專利名稱：Dc-dc變換器的制作方法
技術(shù)領域：
本發(fā)明涉及具有絕緣功能的DC-DC變換器。
背景技術(shù)：
以往公知的DC-DC變換器是如下的裝置由開關(guān)電路將直流電變換為交流電，使用變壓器對該交流電進行變壓，并由整流電路將其變換為直流電而輸出。在處理的電力大的情況下通常采用全橋電路。在該全橋電路中，兩對串聯(lián)連接的開關(guān)元件上臂側(cè)的開關(guān)元件和下臂側(cè)的開關(guān)元件交替驅(qū)動。也就是，上臂側(cè)的開關(guān)元件和下臂側(cè)的開關(guān)元件進行相互相反的開、關(guān)驅(qū)動?？墒牵_關(guān)元件的開啟、關(guān)斷的時候成為硬開關(guān)而產(chǎn)生大的開關(guān)損失，并且效率差。
因此，在專利文獻I公開有降低開關(guān)損失并實現(xiàn)效率的改善的DC-DC變換器。該DC-DC變換器使構(gòu)成全橋電路的一方的串聯(lián)連接的開關(guān)元件的開、關(guān)驅(qū)動和另一方的串聯(lián)連接的開關(guān)元件的開、關(guān)驅(qū)動的相位偏移而進行工作。由此，可成為零電壓開關(guān)，并能實現(xiàn)開關(guān)損失的降低。將該控制方式稱為相移方式。另外，在專利文獻2公開有如下內(nèi)容在諧振型的電路中，在負載變輕時通過使全橋電路的一組開關(guān)的一方繼續(xù)導通，使一方繼續(xù)關(guān)斷，實現(xiàn)效率提高和輸出波動的減少。
現(xiàn)有技術(shù)文獻 專利文獻專利文獻I :日本專利特開2003-47245號公報 專利文獻2 :日本專利特開2003-324956號公報

發(fā)明內(nèi)容
發(fā)明將要解決的技術(shù)課題相移方式的全橋電路在對負載的電力供給量多時可以進行零電壓開關(guān)，但在對負載的電力供給量少時，流過電路的電流變少，開關(guān)元件的寄生電容的充放電需要的時間變長。該充放電不完全開關(guān)元件開啟時，成為硬開關(guān)，存在開關(guān)損失增大、效率下降的問題。另外，在相移方式的全橋電路中，相對于利用開關(guān)元件的寄生電容的充放電，諧振型的電路是頻率控制的，因為動作原理本不相同，所以即使要解決的課題相同，也不能在相移方式的電路中適用能夠應用于諧振型的電路的技術(shù)。本發(fā)明的目的是不論向負載的電力供給量如何都提供高效率的DC-DC變換器。另外，本發(fā)明的目的是提供如下的車輛不論對負載的電力供給量如何都能夠?qū)崿F(xiàn)向負載的高效率的電力供給。
用于解決課題的手段為了實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明涉及的DC-DC變換器，其特征在于，具有全橋電路，由將第一、第二開關(guān)元件串聯(lián)連接的第一開關(guān)支和將第三、第四開關(guān)元件串聯(lián)連接且與所述第一開關(guān)支并聯(lián)連接的第二開關(guān)支構(gòu)成，將所述第一開關(guān)支兩端間及所述第二開關(guān)支兩端間設為直流端子間，將所述第一、第二開關(guān)元件的串聯(lián)連接點和所述第三、第四開關(guān)元件的串聯(lián)連接點之間設為交流端子間；具有平滑電抗器的整流電路；第一平滑電容器，與直流電源并聯(lián)連接，并且與所述全橋電路的直流端子間連接；第二平滑電容器，與負載并聯(lián)連接，并且連接在所述整流電路的直流端子間；初級繞組，連接在所述全橋電路的交流端子間；次級繞組，連接在所述整流電路的交流端子間；變壓器，對所述初級繞組和所述次級繞組進行磁耦合；以及控制單元，對所述全橋電路進行控制，所述第I、第2、第3、第4開關(guān)元件分別由開關(guān)、與所述開關(guān)并聯(lián)連接的反向并聯(lián)二極管、和與所述開關(guān)以及所述反向并聯(lián)二極管并聯(lián)連接的電容器構(gòu)成，所述DC-DC變換器具有在所述全橋電路的交流端子間和所述初級繞組之間串聯(lián)插入的電抗器成分，其中，在向所述負載的電力供給量在規(guī)定值以上時，所述控制單元執(zhí)行驅(qū)動所述第I、第2、第3、第4開關(guān)元件的第一模式，在向所述負載的電力供給量在所述規(guī)定值以下時，所述控制單元執(zhí)行第二模式，在該第二模式下使構(gòu)成所述第一開關(guān)支或第二開關(guān)支的一側(cè)的開關(guān)支的一組開關(guān)元件在斷開狀態(tài)下停止，并驅(qū)動構(gòu)成所述第一開關(guān)支或第二開關(guān)支的另一側(cè)的開關(guān)支的一組開關(guān)元件。另外，有關(guān)本發(fā)明的車輛的特征在于搭載了本發(fā)明的DC-DC變換器。
