見，該特殊例子的電壓波形Vpl和Vp2的特征在于，交互異相和同相的升余弦波(Vpl和Vp2相同，但是彼此偏移90度)，而相應的電流波Ipl和 Ip2采取方波的形式，其具有對應于同相升余弦波時段的不變正電流，以及對應于異相升余弦波時段的不變負電流。與電壓波形相同，電流波形Ipl和Ip2相同，但是彼此偏移90度。將第一線性放大器430的輸出端耦合至第一變壓器435的初級繞組。將第二線性放大器431的輸出端耦合至第二變壓器436的初級繞組。變壓器435、436的次級繞組被耦合至輸出級440，其接收來自變壓器435、436的變壓器輸出信號437、438。變壓器435、436 性質(zhì)上可為升壓或降壓，并且優(yōu)選特性相同，假定互補波形信號Vpl和Vp2的幅值相同。可將變壓器435、436物理具體化為單一變壓器，其具有用于輸入信號432、433和用于輸出信號437、438的單獨繞組，但是共用相同的磁芯，或者可物理具體化為兩個單獨的變壓器。優(yōu)選將變壓器435、436設計為具有低漏電感。輸出級450優(yōu)選包含一對整流器塊460、461，其可被具體化為例如全波整理器橋。 向輸出級450的第一整流器塊460提供來自變壓器435的次級輸出的信號437。向輸出級 450的第二整流器塊461提供來自變壓器436的次級輸出的信號439。每個整流器塊460、 461都可被具體化為例如全波整理器橋。在該情況下，整流器塊460、461的整流輸出信號為周期信號，其性質(zhì)互補，以便當將其加和在一起時，結(jié)果為不變的DC電平。為了該目的，將整流器塊460、461的輸出端串聯(lián)連接，以便另外組合其中的整流輸出信號，因此提供性質(zhì)上基本不變的DC輸出信號485，而通常不需要儲能/平滑電容器。實際上，可發(fā)生少量波動，能夠通過相對小的平滑電容器(未示出)將其平滑，可在任何適當位置提供該電容器， 例如整流器塊460、461的輸出端，和/或交叉負荷470提供該電容器。因此向負荷470提供不變的DC輸出電源信號。視需要，可通過讀出放大器490提供回饋，其采樣DC輸出信號485，并且向電壓控制放大器415提供電壓回饋信號，而電壓控制放大器415依次調(diào)整輸入波形412、413的幅值，以便適合線性放大器430、431。通過該方式，可將DC輸出信號485保持在不變的電壓電平。電源400的運行大致類似于圖1的電源100。例如，在以下情況下，即輸入波形 412、413采取圖2中的圖2A和圖2B所示的周期交互異相/同相升余弦波的形狀的情況下， 結(jié)果整流和組合波形將類似于上述圖2中的圖2C、2D和2E所示的波形。在以下情況下，即輸入波形412、413采取圖3中的圖3A和圖所示的周期交互異相/同相三角波的三角波形形狀的情況下，結(jié)果整流和組合波形將類似于上述圖3中的圖3C、3D和3E所示的波形。 關于圖1，可使用任何適當?shù)闹芷诓ㄐ危ň哂卸嘀刂C波或隨著時間而交替的那些波形。 通過在此描述的適當波形，電源400可引起不變的DC輸出信號485，其理論上不需要儲能/ 平滑電容器。圖5示出依照圖1的通用方法的電源500的另一實施例的組件方框圖。與圖4中的電壓控制DC輸出電源不同，圖5示出電流控制DC輸出電源500。在圖5中，以5XX標注的元件功能上大致類似于圖4中以4XX標注的元件。與上文相同，可由本地電源，如電池， 或由外部電源，例如線電源為電源500供電。信號發(fā)生器505產(chǎn)生一對優(yōu)選為周期性質(zhì)的互補波形信號512、513，并且其通常具有如上所述的VIN1、VIN2的特性，即其經(jīng)成形和選擇，以便在被通過變壓器級、整流和組合后，提供不變的DC輸出。向電壓控制放大器(VCA) 515提供互補波形信號512、513，其通過回饋讀出放大器590，基于從DC輸出信號585接收的回饋而調(diào)整波形信號512、513的幅值。在一些實施例中，可省略電壓控制放大器515，也可省略回饋路徑591和讀出放大器590。電壓控制放大器515分別向線性跨導放大器530、531輸出一對互補波形信號VIN1、 Vin2，其由圖5中示出的覆蓋圖中的波形523、524反映，描述了類似于圖1和圖2中相同例子中使用的波形例子?？鐚Х糯笃?30、531示出與其輸入電壓成比例的電流，并且因而可被視為電壓控制電流源?？鐚Х糯笃?30、531的影響是這樣的，即將信號發(fā)生器505產(chǎn)生的波形512、513本質(zhì)上轉(zhuǎn)化為類似形狀的電流波形。如下所述，對于下游處理，其可具有優(yōu)點，并且可引起更好的EMI特征。將跨導放大器530、531連接至電源導軌+V和-V，并且向變壓器535、536輸出放大信號532、533。如圖5所示，分別在覆蓋圖540和541 (描述波形 Ipl和Ip2)中反映信號532、533的電流特征，在該情況下，初始產(chǎn)生波形看起來如Vini、Vin2 的圖523、524中所示。分別在覆蓋圖542和討3(描述波形Vpl和Vp^中反映信號423、 似4相應的電壓特性。如圖M0、M1、542和543中可見，該特殊例子的電流波形、Ipl和Ip2 的特征在于，交互異相和同相的升余弦波(Ipl和Ip2相同，但是彼此偏移90度)，而相應的電壓波Vpl和Vp2采取方波的形式，其具有對應于同相升余弦波時段的不變正電壓，以及對應于異相升余弦波時段的不變負電壓。與電流波形Ipl和Ip2相同，電壓波形Vpl和Vp2 相同，但是彼此偏移90度。將第一跨導放大器530的輸出端耦合至第一變壓器535的初級繞組。將第二跨導放大器531的輸出端耦合至第二變壓器536的次級繞組。變壓器535、536的次級繞組被耦合至輸出級M0，后者接收來自變壓器535、536的變壓器輸出信號537、538。變壓器535、 536可性質(zhì)上為增壓或降壓，并且優(yōu)選特征相同，假定輸入信號532、533的幅值相同。變壓器535、536可被物理具體化為單一變壓器，其具有用于輸入信號532、533和用于輸出信號 537,538的單獨繞組，但是共用相同的磁芯，或者可被物理具體化為兩個單獨的變壓器。輸出級550優(yōu)選包含一對整流器塊560、561，其可被具體化為例如全波整理器橋。 向輸出級陽0的第一整流器塊560提供來自變壓器535的次級輸出的信號537。向輸出級 550的第二整流器塊561提供來自變壓器536的次級輸出的信號539。每個整流器塊560、 561都可被具體化為例如全波整理器橋。在該情況下，整流器塊560、561的整流輸出信號為周期信號，其性質(zhì)互補，以便當將其加和在一起時，結(jié)果為不變的DC電平。為了該目的，將整流器塊560、561的輸出端串聯(lián)連接，以便另外組合其中的整流輸出信號，因此提供性質(zhì)上基本不變的DC輸出信號585，而通常不需要儲能/平滑電容器。實際上，可發(fā)生少量波動，能夠通過相對小的平滑電容器(未示出)將其平滑，可在任何適當位置提供該電容器， 例如整流器塊560、561的輸出端，和/或交叉負荷570提供該電容器。因此向負荷570提供不變的DC輸出電源信號。視需要，可通過讀出放大器590提供回饋，其采樣DC輸出信號585，并且向電壓控制放大器515提供電壓回饋信號，而電壓控制放大器515依次調(diào)整輸入波形512、513的幅值，以便適合跨導放大器530、531。通過該方式，可將DC輸出信號585保持在不變的電壓電平。優(yōu)選設計回饋回路，以便跨導放大器530、531接近最大效率的導軌運行，但是還足夠遠，以便放大器仍處于運行的線性區(qū)域，并且不變短。電壓回饋回路有助于確保電壓電平保持相對不變，即使負荷的特征(即其電阻)隨著時間波動也是如此。也能夠使用電壓回饋， 從而確保如果輸入電壓下降(例如，以電池作為輸入源)，輸出電壓將保持相對不變。
電源500的運行大致類似于圖1的電源500，將波形發(fā)生器105的輸出信號123、 124關于電流處理。其中輸入波形512、513采取圖2中的圖2A和圖2B中所示的周期交互異相/同相升余弦波的形狀，結(jié)果整流和組合波形將類似于上述圖2的圖2C、2D和2E所示的波形。在輸入波形512、513采取圖3中的圖3A和圖所示的交互異相/同相三角波的三角波形時，結(jié)果整流和組合波形將類似于上述圖3的圖3C、3D和3E所示的波形。關于圖 1，可使用任何適當?shù)闹芷诓ㄐ?，包括具有多重諧波的波形或隨著時間交替的波形。通過在此所述的適當波形，電源500可引起不變的DC輸出信號585，其理論上不需要儲能/平滑電容器。 在圖1IA和圖1IB中示出電源的另一實施例，其使用交替放大器布置。在這些例子中，為了簡化的目的，僅示出一半初級側(cè)電源；可復制每一情況中的電路，從而完成電源的初級側(cè)部分。因而，圖IlA中所示的變壓器1148將概念對應于圖1中的變壓器135 (Tl)，而將使用對應于變壓器136(T2)的第二組電路和第二變壓器，從而完成電源的初級側(cè)部分。 同樣地，由于僅在圖IlA和圖IlB中示出初級側(cè)上的電源電路1102，所以次級側(cè)上的電路將通常由例如圖1中的一半橋電路形成，或者由圖5中的整流器160 (Rl)形成(即輸出級 550 的二極管 D1-D4)。圖IlA和圖IlB中的通用方法使用推拉式放大器設計，因此，變壓器1148具有單次級繞組1146，但具有兩個初級繞組1147。首先看圖IlA的例子，電壓源1105、1106分別產(chǎn)生輸出波形1112和1113，其在靠近電壓源1105、1106的疊置圖中示出。波形1112和1113通常分別等于圖2A中所示的周期波形的正和負半周期。第一電壓源1105產(chǎn)生對應于圖2A中的同相升余弦波的波形1112， 而第二電壓源1106產(chǎn)生對應于圖2A中的異相升余弦波的波形；但是以正而非負示出這些波，因為將其施加至雙初級變壓器1148的同相側(cè)。對于產(chǎn)生互補波形的次級變壓器(未示出)，將向其提供兩個類似的電壓源，從而產(chǎn)生分別對應于圖2B中所示周期波形的正和負半周期，并且類似地，正如圖2A和2B中的波形，相偏移電壓發(fā)生器1105、1106的波形。每個波形1112、1113都組成一組同相升余弦波，在該例子中，其彼此相偏移180 度。作為輸出，分別向線性放大器1120、1121提供電壓源1105、1106，其依次供給場效應晶體管(FET) 1130、1131。每個晶體管1130、1131都被連接至變壓器1148的一個初級繞組 1147，并且每個晶體管的源也被連接至各個信號發(fā)生器1120、1121的同相輸入端，并且連接各個電流讀出電阻器1116和1117。同樣地，將變壓器1148的中心抽頭1149和放大器 1120,1121的電源輸入端連接至分離電源1107，后者可包含例如一組電池或其他DC電源。放大器1120和晶體管113(KQ1)及放大器1121和晶體管1131⑴幻一起形成推拉式放大器，其提供源1105和1106施加的電壓波形1112、1113定義的定義電流輸出。將電流波形提供給變壓器1149，并且然后出現(xiàn)在次級繞組1146上，用于由輸出級(圖IlA中未示出)整流。
在一些構造中，圖IlA的裝置可提供這樣的優(yōu)點，即能夠利用單極性功率晶體管裝置，并且驅(qū)動電壓能夠為單極并且參考地。為了性能最優(yōu)，為了提高線性以及在較低輸出電流水平響應的速度，可依照傳統(tǒng)方法配置晶體管1130、1131，從而傳導持恒靜態(tài)電流。然而，該靜態(tài)電流可降低電源的整體效率。圖IlB中稍微改進的運行布置可降低靜態(tài)電流的量。圖IlB的基本結(jié)構類似于圖 11A，但是改進了信號發(fā)生器1105、1106提供的波形，從而提高線性以及在低輸出電流水平的響應速度，而同時最小化整體效率的任何降低。主驅(qū)動波形1112、1113下顯示的另外的周期波形1197、1198為這樣的幅值調(diào)整圖，其為被同時添加至半個推拉式放大器的共同模式波形的情況。該共同模式波形引起晶體管1130、1131僅在各個主波形1112、1113接近零的區(qū)域附近傳導靜態(tài)電流；在傳導周期之外的其他周期上，都將晶體管1130、1130偏斜為 OFF。共同模式電流引起晶體管1130、1131僅在被要求運行之前短暫地進入其傳導區(qū)域，因而降低接通扭曲。每半個輸出級中的共同模式電流都在變壓器1148中補償，并且不在變壓器次級繞組1146的輸出端出現(xiàn)。共同模式波形引起晶體管1130、1131傳導的時段可在示出的例子中不同。通過該方式，與連續(xù)傳導情況相比，能夠明顯降低由于靜態(tài)電流引起的平均功率損失。