發(fā)明的效果根據(jù)本發(fā)明，不論對負載的電力供給量如何都提供高效率的DC-DC變換器。另外，根據(jù)本發(fā)明，無論對負載的電力供給量如何，都能夠提供能夠?qū)崿F(xiàn)對負載的高效率的電力供給的車輛。


圖I是根據(jù)本發(fā)明的實施例I的DC-DC變換器的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖2是說明實施例I的操作模式的切換的圖。
圖3是說明實施例I的規(guī)定值Pth的決定方法的圖。
圖4是說明基于實施例I的2個規(guī)定值Pthl、Pth2的操作模式的切換的圖。
圖5是說明實施例I的輕負載模式M2下的動作的電壓、電流波形圖。
圖6是在圖5示出的期間(a)的輕負載模式M2下的動作(模式a)的電路圖。
圖7是說明圖5示出的期間(b)的輕負載模式M2下的動作(模式b)的電路圖。
圖8是說明圖5示出的期間(c)的輕負載模式M2下的動作(模式c)的電路圖。
圖9是說明圖5示出的期間(d)的輕負載模式M2下的動作(模式d)的電路圖。
圖10是說明圖5示出的期間(e)的輕負載模式M2下的動作(模式e)的電路圖。
圖11是說明圖5示出的期間(f)的輕負載模式M2下的動作(模式f)的電路圖。
圖12是說明圖5示出的期間(g)的輕負載模式M2下的動作(模式g)的電路圖。
圖13是說明圖5示出的期間(h)的輕負載模式M2下的動作(模式h)的電路圖。
圖14是說明實施例I的輕負載模式M2下的另外的動作的電壓波形圖。
圖15是說明本發(fā)明的實施例2的DC-DC變換器的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖16是說明本發(fā)明的實施例3的DC-DC變換器的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖17是以往的電動汽車的電源系統(tǒng)的概要結(jié)構(gòu)圖。
圖18是本發(fā)明的實施例4的電動汽車的電源系統(tǒng)的概要結(jié)構(gòu)圖。
具體實施例方式關(guān)于本發(fā)明的實施方式，參照圖詳細進行說明。另外，在以下的說明中，將與接通狀態(tài)的開關(guān)元件的電壓或與開關(guān)元件并聯(lián)連接的反向并聯(lián)二極管的正向下降電壓相等或在其以下的電壓稱為零電壓，通過在對開關(guān)元件施加的電壓為零電壓的狀態(tài)下，切換該開關(guān)元件的開啟和關(guān)斷來降低開關(guān)損失稱為零電壓開關(guān)或軟開關(guān)。
實施例I圖I是根據(jù)本發(fā)明的實施例I的DC-DC變換器I電路結(jié)構(gòu)圖。該DC-DC變換器I對直流電源Vl進行變壓來對負載Rl供給電力。另外，直流電源Vl也可以置換為功率因數(shù)改善電路等其他的變換器的輸出。在圖I中，在全橋電路2的直流端子A-A'之間連接有直流電源Vl和平滑電容器Cl。在整流電路7的直流端子B-B'之間連接有平滑電容器C2和負載R1。在全橋電路2的交流端子C-Ci之間連接有初級繞組NI，在整流電路7交流端子D-Di之間連接有次級繞組N2。該初級繞組NI和次級繞組N2通過變壓器6磁耦合。全橋電路2由將第一、第二開關(guān)元件SI、S2串聯(lián)連接的第一開關(guān)支3和將第3、將第4開關(guān)元件S3、S4串聯(lián)連接的第二開關(guān)支4組成。在開關(guān)元件SI S4分別連接有反向并聯(lián)二極管DSl DS4。在這里，在作為這些開關(guān)元件而使用了 MOSFET(金屬氧化物半導體場效應晶體管)的情況下，作為反向并聯(lián)二極管，可利用MOSFET的體二極管。另外，開關(guān)元件SI S4有寄生電容CSl CS4。此時，作為電容器，也可以與開關(guān)元件SI S4并聯(lián)連接緩沖電容器。在圖I中，作為一個例子，將開關(guān)元件SI、S2設置為M0SFET，開關(guān)元件S3、S4設置為IGBT (絕緣柵雙極型晶體管)。