圖5和圖IlA與圖IlB中所示的功率放大器布置可被稱為線性跨導放大器，其具有名義上的平坦頻率響應，以便其精確復制對其輸入端供給的互補波形。該互補波形非正弦，所以為了性能最優(yōu)，通常要求來自放大器的高增益帶寬積。在圖2A和圖2B所示的特殊互補波形的情況下，能夠通過互補波形的適當改進而放松該限制，以便可將放大器配置為積分器。積分器的閉環(huán)響應通常以更高頻率以6分貝 /倍頻程下降，允許使用具有更窄開環(huán)帶寬的放大器。在圖12中示出可與該方法一起使用的放大器構造的一個例子。在該實施例中， 與圖IlA和圖IlB中的設計相同，僅示出響應關聯(lián)兩個變壓器中的一個變壓器的電路的一半初級側(cè)電源。與較早的設計相同，該例子中的變壓器1248具有單次級繞組1246，但是具有兩個初級繞組1247。與上文相同，僅示出初級側(cè)上的電源電路1202，而用于該半初級側(cè)電路的次級側(cè)上的電路將通常包含橋電路，其類似于例如圖1或圖5的該半個輸出級的電路。在該例子中，一對電壓源1205、1206分別產(chǎn)生輸出波形1212和1213，其在靠近電壓源1205、1206的附圖中示出。將電壓源1205、1206的輸出分別通過電阻器1270(R3)和
1271(R4)提供給線性放大器1220、1221，同時放大器1220、1221依次供應場效應晶體管 (FET) 1230、1231。每個晶體管1230、1231都被連接至變壓器1248的一個初級繞組1M7， 并且其源也分別被連接至電流讀出電阻器1216和1217，并且被連接至各個積分電容器
1272(Cl)和1274，分別由電阻器1273 (R5)和1275 (R6)跨立每個積分電容器。變壓器1249 的中心抽頭1249和放大器1220、1221的電源輸入端被連接至單獨的電源1207，后者可包含例如一組電池或其他DC電源。運行中，通過電容器1272(C1)和1273 (C2)完成從電流讀出電阻器1216 (Rl)和 1217 (R2)的回饋，而包括電阻器1273 (R5)和1274 (R6)，從而提供DC穩(wěn)定性。電容器1272和 1273的積分器動作迫使電壓穿過電阻器1216 (Rl)和1217 (R2)，并且引起迫使電流穿過晶體管1230 (Ql)和1231 (Q2)，從而為信號發(fā)生器1205和1206輸出的電壓的積分，即為1213 的電壓。為了使電流匹配期望的形狀，所以選擇電壓波形1212和1213，從而為圖2A中所示的波形203的微分(或者初級側(cè)電源電路互補部分的波形204)，同樣(類似于圖11A)， 僅采用波形1212和波形1213的另一半周期的波形203。由于將波形施加至雙初級變壓器 1248的負繞組，所以示出波的性質(zhì)為正?？赏ㄟ^省略電容器1273和1274(C1和C2)并且以感應器代替電流讀出電阻器 1216和1217(R1和R2)而構造可替換積分構造。在該情況下，通過感應器的電流將為穿過該感應器的電壓積分。使用功率放大器部分的積分器不限于這些特殊例子。在圖5的電源電路的更普通版本中，可將放大器530和531配置為具有積分器特征的跨導放大器，向其提供改進電壓波形取代圖5中所示的波形523和524。圖13中的波形1312、1313示出為了該目的的改進波形，而實線示出積分后的波形1303、1304結(jié)果。可將改進波形1312、1313描述為正弦或余弦波的序列，而正弦或余弦波在每個循環(huán)的末端倒轉(zhuǎn)。與圖2A和圖2B相同，波形1312、 1313以及結(jié)果積分波形1303、1304形狀相同，但是彼此相偏移。也可通過其他方式實現(xiàn)低靜態(tài)功耗的目標，例如通過使用前饋技術從而線性化功率放大器。在圖14中示出該方法。為了簡化，圖14中示出的電路1402對應于圖IlA的功率放大器的一側(cè)；為了完成完整的放大器，將提供第二組類似的組件，其對應于圖IlA的功率放大器的另一半；然后，依次將再次復制整組電路，從而提供用于在電源另一側(cè)整流和組合的互補信號。在圖14中，放大器1420、晶體管143(KQ1)以及電阻器1416(R1)形成這樣的放大器Al，其如圖IlA中的放大器一樣執(zhí)行，但是具有低至零的靜態(tài)電流。將晶體管 1430 (Ql)的輸出端1432連接至雙初級變壓器(類似于圖IlA中所示的變壓器1148)的一個初級繞組。DC電源1407向放大器1420和1421供電，并且也被連接至變壓器的中心抽頭 (類似于被連接至圖IlA的變壓器1148的中心抽頭的DC源信號)。放大器1421、晶體管143KQ2)以及電阻器1417(R2)形成這樣的低功率糾錯放大器A2，其放大并且測量對Al的輸入電壓(信號發(fā)生器1405的輸出)以及穿過電阻器 1416 (Rl)的輸出電壓之間的差異。將該差異電壓的測量版本轉(zhuǎn)化為通過晶體管1431 0^2) 的電流，從而加在來自晶體管143(KQ1)的電流上。使用差分器1418部分完成上述工作，該差分器接收來自電壓源1405 (Vl)的電壓信號，并且減去晶體管143(KQ1)源和讀出電阻器 1416 (Rl)之間的節(jié)點上的電壓信號。因此，放大器A2向補償Al中誤差的輸出添加修正電流。放大器A2所需的修正電流通常比放大器Al輸出的電流小很多，并且因此放大器A2能夠為比放大器Al功率更低的放大器，并且也能夠具有更小的靜態(tài)功率耗散。類似于圖11A，可將晶體管對1430、1431的輸出1432提供給變壓器的一個初級繞組。如圖IlA所示，可將另一類似配置的前饋放大器連接至變壓器的另一初級繞組?？膳渲眯盘柊l(fā)生器(1405及其對應部分)，從而產(chǎn)生類似于圖1IA或在此描述的其他實施例中的信號。如圖14所示的使用前饋修正的替換為應用圖15實施例中示出的布置的前饋和回饋技術。與圖14相同，圖15中的電路1502對應于圖IlA的功率放大器的一側(cè)；為了完成完整的放大器，將提供第二組類似的組件，其對應于圖IlA的功率放大器的另一半；然后，依次將再次復制整組電路，從而提供用于在電源另一側(cè)整流和組合的互補信號。在圖15中， 放大器1520、晶體管153(KQ1)以及阻抗元件1516(Z4)形成這樣的放大器Al，其如圖IlA 中的放大器一樣執(zhí)行，但是具有低至零的靜態(tài)電流。放大器1521、晶體管1531 以及阻抗元件1517 (Z3)形成低功率修正放大器。另一阻抗元件1572 (Z2)形成這樣的反饋通道， 其從放大器1520的輸出端到其倒相輸入端，并且阻抗元件1571 (Zl)將放大器1520的倒相輸入端連接至晶體管153(KQ1)和阻抗元件1516(Z4)之間的節(jié)點。如果滿足Z2 · Z4 = Zl · Z3，那么就可從通過晶體管153(KQ1)和1531 ^!2)的電流的和形成的輸出電流中抵消晶體管153(KQ1)中的扭曲。因而，為了最大效率，能夠以低至零的靜態(tài)電流運行放大器級 Al。此外，如果選擇阻抗元件1572 (Z》為電容器，選擇阻抗元件1516 (Z4)為感應器， 阻抗元件1571(Z1)和1517(Z3)為電阻器，那么就能夠滿足該平衡方程，同時，輸出電流為來自信號發(fā)生器1505的輸入電壓Vl的積分，允許使用圖12所示的波形。為了實現(xiàn)類似的結(jié)果，也可使用阻抗元件Z1-Z4的其他組合，并且阻抗元件不需要為一元電路元件，而是可為元件網(wǎng)。例如，阻抗元件1572 (Z2)可為電容器，阻抗元件 1571 (Zl)為串聯(lián)電阻器和電容器的組合，阻抗元件1516(Z4)為電阻器，阻抗元件1517 (Z3) 為并聯(lián)電阻器和電容器的組合。其也能夠使用圖12所示的波形作為輸入。作為另一例子， 阻抗元件1572 (Z2)可為電容器，阻抗元件1571 (Zl)為電阻器，阻抗元件1516 (Z4)也可為電阻器，并且阻抗元件1517 (Z3)可電容器。在該情況下，該裝置能夠使用圖IlA中所示的輸入波形，或其他適當?shù)牟ㄐ?。另一替換為結(jié)合D的阻抗元件和輸入端上的濾波器，該輸入端為放大器1521的同相輸入端。也能夠通過添加如圖16所示的回饋元件1675(Z5)和1676(Z6)而替換修正放大器A2的轉(zhuǎn)換功能。例如，阻抗元件1675 (Z5)可為電阻器，而阻抗元件1676 (Z6)可為電容器?？筛倪M放大器A2的轉(zhuǎn)換功能，從而使阻抗元件1617 (Ζ； )看起來象不同類型的阻抗元件；例如，可期望以電阻器執(zhí)行阻抗元件1617 (Z3)，因而避免將阻抗元件1617作為無功元件使用。在其他方面，圖16與圖15相同，并且圖16中的組件16XX大致對應于圖15 中的其對應組件15XX。雖然已描述并且關于特殊功率放大器構造圖解前饋糾錯和前饋加回饋修正技術， 但是其也適用于其他功率放大器和相關設計。圖7示出大致依照圖8的概念圖的原理的電源700的實施例的方框圖，其以開關電容器實施。與在此描述的其他例子一樣，電源700可由本地電源，如電池，或由外部電源， 例如線電源供電。在該例子中，波形發(fā)生器包含一對信號發(fā)生器705、715，其產(chǎn)生一對優(yōu)選為周期性質(zhì)的互補波形信號706、716，并且其通常具有如上所述的VIN1、Vin2的特性，即其經(jīng)成形和選擇，以便在被通過電平轉(zhuǎn)換、整流和組合后，提供不變的DC輸出。示出該波形的例子為周期交互異相/同相升余弦信號波形707和717 (依照一個例子，分別對應于波形信號 706和716)。可任選地將互補周期波形信號706、716提供給電壓控制放大器(VCA)，用于基于從DC輸出信號785接收的回饋信號(未示出)而調(diào)整波形信號706、716的幅值。向跨導放大器731和751提供波形信號706，而向跨導放大器741和761提供波形信號716?？鐚Х糯笃?31、741、751和761輸出與其輸入電壓成比例的電流，并且因而可被視為電壓控制電流源?？鐚Х糯笃?31和741的效果是這樣的，即將波形信號706、716本質(zhì)上轉(zhuǎn)化為類似形狀的電流波形735、745?？鐚Х糯笃?51和761的效果是這樣的，即將波形信號706、716本質(zhì)上轉(zhuǎn)化為類似形狀的電流波形755、765，但是性質(zhì)倒轉(zhuǎn)，因為波形信號706、716被耦合至跨導放大器751和761的倒相輸入端。與圖5的實施例一樣，轉(zhuǎn)化為
15電流驅(qū)動波形可對下游處理有利，并且可引起改良EMI特征?？鐚Х糯笃?31、741、751和 761可與上述的那些放大器為類似構造。對于圖7所示的例子，信號735和745的電流特征在于，交互異相/同相升余弦波 (信號735和745的電流波形相同，但是彼此偏移90度)，而相應的關于信號735和745的電壓信號通常為這樣的方波，其具有對應于同相升余弦波時段的不變正電壓，以及對應于異相升余弦波時段的不變負電壓。與信號735和745的電流波形相同，電壓波形也相同，但是彼此偏移90度。信號755和765的電流和電壓特征與信號735和745的相反。因而，該例子中的信號755和765的電流特征在于，交互同相/異相升余弦波(信號755和765的電流波形相同，但是彼此偏移90度)，而相應的關于信號755和755的電壓信號通常為這樣的方波，其具有對應于同相升余弦波時段的不變正電壓，以及對應于異相升余弦波時段的不變負電壓。與信號755和765的電流波形相同，電壓波形也相同，但是彼此偏移90度。跨導放大器731、741、751和761的每個輸出端都被耦合至類似的組件網(wǎng)，其運行從而升高(或降低)輸入電壓電平，并且使用例如升壓充電開關電容器電路的原理，向負荷770提供作為不變DC電源信號785的電平轉(zhuǎn)換輸出。第一跨導放大器731的輸出端被耦合至電容器732，后者的另一端被耦合至輸入電源導軌789?？鐚Х糯笃?31以引起施加信號的電平升高(大約兩倍)的方式起周期充電電容器732的作用，因而引起電平轉(zhuǎn)換信號737。二極管734用于整流升壓(降壓)信號737。通過類似的方式，分別將跨導放大器 741,751和761耦合至電容器742,752和762，后者每個都被分別通過二極管743,753和 763而耦合至輸入電源導軌789。電容器742、752和762以及關聯(lián)的二極管743、753和763 形成開關電容電路，其升高輸入信號電平，因而形成電平轉(zhuǎn)換信號745、75和767。整流二極管744、7M和764用于通過與整流相對于升壓(或降壓)信號737的二極管734相同的方式，分別整流升壓(或降壓)信號747、757和767。源于電平轉(zhuǎn)換信號737和757的整流信號的另外組合例如在圖7中示出，其類似于圖2中的波形213。