在全橋電路2的交流端子間和初級繞組NI之間串聯(lián)插入電抗器Lr。在這里，對于電抗器Lr，也可以利用變壓器6的漏電感。整流電路7由2個平滑電抗器LI、L2和2個二極管Dl、D2構(gòu)成。在次級繞組N2一端連接有平滑電抗器LI 一端和二極管D2的陰極，在次級繞組N2的另一端連接有平滑電抗器L2的一端和二極管Dl的陰極。平滑電抗器LI、L2的另一端與平滑電容器C2的一端連接，二極管D1、D2的陽極與平滑電容器C2的另一端連接。在這里，也可以使用開關(guān)元件代替二極管D1、D2。在這種情況下，通過采用同步整流方式，可進一步提高DC-DC變換器I的效率。本發(fā)明的DC-DC變換器I的特征為根據(jù)向負載Rl的電力供給量，可切換開關(guān)元件的操作模式。使用圖2對操作模式的切換進行說明。圖2是說明操作模式的切換的圖。輸出功率Pout是由電流傳感器8檢測到的輸出電流和由電壓傳感器9檢測到的輸出電壓的積。Pth是為了切換操作模式而設置的規(guī)定值。輸出功率Pout在規(guī)定值Pth以上的情況下，控制單元5作為第一模式即重負載模式M1，驅(qū)動開關(guān)元件SI S4。此時在通過相移方式驅(qū)動開關(guān)元件SI S4時，可以進行零電壓開關(guān)。在輸出功率Pout在規(guī)定值Pth以下時，轉(zhuǎn)移到作為第二模式的輕負載模式M2?？刂茊卧?使開關(guān)元件S3、S4在斷開狀態(tài)下停止，僅驅(qū)動開關(guān)元件SI、S2。控制單元5通過控制開關(guān)元件SI、S2驅(qū)動頻率，控制輸出功率。另外，在該圖中，在圖中的下部記載有驅(qū)動開關(guān)元件SI S4的驅(qū)動信號，高電平側(cè)表示ON信號，低電平側(cè)表示OFF信號。圖3是說明規(guī)定值Pth的決定方法的圖。由虛線示出的Ploss-Pout直線表示在重負載模式Ml下使其動作時的各輸出功率Pout中的損失，由實線示出的Ploss-Pout直線表不在輕負載模式M2下使其動作時的各輸出功率Pout中的損失。這樣，按照根據(jù)輸出功率Pout的大小來損失Ploss小的操作模式Ml、M2的方式來決定規(guī)定值Pth即可。在理論上將虛線和實線的交點作為Pth會成為效率最好的情況。當然，規(guī)定值Pth也可以任意地設定。在這里，輸出功率Pout與規(guī)定值Pth同程度大小時，存在在重負載模式Ml和輕負載模式M2之間頻繁切換的情況。在這種情況下，如圖4所示，存在通過分別決定從重負載模式Ml轉(zhuǎn)換到輕負載模式M2的規(guī)定值Pthl、和從輕負載模式M2轉(zhuǎn)換到重負載模式Ml的規(guī)定值Pth2而能夠解決的情況。規(guī)定值Pthl和Pth2的差由適用本技術(shù)的產(chǎn)品兼顧效率與切換頻率來選擇決定即可。接著，使用圖5到圖13對在DC-DC變換器I的輕負載模式M2下的電路動作進行說明。重負載模式Ml的電路動作因為能適用以往的相移方式所以省略說明。圖5是說明在DC-DC變換器I輕負載模式M2下的動作的電壓、電流波形圖。首先說明在圖5的電壓波 形。SI驅(qū)動信號 S4驅(qū)動信號分別示出控制單元5向開關(guān)元件SI S4輸出的驅(qū)動信號波形。在該圖中，開關(guān)元件SI S4在向開關(guān)元件SI S4輸出的驅(qū)動信號波形成為了高電平時被置為0N(開啟)，在向開關(guān)兀件SI S4輸出的驅(qū)動信號波形成為低電平時被置為OFF (關(guān)斷)。Tl電壓表示初級繞組NI的一端側(cè)的節(jié)點Tl的電壓的電壓波形，T2電壓表示初級繞組NI的另一端側(cè)的節(jié)點T2的電壓的電壓波形，T1-T2間電壓表示從Tl電壓減去了 T2電壓后的電壓波形。接著，對在圖5的電流波形進行說明。SI電流、S2電流分別表示開關(guān)元件S1、S2漏極-源極之間電流。CSl電流 CS4電流分別表示流過寄生電容CSl CS4的電流波形。對于CSl電流 CS4電流，在各自寄生電容CSl CS4中，將從與開關(guān)元件的漏極連接的寄生電容的一端向與開關(guān)元件的源極連接的寄生電容的另一端流動的方向設為正，并將正電流稱為充電電流，將負電流稱為放電電流。DSl電流 DS4電流分別表示流過反向并聯(lián)二極管DSl DS4的電流波形。對于DSl電流 DS4電流，在各個反向并聯(lián)二極管DSl DS4中，將從陽極向陰極流動的方向設為正。另外，在圖5中由各虛線劃分的期間(a) (h)分別與在以下說明的(模式a) (模式h)對應。在輕負載模式M2下，經(jīng)過(模式a) (模式h)全部的模式，開關(guān)元件S3、S4的驅(qū)動信號成為斷開。(模式a)