源于電平轉(zhuǎn)換信號737和 757的整流信號的另外組合在該相同例子中類似與圖2中的波形214，也即是源于電平轉(zhuǎn)換信號737和757的整流信號的另外組合產(chǎn)生的相同波形的90度偏移版本。如上所述，波形 213和214的另外組合為不變的DC信號水平。因而，通過將源自于電平轉(zhuǎn)換信號737、747、757和767的四個整流信號組合在一起，最終結(jié)果為升壓(或降壓)DC信號785，其性質(zhì)上基本不變，而通常不需要儲能/平滑電容器。實際上，可出現(xiàn)少量波動，能夠通過可在任何便利位置，如穿過負荷770提供的相對小的平滑電容器平滑該波動。因而向負荷770提供不變的DC輸出電源信號。四相設計也確保了來自電源789的電流基本無波動。圖7的例子示出電壓上升的單級，但是相同的原理能夠應用于多級升壓轉(zhuǎn)換器。一方面，圖7示出使用電容器的升壓器，該電容器提供單級升壓，大約為電源電壓的Vsupply兩倍。能夠通過添加例如圖17中的實施例所示的進一步整流器和電容器而延伸本方法，從而提供進一步升壓級。在圖17中，電壓波形Vl和V2可與圖7所示的相同(即類似于波形707和717)。圖17中標記為17XX的組件通常對應于圖7中標記為7XX的其對應組件。另外，在圖17中提供第二升壓(或降壓)DC信號1795。使用圖7的相同原理，已向電路添加另外的輸出電容器1772'，并且通過二極管1732' ,1733' ,1743' ,1744'、 1752' ,1753' ,1762'以及1763'，以通過圖7中所示類似的二極管/電容器構造充電其他電容器(1732、1742、1752和76 的方式，周期性地充電電容器1732' ,1742' ,1752'和 1762'。不需要進一步功率放大器級，雖然可任選使用，并且裝置的輸入和輸出波動仍非常低。穿過跨導放大器輸出端的電壓保持為方波，其與圖7相同，所以能夠以非常高的效率運行圖17的整個放大器。用于圖7和圖17所示的正升壓的技術也能夠用于產(chǎn)生逆變電源，其通過改變整流器的極性，并且將充電整流器參考地而非正電壓實現(xiàn)。通過雙升壓電源方法能夠?qū)杉壣龎航M合為一組電源升壓器相同的方式，能夠通過正合逆變升壓器實現(xiàn)相同的目的。圖18示出這樣的示意圖，其示出具有正合逆變升壓器電路組合的電源。此處，電路的上半部分，即同相功率部分1802大致與圖17的電路等效，而已添加逆變電源部分1803。因而，在圖18 中，以18XX標記的組件通常對應于圖7中以7XX標記的其對應部分。在逆變電源部分1803 中，通過二極管1837、1838、1847、1848、1857、1858、1867以及1868，通過類似于充電電容器 1832、1842、1852和1862的方式，周期性充電另外的充電電容器1836、1846、1856和1866， 但是使用相反的電極，而使用相同的輸入波形，所以結(jié)果為穿過輸出電容器1876的負電源輸出電壓1896。通過該方式，電源可在相同的裝置中提供正輸出電壓1885和負輸出電壓 1896。圖6示出圖解信號發(fā)生器600的一個例子的簡化方框圖，其可與在此公開的各種實施例一起使用，從而產(chǎn)生具有交互異相/同相升余弦波的波形。如圖6所示，信號發(fā)生器 600可包含第一正弦曲線波形發(fā)生器602，其具有正弦波形式的輸出603，該正弦波在士Vs 具有峰值。將正弦波信號603作為輸入耦合至加和器610。加和器610的其他輸入為DC輸入信號608，其處于固定水平的士Vs。結(jié)果信號607為正弦波信號603的DC偏移版本，其具有地和士Vs之間的峰值。將DC偏移正弦波信號607分為兩個路徑，其中一個路徑具有模擬轉(zhuǎn)換器604，其輸出DC偏移正弦波信號607的相變版本，而峰值處于地和-Vs之間。視需要，為了增益調(diào)整，可任選地向一對放大器605、606提供DC偏移正弦波信號607和轉(zhuǎn)換 DC偏移正弦波信號609，而兩個放大器605、606的增益相同。來自于放大器605、606的輸出612、613為DC偏移正弦波，類似于輸入信號607、609，其關于彼此相移。開關620在輸出612、613之間交替，每次來自下部放大器606的正弦波到達其頂點時就在兩個輸出端之間轉(zhuǎn)換，該時間與來自上部放大器605的正弦波達到其低點的時間相同。該結(jié)果為這樣的輸出信號621，其在每個周期中，在“同相”升余弦波和“異相”升余弦波之間交替，如圖6中的輸出V1所示，在同相和異相升余弦波之間存在平滑變換。可使用類似的技術從而產(chǎn)生輸出信號621的90度相移版本。信號發(fā)生器600可包含第二正弦曲線波形發(fā)生器622，其具有包括士Vs處的峰值的正弦波形式的輸出623。信號623為信號603的逆變版本；因而，也可僅通過逆變信號603而產(chǎn)生信號623。將正弦波信號623作為輸入耦合至加和器630。加和器630的其他輸入為DC輸入信號608，其處于固定水平的-Vs。結(jié)果信號627為正弦波信號623的DC偏移版本，其具有地和-Vs之間的峰值。將DC偏移正弦波信號627分為兩個路徑，其中一個路徑具有模擬轉(zhuǎn)換器624，其輸出 DC偏移正弦波信號627的相變版本，而峰值處于地和+Vs之間。視需要，為了增益調(diào)整，可任選地向一對放大器625、6沈提供DC偏移正弦波信號627和轉(zhuǎn)換DC偏移正弦波信號629， 而兩個放大器625、626的增益相同。來自于放大器625、626的輸出632、633為DC偏移正弦波，類似于輸入信號627、629，其關于彼此相移。開關640在輸出632、633之間交替，每次來自下部放大器626的正弦波到達其頂點時就在兩個輸出端之間轉(zhuǎn)換，該時間與來自上部放大器625的正弦波達到其低點的時間相同。該結(jié)果為這樣的輸出信號641，其在每個周期中，在“同相”升余弦波和“異相”升余弦波之間交替，如圖6中的輸出V2所示，在同相和異相升余弦波之間存在平滑變換。在此公開的變壓器基電源實施例中，可作為輸入信號Vini和Vin2 —起使用輸出621 和 641。在特殊應用中，來自信號發(fā)生器600的輸出信號可穿過小電容器或高頻過濾器， 從而清除可在信號發(fā)生器600中不經(jīng)意產(chǎn)生的任何參與DC組件。另外，依照本領域廣文人知的技術，可添加各種偏流調(diào)整和其他實施細節(jié)?？商鎿Q使用其他技術，從而產(chǎn)生周期交互波形。例如，能夠使用數(shù)字合成，從而產(chǎn)生上述類似波形。依照圖9所示的一種實施，波形發(fā)生器900在查找表905(例如，只讀存儲器(ROM)或其他非易失性存儲器)中以數(shù)字形式存儲波形數(shù)據(jù)，并且在微控制器、微序列器、有限狀態(tài)機或其他控制器的控制下以適當?shù)捻樞驅(qū)⑵渥x取。可向一對數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器(DAC)910、911提供數(shù)字信號，向每個轉(zhuǎn)換器提供一種波形。換句話說，第一 DAC 910輸出第一轉(zhuǎn)換波形914，并且第二 DAC 911輸出第二轉(zhuǎn)換波形915，如上所述，其與第一波形相同但是偏移90度。為了平滑而向濾波器9220、921提供轉(zhuǎn)換波形914、915。在此公開的變壓器基電源實施例中，可作為輸入信號Vini和Vin2 —起使用輸出930和931。在其他實施例中，可使用類似于花鼓式發(fā)電機原理的轉(zhuǎn)子化機械發(fā)電機，從而產(chǎn)生具有上述如圖2所示的交互異相和同相升余弦波特征的波形。該波形發(fā)生器可特別適合在此公開的發(fā)明電源設計的較大瓦特數(shù)應用?；ü氖桨l(fā)電機通常通過軸上的永磁體的轉(zhuǎn)動運行，而磁體被布置在線圈內(nèi)。已觀察到花鼓式發(fā)電機的輸出位這樣的波形，其具有交互異相和同相升余弦波。例如可通過以下方法產(chǎn)生互補波形，即增加關于第一磁體垂直定向的第二永磁體，后者與第一磁體同軸，但是第二線圈與第一線圈分離。優(yōu)選，兩個永磁體具有相同的尺寸以及物理特征，兩個線圈也是如此，其可沿軸的長度彼此橫向偏移?？赏ㄟ^任何適當?shù)姆椒▽崿F(xiàn)軸的轉(zhuǎn)動，包括機動化技術、風力或其他方法。更通常地，能夠使用旋轉(zhuǎn)AC 發(fā)電機產(chǎn)生適當?shù)牟ㄐ?，該發(fā)電機具有關于一個或更多磁場旋轉(zhuǎn)運動的線圈。在使用電源從而將相對高的DC電壓轉(zhuǎn)化為較低DC電壓的情況下，一方面，相對高電壓DC源產(chǎn)生的高頻AC波形被通過例如在此描述的各種實施例中圖解的一個或更多小變壓器而變壓為較低電壓。電源的設計可使以下情況成為可能，即在整流變壓信號后，不需要大儲能電容器從而平滑從變壓器輸出的電壓。功率轉(zhuǎn)換器的輸入和輸出都能理論上在所有電平上無波動，所以不需要濾波目的的額外磁組件。例如與傳統(tǒng)開關電源相比，消除輸出儲能要求和全濾波可降低尺寸和成本。如上所述，實際上，可需要一些小輸出電容，從而降低來自變壓器級或其他方面的任何殘余波動?？捎煞糯笃骷壷泄逃械母袘禂?shù)引起該輕微波動。期望大約300-600nF的電容將適合于以25千赫周期波形運行的50瓦電源。該尺寸的電容比傳統(tǒng)開關電源所需的電容小很多。可用于降低輸出端的任何殘余波動的另外的技術為使用低壓差(LDO)線性調(diào)節(jié)器。LDO線性調(diào)節(jié)器可通常包括與輸出信號串聯(lián)布置的功率FET。微分放大器以這樣的方式控制功率FET，以便保持LDO線性調(diào)節(jié)器輸入和輸出之間的小DC電壓差。將電壓差保持在這樣的值，其比整理電路輸出端的峰間波動電壓更高。配置LDO線性調(diào)節(jié)器，從而通過濾波器拒絕波動電壓，并且防止其出現(xiàn)在其輸出端。由于通常期望殘余波動電壓在此處描述和圖解的實施例中相當小，所以線性調(diào)節(jié)器為降低或消除殘余波動的一個選擇，因而減少或消除對小平滑電容器的需要，可另外需要該電容器處于輸出端，而不明顯影響效率?？墒褂脙蓚€變壓器建立在此公開的一些電源實施例?？蓪⑦@些變壓器的外形制作的小，因而不明顯影響電源電子裝置的整體尺寸。例如，對于音頻系統(tǒng)的200瓦電源，可使用一對環(huán)形變壓器，其每個的尺寸為1"。結(jié)果是，該電源比類似瓦數(shù)的傳統(tǒng)開關電源更緊湊。在此描述的電源不限于幾百瓦的功率范圍，而是也可用于千瓦或更大的的DC-DC 轉(zhuǎn)換應用中。與傳統(tǒng)的開關電源相比，在此公開的電源實施例可具有明顯降低的EMI。當電壓波形看來如圖2中時，即為周期異相/同相升余弦波時，相應的電流波形為方波，從EMI的觀點看，較不期望該波形。圖5的實施例通過以下方法解決了這些問題，即在將異相/同相升余弦波傳送至變壓器級之前將其轉(zhuǎn)化為電流波形。該實施例中的相對平滑電流波形減輕了 EMI危害。雖然相應的電壓波形變?yōu)榉讲?，但是與電流方波將產(chǎn)生的電磁放射相比，將更易于屏蔽和處理電壓方波產(chǎn)生的靜電放射。雖然由于優(yōu)選輸入和輸出電壓和電流波形的低波動性質(zhì)，所描述的DC-DC轉(zhuǎn)換方法產(chǎn)生的EMI能夠非常低，但是可能通過調(diào)整關于時間的互補波形頻率而降低有效EMI放射。該類型的調(diào)整將引起殘余干涉的光譜分量分布于更寬的光譜帶寬中，因而降低任何給定頻率中的平均干涉幅值。調(diào)整波形能夠在性質(zhì)上位周期或隨機的(包括偽隨機)。在圖 10中示出一組頻率調(diào)整互補波形1030、1031的例子。該特殊例子基于寬帶線性調(diào)頻，而圖 10中僅為了圖解的目的而夸張了波形1030、1031的波長隨時間的偏移。可結(jié)合在此描述的各種電源實施例使用多種不同的變壓器設計和技術?？梢勒掌谕膽枚x擇特殊的變壓器設計。例如，變壓器可使用雙線繞組，其中初級和次級線圈在被纏繞磁芯之前，被盤繞在一起，這可具有降低漏電感的效果?？商鎿Q地，可使用同軸繞組， 其中將初級和和次級線圈同軸組合，這也可明顯降低漏電感。在變壓器形狀和構造方面，為了實現(xiàn)特殊的小外形以及潛在更簡單的制造，變壓器可為環(huán)形或可為平面(具有螺旋繞組)。另一種選擇是使用通過一組中空立方形磁芯的繞組，如Herbert的美國專利4，665，357中大致所述，將其包含在此以供參考。