圖6是說明在圖5示出的期間(a)的輕負載模式M2下的動作(模式a)的電路圖。開啟開關(guān)元件SI。開關(guān)元件SI的兩端電壓通過反向并聯(lián)二極管DSl導通而成為零電壓，開關(guān)元件SI成為零電壓開關(guān)。此后，流過電抗器Lr的電流達到零時，在反向并聯(lián)二極管DS4流過作為反向恢復之前的電流的反向恢復電流，流過電抗器Lr的電流沿正方向增大。此后，在反向并聯(lián)二極管DS4反向恢復時，通過開關(guān)元件SI的電流成為寄生電容CS4的充電電流和寄生電容CS3的放電電流。(模式b)
圖7是說明在圖5示出的期間(b)的輕負載模式M2下的動作(模式b)的電路圖。通過寄生電容CS3放電，反向并聯(lián)二極管DS3的兩端電壓減少，在交叉零電壓時反向并聯(lián)二極管DS3導通。在反向并聯(lián)二極管DS3導通時，寄生電容CS3的放電電流和寄生電容CS4的充電電流變得不流動。流過反向并聯(lián)二極管DS3的電流通過開關(guān)元件SI和電抗器Lr、初級繞組NI返回到反向并聯(lián)二極管DS3。流過該路徑的電流逐漸增加。(模式c)
圖8是說明在圖5示出的期間(c)的輕負載模式M2下的動作(模式c)的電路圖。關(guān)斷開關(guān)元件SI。 流過反向并聯(lián)二極管DS3的電流成為寄生電容CSl的充電電流、以及寄生電容CS2的放電電流。通過寄生電容CS2的放電，節(jié)點Tl的電壓減少，但節(jié)點T2電壓由于反向并聯(lián)二極管DS3導通而維持比直流電壓Vl高的電壓。由此，在節(jié)點Tl-節(jié)點T2之間的電壓向負方向擴大。(模式d)
圖9是說明在圖5示出的期間(d)的輕負載模式M2下的動作(模式d)的電路圖。通過寄生電容CS2的放電，反向并聯(lián)二極管DS2兩端電壓減少，在交叉零電壓時，反向并聯(lián)二極管DS3導通。在反向并聯(lián)二極管DS2導通時，寄生電容CS2的放電電流和寄生電容CSl的充電電流變得不流動。流過反向并聯(lián)二極管DS2的電流通過電抗器Lr、初級繞組NI，并通過反向并聯(lián)二極管CS3返回到反向并聯(lián)二極管CS2。流過該路徑的電流逐漸減少。(模式e)
圖10是說明在圖5示出的期間(e)的輕負載模式M2下的動作(模式e)的電路圖。開啟開關(guān)元件S2。開關(guān)元件S2的兩端電壓由于反向并聯(lián)二極管DS2導通而成為零電壓，開關(guān)元件S2成為零電壓開關(guān)。此后，流過電抗器Lr的電流達到零時，在反向并聯(lián)二極管DS3流過作為直到反向恢復為止的反向恢復電流，流過電抗器Lr的電流在負方向增大。此后，在反向并聯(lián)二極管DS3反向恢復時，通過開關(guān)元件S2的電流成為寄生電容CS3的充電電流和寄生電容CS4的放電電流。節(jié)點T2電壓通過寄生電容CS4的放電而減少，但節(jié)點Tl的電壓由于開關(guān)元件S2導通而維持零電壓。由此，節(jié)點Tl-節(jié)點T2之間的電壓接近零。(模式f)
圖11是說明在圖5示出的期間(f)的輕負載模式M2下的動作(模式f)的電路圖。通過寄生電容CS4的放電，反向并聯(lián)二極管DS4兩端電壓減少，在交叉零電壓時，反向并聯(lián)二極管DS4導通。在反向并聯(lián)二極管DS4導通時，寄生電容CS4的放電電流和寄生電容CS3的充電電流變得不流動。流過反向并聯(lián)二極管DS4的電流通過初級繞組NI、電抗器Lr，并通過開關(guān)元件S2返回到反向并聯(lián)二極管DS4。流過該路徑的電流逐漸增加。(模式g)
圖12是說明在圖5示出的期間(g)的輕負載模式M2下的動作(模式g)的電路圖。關(guān)斷開關(guān)元件S2。流過開關(guān)元件S2的電流成為寄生電容CSl的放電電流和寄生電容CS2的充電電流。節(jié)點Tl的電壓通過寄生電容CS2的充電而上升，但節(jié)點T2的電壓由于反向并聯(lián)二極管D4導通而維持零電壓。由此，該節(jié)點Tl-節(jié)點T2之間的電壓向正方向上升。(模式h)
圖13是說明在圖5示出的期間(h)的輕負載模式M2下的動作(模式h)的電路圖。通過寄生電容CSl的放電，反向并聯(lián)二極管DSl兩端電壓減少，在交叉零電壓時，反向并聯(lián)的二極管DSl導通。在反向并聯(lián)二極管DSl導通時，寄生電容CSl的放電電流和寄生電容CS2的充電電流變得不流動。流過反向并聯(lián)二極管DSl的電流通過反向并聯(lián)二極管DS4和初級繞組NI、電抗器Lr，返回到反向并聯(lián)二極管DS1。流過該路徑的電流逐漸減少。以后，返回到(模式a)，反復進行上述(模式a) (模式h)的動作。
另外，在(模式a) (模式h)中存在流過平滑電抗器L1、L2的電流逆流的模式，但通過增大電抗器的值、以及變更繞組NI、N2匝數(shù)比可以避免。之所以通過控制開關(guān)元件SI、S2的驅(qū)動頻率能控制輸出功率，是因為使在節(jié)點Tl-節(jié)點T2之間產(chǎn)生電壓的時間發(fā)生了變化。即，在提高驅(qū)動頻率時，每I個周期的節(jié)點Tl-節(jié)點T2之間電壓的有效值增大，并能夠提高輸出功率。反過來如果降低驅(qū)動頻率則輸出功率也下降。為了不提高驅(qū)動頻率而增加輸出功率，如果對開關(guān)元件S3、S4采用寄生電容大的開關(guān)元件，則可以使在變壓器兩端產(chǎn)生電壓的時間延遲。另外，也可以與開關(guān)元件S3、S4并聯(lián)連接緩沖電容器。這是因為在(模式a)、(模式e)中追加緩沖電容器的充放電時間，所以在節(jié)點Tl-節(jié)點T2之間顯現(xiàn)電壓的時間延長而造成的。作為不提高驅(qū)動頻率而提高輸出功率的另外的方法，也可以對反向并聯(lián)二極管DS3、DS4采用反向恢復特性慢的二極管。在(模式d)、(模式h)中，維持節(jié)點Tl-節(jié)點T2之間的電壓，直到反向并聯(lián)二極管DS3、DS4的反向恢復終止為止。因此可提高輸出功率。
作為開關(guān)元件S1、S2，有時通過使用切換特性快的開關(guān)元件，效率會提高。一般地，MOSFET的切換特性很快，開關(guān)損失小。另外，IGBT的導通電阻很小，導通損失小。例如，作為開關(guān)元件S1、S2，使用M0SFET，對于開關(guān)元件S3，S4，使用IGBT。由此，可抑制在重負載模式Ml下的導通損失，也能夠降低在輕負載模式M2下的開關(guān)損失。反過來，對開關(guān)元件SI、S2使用IGBT，對開關(guān)元件S3、S4使用MOSFET時，可提高輸出功率。一般地，MOSFET的體二極管反向恢復特性慢。如果對反向并聯(lián)二極管DS3、DS4利用MOSFET的體二極管，則在(模式e)、(模式a)中，維持節(jié)點Tl-節(jié)點T2之間的電壓，直到反向并聯(lián)二極管DS3、DS4的反向恢復終止為止。因此，可提高輸出功率。另外，即使在對開關(guān)元件S1、S2使用了 M0SFET，對開關(guān)元件S3、S4使用了 IGBT的情況下，如圖14所示，如果使開關(guān)元件SI、S2在斷開狀態(tài)下停止，僅驅(qū)動開關(guān)元件S3、S4，可以明白，可取得與對開關(guān)元件S1、S2使用IGBT，對開關(guān)元件S3、S4使用MOSFET的構(gòu)成的DC-DC變換器同樣的效果。另外，反過來，即使在對開關(guān)元件SI、S2使用IGBT，對開關(guān)元件S3、S4使用MOSFET的情況下，如圖14所示，如果使開關(guān)元件SI、S2在斷開狀態(tài)下停止，僅驅(qū)動開關(guān)元件S3、S4，可以明白，可得到與對開關(guān)元件S1、S2使用M0SFET，對開關(guān)元件S3、S4使用IGBT的結(jié)構(gòu)的DC-DC變換器同樣的效果。按照上述，本發(fā)明的DC-DC變換器I的特征在于即使在輕負載時也容易實現(xiàn)零電壓開關(guān)。可是在對負載的電力供給量可被視為大體上與零相等時，存在不能確保寄生電容CSl CS4的充放電需要的電流，開關(guān)元件SI、S2成為硬開關(guān)的情況?？墒?，此時，開關(guān)元件S1、S2驅(qū)動頻率比重負載模式Ml時的驅(qū)動頻率低。因此，即使對負載的電力供給量可被視為大體上與零相等這樣時，輕負載模式M2也比重負載模式Ml效率高，本發(fā)明可以說是有效的。另外，在前述的專利文獻2中，是與相移方式的動作原理不相同的諧振型的電路。