另一可能性是在具有加工成方形邊緣的環(huán)形磁芯側(cè)壁中的挖空凹槽中植入一個變壓器初級/次級繞組(雙絞線或同軸絞線)，如Meretsky等人的美國專利4，210，859中大致所述，將其包含在此以供參考。在該例子中，類似于傳統(tǒng)環(huán)形變壓器，將另一變壓器初級/次級繞組重復環(huán)繞磁芯，但是該初級/次級繞組為雙絞線或同軸絞線。這樣提供垂直而不相互影響的磁場，并且提供更高的能量密度。該設計允許兩個獨立變壓器共用同一磁芯。當然，也可利用其它變壓器設計?？膳c不同類型的功率輸入一起使用在此描述的電源設計和技術，包括本地電池電源，或線電源，再被轉(zhuǎn)換為DC輸出電平前，首先將其轉(zhuǎn)換為輸入DC電平。使用AC線電源時， 首先整流線AC電壓，從而產(chǎn)生高壓DC。雖然可然后以相對高頻率執(zhí)行DC-DC轉(zhuǎn)換過程，但是與開關模式功率轉(zhuǎn)換器不同，該過程使用的AC波形具有非常低無線電頻率水平的組件，所以電磁干涉不是問題。以這樣的方式使用平滑并且具有低EMI的AC波形，以便電源仍保持非常高的效率，通常與傳統(tǒng)的開關模式電源相同，或比其效率更高。依照在此公開的某些實施例，再次將高壓DC產(chǎn)生的高頻AC波形通過一個或更多變壓器轉(zhuǎn)換為較低電壓。然而，特殊設計潛在地避免了整流后對于平滑輸出電壓的儲能電容器的需要。能夠在所有的輸出水平，理論上排除轉(zhuǎn)換器輸入和輸出的波動，所以不需要濾波用的額外磁組件。與開關電源相比，輸出儲能需求和全濾波的消除通常降低尺寸和成本。消除輸出儲能電容器進一步帶來好處。依照在此公開的實施例的電源能夠快速響應控制信號，所以能夠?qū)⑵渥鳛橛行?、高質(zhì)量、低噪音、以及低EMI音頻功率放大器的快速跟蹤電源使用。在已可通過電池或外部電源獲得DC電源時，就可省略輸入濾波和儲能，并且由于消除了輸出儲能電容器，就能夠?qū)㈦娫醋龅耐庑畏浅Ｐ　Ｔ摲椒ㄒ鹩行Ч╇?，因為沒有關聯(lián)EMI損耗的損失，或損失最小，并且沒有需解決的功率裝置動態(tài)開關瞬時，所以實際上效率能夠超過90%。與開關模式電源相比，驅(qū)動變壓器的模式、消除開關制品以及控制架構的簡化可有效地簡化設計過程，并且縮短投放市場的時間?？稍诙喾N應用中發(fā)現(xiàn)在此描述和圖解的發(fā)明電源設計的用途，包括音頻裝置、便攜式電子設備(例如，膝上型計算機、蜂窩電話或無線裝置等等)、軍用、航空電子設備、醫(yī)用設備、太陽能轉(zhuǎn)換、功率分配等等。在各種實施例中，依照在此描述的實施例構建的電源可找到特殊用途，例如，汽車工業(yè)中，作為用于音頻放大器的車載電源。在此公開的實施例可引起更小、更輕和/或更薄的電源，其能夠較廉價、高效，并且具有更少主要組件，同時從EMI的觀點看相對良好。由于能夠更易于設計和生產(chǎn)電源，所以能夠?qū)⑵涓斓赝斗攀袌?，因而引起更快的產(chǎn)品設計周期。此外，低放射還降低了證明的時間和成本。簡單的設計過程、低組件成本和低證明成本引起比現(xiàn)有電源方法可觀的成本節(jié)約。同樣地，小外形、低成本和重量以及非常低的放射允許在車內(nèi)位置中使用發(fā)明電源，而這目前通過開關模式電源設計還非常難以實現(xiàn)。對于便攜式電池運行產(chǎn)品，小外形能力提供目前難以實現(xiàn)的波形因數(shù)。為了更普通化的重載功率分配應用，不需要使用大能量存儲組件而產(chǎn)生無波動輸出的能力比現(xiàn)有方法具有明顯優(yōu)勢。在不同實施例中，提供低成本、輕重量、有效、絕緣、快速響應的DC輸出功率轉(zhuǎn)換器，其具有舒暢低的輸入和輸出波動，以及非常低的EMI放射。功率轉(zhuǎn)換器通常要求非常小的輸出存儲能力，并且也能夠以非常小的外形構造實施。設計過程也比傳統(tǒng)開關模式轉(zhuǎn)換器更簡單，所以引起更快的設計過程。雖然可對于音頻放大器有有益用途，但是概念中的通用原理允許其被應用于許多功率轉(zhuǎn)換應用中。在此描述的某些實施例通過組合具有特定特征的兩種整流信號而產(chǎn)生DC輸出信號。然而，可將相同的原理延伸至這樣的構造，其具有三種或更多整流和另外組合的信號， 假設選擇適當?shù)牟ㄐ?。雖然已在此描述了優(yōu)選實施例，但是在本發(fā)明的概念和范圍內(nèi)，可能有許多變體。 在閱讀說明和附圖后，本領域普通技術人員將明白該變體。因此除了任何附加權利要求內(nèi)的精神和范圍之外，不限制本發(fā)明。
權利要求
1.一種電源，其包含波形發(fā)生器，其輸出第一波形和第二波形；第一整流橋，其被耦合至所述第一波形，所述第一整流橋輸出第一整流信號；第二整流橋，其被耦合至所述第二波形，所述第二整流橋輸出第二整流信號；以及DC輸出信號，其通過連續(xù)加和所述第一整流信號和所述第二整流信號形成。
2.根據(jù)權利要求1所述的電源，其進一步包含電平轉(zhuǎn)換電路，其被插入所述波形發(fā)生器和所述第一及第二整流橋之間，所述電平轉(zhuǎn)換信號輸出所述第一和第二波形的電平位移版本。
3.根據(jù)權利要求2所述的電源，其中所述電平轉(zhuǎn)換電路包含第一變壓器和第二變壓器，所述第一變壓器輸出對應于所述第一波形的所述電平位移版本的所述第一輸出，所述第二變壓器輸出對應于所述第二波形的所述電平位移版本的所述第二輸出。
4.根據(jù)權利要求3所述的電源，其中所述第一整流橋包含第一全波整流器，其中，所述第二整流橋包含第二全波整流器。
5.根據(jù)權利要求2所述的電源，其中所述電平轉(zhuǎn)換電路包含第一對開關電容器電路和第二對開關電容器電路，所述第一對開關電容器電路輸出對應于所述第一波形的所述電平位移版本的所述第一輸出，所述第二對開關電容器電路輸出對應于所述第二波形的所述電平位移版本的所述第二輸出。
6.根據(jù)權利要求5所述的電源，其中，所述第一整流橋包含分別被連接在所述第一對開關電容器電路和所述DC輸出信號之間的第一對整流器，并且其中，所述第二整流橋包含分別被連接在所述第二對開關電容器電路和所述DC輸出信號之間的第二對整流器，其中每個所述第一對和第二對二極管的負極都被連接至所述DC輸出信號。
7.根據(jù)權利要求1所述的電源，其中，所述第一和第二波形每個都包含交替周期次序的同相和異相波，所述第一和第二波形相同，但是彼此偏移90度。