因此，在諧振型的電路中為了使諧振穩(wěn)定動作必須限制頻率范圍，除了對輸入電壓范圍、輸出電壓的可變范圍限制較多，諧振型的電路是頻率控制的，為了縮小輸出范圍而需要與諧振頻率分離，但由于波動的增大或需要用于驅(qū)動元件的電力，難于高效化。與此相對，在相移方式的電路中，除了開關(guān)元件的開-關(guān)之外，還利用與這些開關(guān)元件并聯(lián)連接的二極管的導通和對寄生電容的充放電來進行動作。并且，為了改善效率，如何在開關(guān)元件進行開-關(guān)時實現(xiàn)零電壓開關(guān)或接近其的開關(guān)是重要的。因此，控制對寄生電容的充放電是重要的。以往，在負載變輕的輕負載時，因為沒有充分的電流在電路內(nèi)流過，所以開關(guān)的輸出電容不能充分地充放電而成為硬開關(guān)，導致效率惡化。可是，在本實施例中，通過在輕負載模式中使全橋電路的、串聯(lián)連接的一組開關(guān)元件構(gòu)成的一個開關(guān)支的動作停止，從而消除這一點。在這樣的狀態(tài)下確認了在電路中流動的電流的狀態(tài)，理由還是不明了的，但與以往的控制相比，確認了在輕負載時用于對開關(guān)的輸出電容進行充放電的電流增多。由此，即使在負載變輕了的輕負載時，也促使開關(guān)的輸出電容的充放電，可成為軟開關(guān)。即根據(jù)本實施例，開關(guān)與以前的控制方法相比，能夠以低電壓開啟，開關(guān)損失減少。另外，根據(jù)本實施例，與以往的控制方法相比，因為頻率低所以更容易縮小輸出范圍，另外通過使構(gòu)成一方的開關(guān)支的串聯(lián)連接的一組開關(guān)元件的動作停止，這些開關(guān)的驅(qū)動損失也被控制，能夠進一步實現(xiàn)效率的提高。
實施例2
圖15是本發(fā)明的實施例2的DC-DC變換器101的電路結(jié)構(gòu)圖。對與圖I相同的部分賦予相同符號，并省略其說明。整流電路7由平滑電抗器Lll和2個二極管Dl、D2構(gòu)成。平滑電抗器Lll的一端與二極管Dl、D2的陰極連接，平滑電抗器Lll的另一端與平滑電容器C2的一端連接。2個次級繞組N21、N22的一端互相連接，其連接點被連接到平滑電容器C2的另一端。次級繞組N21、N22的另一端分別為N21連接到二極管Dl的陽極，N22被連接到二極管D2的陽極。由此，與實施例I比較，因為能削減平滑電抗器，所以能削減元器件件數(shù)，并可降低成本。另外，通過使用開關(guān)元件代替二極管Dl、D2，并采用同步整流方式可進一步實現(xiàn)高效率化。
實施例3圖16是本發(fā)明的實施例3的DC-DC變換器102的電路結(jié)構(gòu)圖。對與圖I相同的部分賦予相同符號，并省略其說明。整流電路7由平滑電抗器L12、將二極管D1、D2串聯(lián)連接的二極管支10、將二極管D3、D4串聯(lián)、并且與二極管支10并聯(lián)連接的二極管支11構(gòu)成。平滑電抗器L12的一端與二極管支10的一端連接，平滑電抗器L12的另一端與平滑電容器C2 一端連接，二極管支10的另一端與平滑電容器C2的另一端連接。二極管D1、D2的連接點和二極管D3、D4的連接點與次級繞組N2的兩端連接。由此，可使用逆耐壓的小的二極管。這樣的結(jié)構(gòu)適合用于輸出電壓大的情況。另外，通過使用開關(guān)元件代替二極管Dl D4，并采用同步整流方式可進一步實現(xiàn)高效率化。
實施例4圖17是以往的電動汽車31的電源系統(tǒng)的概要結(jié)構(gòu)圖。充電器32通過AC-DC變換器52將來自交流電源51的交流電力變換為直流電力，DC-DC變換器53將直流電力變壓為蓄電池41充電所需的電壓來提供電力。另一方面，DC-DC變換器55對作為比蓄電池41的電壓低的電壓的蓄電池42的電壓進行變壓并向負載56供給電力。對負載56的電力供給量多的情況下，通過DC-DC變換器54向DC-DC變換器55和蓄電池42供給蓄電池41的電力?？墒牵趶慕涣麟娫?1對充電蓄電池41充電的情況等向負載56的電力供給量少的情況下，存在DC-DC變換器54的電力變換效率下降的問題。因此，充電器32具有DC-DC變換器57，將來自AC-DC變換器52的電力不通過DC-DC變換器54而從DC-DC變換器57向DC-DC變換器55和蓄電池42供給電力。圖18是采用了根據(jù)本發(fā)明的實施例4的DC-DC變換器I的電動汽車131的電源系統(tǒng)的概要結(jié)構(gòu)圖。對與圖17相同的部分賦予相同符號，并省略其說明。通過采用在前述的實施例I說明了的DC-DC變換器I代替在圖17的DC-DC變換器54，從而即使對負載56的電力供給量少的情況下，DC-DC變換器I也能夠高效率供給電力。由此，充電器132不需要在圖17的DC-DC變換器57，可削減器件件數(shù)，可較大地實現(xiàn)成本降低，并能以高效率進行電力供給。在汽車131中，從交流電源51通過充電器132對蓄電池41充電時，DC-DC變換器I的開關(guān)元件S1、S2的驅(qū)動頻率與重負載模式Ml時的驅(qū)動頻率相比變低的情況較多。即，是在夜間等車本身不使用時間對蓄電池41進行充電的狀態(tài)。這樣的時候，成為必要最低限度的非常小的負載56。因此，即使在對負載的電力供給量可被視為大體上等于零時，輕負載·模式M2比重負載模式Ml效率高，可以說在電動汽車上利用在本實施例說明了的DC-DC變換器是非常有效的。另外，在本實施例中以在汽車131中應用實施例I說明的DC-DC變換器的例子進行說明，但是，即使在汽車131應用由實施例2和實施例3說明的DC-DC變換器也同樣有效。
標號說明
1、53 55、57、101、102DC-DC 變換器
2全橋電路
3、4開關(guān)支
5控制單元
6變壓器
7整流電路
8電流傳感器
9電壓傳感器
10、11 二極管支
31電動汽車
32充電器
41、42蓄電池
51交流電源
52AC-DC變換器
56、Rl負載
131電動汽車
132充電器
Vl直流電源
C1、C2平滑電容器
L1、L2、L11、L12平滑電抗器
Lr電抗器
N1、N2繞組
SI S4開關(guān)元件DSl DS4反向并聯(lián)二極管CSl CS4寄生電容Ml重負載模式M2輕負載模式Pout輸出功率
Pth、Pthl、Pth2 規(guī)定值Dl D4 二極管T1、T2節(jié)點。
權(quán)利要求
1.一種DC-DC變換器，其特征在于， 具有全橋電路，由將第一、第二開關(guān)元件串聯(lián)連接的第一開關(guān)支和將第三、第四開關(guān)元件串聯(lián)連接且與所述第一開關(guān)支并聯(lián)連接的第二開關(guān)支構(gòu)成，將所述第一開關(guān)支的兩端間及所述第二開關(guān)支的兩端間設為直流端子間，將所述第一、第二開關(guān)元件的串聯(lián)連接點和所述第三、第四開關(guān)元件的串聯(lián)連接點之間設為交流端子間；具有平滑電抗器的整流電路；第一平滑電容器，與直流電源并聯(lián)連接，并且連接在所述全橋電路的直流端子間;第二平滑電容器，與負載并聯(lián)連接，并且連接在所述整流電路的直流端子間；初級繞組，連接在所述全橋電路的交流端子間；次級繞組，連接在所述整流電路的交流端子間；變壓器，對所述初級繞組和所述次級繞組進行磁耦合；以及控制單元，對所述全橋電路進行控制， 所述第I、第2、第3、第4開關(guān)元件分別由開關(guān)、與所述開關(guān)并聯(lián)連接的反向并聯(lián)二極管、以及與所述開關(guān)和所述反向并聯(lián)二極管并聯(lián)連接的電容器構(gòu)成， 所述DC-DC變換器具有在所述全橋電路的交流端子間和所述初級繞組之間串聯(lián)插入的電抗器成分， 其中，在向所述負載的電力供給量在規(guī)定值以上時，所述控制單元執(zhí)行驅(qū)動所述第I、第2、第3、第4開關(guān)元件的第一模式，在向所述負載的電力供給量在所述規(guī)定值以下時，所述控制單元執(zhí)行第二模式，在該第二模式下，使構(gòu)成所述第一開關(guān)支或第二開關(guān)支的一側(cè)的開關(guān)支的一組開關(guān)元件在斷開狀態(tài)下停止，并驅(qū)動構(gòu)成所述第一開關(guān)支或第二開關(guān)支的另一側(cè)的開關(guān)支的一組開關(guān)元件。
2.如權(quán)利要求I所述的DC-DC變換器，其特征在于， 所述控制單元在執(zhí)行所述第一模式時，以相移方式對所述第I、第2、第3、第4開關(guān)元件進行驅(qū)動，所述控制單元在執(zhí)行所述第二模式時，以頻率控制方式對所驅(qū)動的一側(cè)的所述開關(guān)支的一組開關(guān)元件進行驅(qū)動。
3.如權(quán)利要求I所述的DC-DC變換器，其特征在于， 在執(zhí)行所述第二模式時所驅(qū)動的一側(cè)的所述開關(guān)支的一組開關(guān)元件所具有的所述電容器，與在執(zhí)行所述第二模式時被停止的一側(cè)的所述開關(guān)支的一組開關(guān)元件所具有的所述電容器相比容量更大。