8.根據(jù)權利要求6所述的電源，其中，所述第一和第二波形每個都包含交替周期次序的同相和異相升余弦波。
9.根據(jù)權利要求1所述的電源，其中，選擇所述第一和第二波形，以便在被整流和加和后，其加和產(chǎn)生用于所述DC輸出信號的不變電壓電平，而無明顯波動。
10.根據(jù)權利要求9所述的電源，其中，不需要儲能電容器產(chǎn)生用于所述DC輸出信號的不變電壓電平。
11.根據(jù)權利要求1所述的電源，其中所述第一整流信號和所述第二整流信號分別包含余弦波形和正弦波形。
12.根據(jù)權利要求1所述的電源，其中所述波形發(fā)生器包含旋轉(zhuǎn)AC發(fā)電機，其具有關于一個或更多磁場相對旋轉(zhuǎn)轉(zhuǎn)動的線圈。
13.一種電源，其包含波形發(fā)生器，其輸出第一波形和第二波形；第一變壓器，其接收所述第一波形作為輸入；第二變壓器，其接收所述第二波形作為輸入；第一整流橋，其被耦合至所述第一變壓器的輸出端，所述第一整流橋輸出第一整流信號；第二整流橋，其被耦合至所述第二變壓器的輸出端，所述第一整流橋輸出第二整流信號；以及DC輸出信號，其通過連續(xù)加和所述第一整流信號和所述第二整流信號形成。
14.根據(jù)權利要求13所述的電源，其中，所述第一和第二波形每個都包含交替周期次序的同相和異相升余弦波，所述第一和第二波形相同，但是彼此偏移90度。
15.根據(jù)權利要求14所述的電源，其中所述第一整流信號和所述第二整流信號分別包含余弦波形和正弦波形。
16.根據(jù)權利要求13所述的電源，其進一步包含來自所述DC輸出信號的回饋信號，將其提供至所述波形發(fā)生器。
17.根據(jù)權利要求13所述的電源，其中所述波形發(fā)生器包含信號發(fā)生器，其具有被耦合至電壓控制放大器的輸出信號。
18.根據(jù)權利要求13所述的電源，其進一步包含第一放大器和第二放大器，其中所述第一放大器用于放大位于所述第一變壓器前的所述第一周期波形，所述第二放大器用于放大位于所述第二變壓器前的所述第二周期波形。
19.根據(jù)權利要求18所述的電源，其中，所述第一放大器和第二放大器為跨導放大器。
20.根據(jù)權利要求13所述的電源，其中，所述第一變壓器和第二變壓器共用共同的磁-I-H心。
21.根據(jù)權利要求13所述的電源，其中所述第一整流橋為全波整流器，其包含第一組四個二極管，并且其中，所述第二整流橋為全波整流器，其包含第二組四個二極管。
22.—種功率轉(zhuǎn)換方法，其包含 產(chǎn)生第一交互波形和第二交互波形；整流第一和第二交互波形，從而分別產(chǎn)生第一整流信號和第二整流信號；以及通過連續(xù)加和所述第一整流信號和所述第二整流信號，形成DC輸出信號。
23.根據(jù)權利要求22所述的方法，其進一步包含這樣的步驟，即在整流所述第一和第二交互波形之前，將其轉(zhuǎn)化為升壓或降壓電平。
24.根據(jù)權利要求23所述的方法，其中將所述第一和第二交互波形轉(zhuǎn)換為升壓或降壓電平的步驟包含在所述第一變壓器接收所述第一交互波形，并且從中輸出第一電平位移交互波形；以及在所述第二變壓器接收所述第二交互波形，并且從中輸出第二電平位移交互波形。
25.根據(jù)權利要求M所述的方法，其中，整流所述電平轉(zhuǎn)換第一和第二交互波形從而分別產(chǎn)生所述第一整流信號和所述第二整流信號的步驟包含向所述第一全波整流器施加所述第一電平轉(zhuǎn)換交互波形，從而產(chǎn)生所述第一整流信號；以及向所述第二全波整流器施加所述第二電平轉(zhuǎn)換交互波形，從而產(chǎn)生所述第二整流信號。
26.根據(jù)權利要求23所述的方法，其中將所述第一和第二交互波形轉(zhuǎn)換為所述升壓或降壓電平的所述步驟包含向輸出第一電平轉(zhuǎn)換交互波形的第一對開關電容器電路施加所述第一交互波形；以及向輸出第二電平轉(zhuǎn)換交互波形的第二對開關電容器電路施加所述第二交互波形。
27.根據(jù)權利要求沈所述的方法，其進一步包含在所述第一對開關電容器電路和所述 DC輸出信號之間耦合第一對整流器，從而執(zhí)行所述第一電平轉(zhuǎn)換交互波形的整流，以及在所述第二對開關電容器電路和所述DC輸出信號之間耦合第二對整流器，從而執(zhí)行所述第二電平轉(zhuǎn)換交互波形的整流。
28.根據(jù)權利要求22所述的方法，其中，所述第一和第二交互波形每個都包含交互周期順序的同相和異相波，所述第一和第二交互波形相同，但是彼此偏移90度。
29.根據(jù)權利要求觀所述的方法，其中，所述第一和第二交互波形每個都包含交互周期順序的同相和異相升余弦波。
30.根據(jù)權利要求四所述的方法，其中，所述第一整流信號和所述第二整流信號分別包含余弦波形和正弦波形。
31.根據(jù)權利要求22所述的方法，其中，選擇所述第一和第二交互波形，以便在將其整流和加和后，其加和產(chǎn)生用于所述DC輸出信號的不變電壓電平，而無明顯波動。
32.根據(jù)權利要求31所述的方法，其中，不需要儲能電容器產(chǎn)生用于所述DC輸出信號的不變電壓水平。
33.根據(jù)權利要求22所述的方法，其中，使用轉(zhuǎn)動AC發(fā)電機產(chǎn)生所述第一交互波形和所述第二交互波形，所述發(fā)電機具有關于一個或更多磁場相對轉(zhuǎn)動運動的線圈。
全文摘要
一種電源，其包括經(jīng)成形或選擇的兩種或更多種輸入波形，以便將其單獨電平位移和整流后，其加和獲得的DC輸出波形基本無波動。該電源包含波形發(fā)生器，用于升壓或降壓轉(zhuǎn)換的電平轉(zhuǎn)換級、整流級以及合成器。波形發(fā)生器可產(chǎn)生互補波形，優(yōu)選其相同但是彼此相位偏移，以便將互補波形電平轉(zhuǎn)換、整流和加和后，其和將恒定，因而DC輸出波形的產(chǎn)生不需要平滑或僅需的最小平滑?？墒褂米儔浩骰蜷_關電容電路執(zhí)行電平轉(zhuǎn)換?？墒褂脧亩鳧C輸出波形的回饋調(diào)整輸入波形的特征。
文檔編號H02M1/14GK102549898SQ201080043363
公開日2012年7月4日 申請日期2010年7月28日 優(yōu)先權日2009年7月28日
發(fā)明者L·R·芬奇阿姆, O·約翰斯 申請人:Thx有限公司