4.如權(quán)利要求I所述的DC-DC變換器，其特征在于， 在執(zhí)行所述第二模式時被停止的一側(cè)的所述開關(guān)支的一組開關(guān)元件分別并聯(lián)連接有緩沖電容器。
5.如權(quán)利要求I所述的DC-DC變換器，其特征在于， 在執(zhí)行所述第二模式時被停止的一側(cè)的所述開關(guān)支的一組開關(guān)元件所具有的所述反向并聯(lián)二極管，與在執(zhí)行所述第二模式時所驅(qū)動的一側(cè)的所述開關(guān)支的一組開關(guān)元件所具有的所述反向并聯(lián)二極管相比反向恢復特性更慢。
6.如權(quán)利要求I所述的DC-DC變換器，其特征在于， 在執(zhí)行所述第二模式時所驅(qū)動的一側(cè)的所述開關(guān)支的一組開關(guān)元件，與在執(zhí)行所述第二模式時被停止的一側(cè)的所述開關(guān)支的一組開關(guān)元件相比開關(guān)特性更快。
7.如權(quán)利要求I所述的DC-DC變換器，其特征在于， 將在執(zhí)行所述第二模式時所驅(qū)動的一側(cè)的所述開關(guān)支的一組開關(guān)元件設置為MOSFET，并將在執(zhí)行所述第二模式時被停止的一側(cè)的所述開關(guān)支的一組開關(guān)元件設置為IGBT。
8.如權(quán)利要求I所述的DC-DC變換器，其特征在于， 將在執(zhí)行所述第二模式時所驅(qū)動的一側(cè)的所述開關(guān)支的一組開關(guān)元件設置為IGBT，并將在執(zhí)行所述第二模式時被停止的一側(cè)的所述開關(guān)支的一組開關(guān)元件設置為MOSFET。
9.如權(quán)利要求I所述的DC-DC變換器，其特征在于， 所述規(guī)定值具有第一規(guī)定值和比所述第一規(guī)定值大的第二規(guī)定值，所述控制單元在對所述負載的電力供給量在所述第一規(guī)定值以下的情況下，切換為第二模式，而在對所述負載的電力供給量在所述第二規(guī)定值以上的情況下，切換為第一模式。
10.如權(quán)利要求I所述的DC-DC變換器，其特征在于， 所述整流電路具有第一平滑電抗器的一端和第二平滑電抗器的一端的連接體、以及第一二極管的一端和第二二極管的一端的連接體，在所述第一二極管的另一端連接有所述第一平滑電抗器的另一端，在所述第二二極管的另一端連接有所述第二平滑電抗器的另一端，將所述第一二極管的另一端和所述第二二極管的另一端之間設為交流端子間，將所述第一、第二平滑電抗器的連接點和所述第一、第二二極管的連接點之間設為直流端子間。
11.如權(quán)利要求I所述的DC-DC變換器，其特征在于， 所述整流電路具有第一平滑電抗器的一端和第二平滑電抗器的一端的連接體、以及第一整流電路側(cè)開關(guān)元件的一端和第二整流電路側(cè)開關(guān)元件的一端的連接體，在所述第一整流電路側(cè)開關(guān)元件的另一端連接有所述第一平滑電抗器的另一端，在所述第二整流電路側(cè)開關(guān)元件的另一端連接有所述第二平滑電抗器的另一端，將所述第一整流電路側(cè)開關(guān)元件的另一端和所述第二整流電路側(cè)開關(guān)元件的另一端之間設為交流端子間，將所述第一、第二平滑電抗器的連接點和所述第一、第二整流電路側(cè)開關(guān)元件的連接點之間設為直流端子間。
12.如權(quán)利要求I所述的DC-DC變換器，其特征在于， 所述次級繞組具有第一次級繞組的一端和第二次級繞組的一端的連接體，所述整流電路具有平滑電抗器和第一、第二二極管，在所述第一次級繞組的另一端連接有所述第一二極管的一端，在所述第二次級繞組的另一端連接有所述第二二極管的一端，將所述第一二極管的另一端和所述第二二極管的另一端與所述平滑電抗器的一端連接，將所述第一、第二次級繞組的連接點與所述平滑電抗器的另一端之間設為直流端子間，將第一二極管的一端和第二二極管的一端之間設為交流端子間。
13.如權(quán)利要求I所述的DC-DC變換器，其特征在于， 所述次級繞組具有第一次級繞組的一端和第二次級繞組的一端的連接體，所述整流電路具有平滑電抗器和第一、第二整流電路側(cè)開關(guān)元件，在所述第一次級繞組的另一端連接有所述第一整流電路側(cè)開關(guān)元件的一端，在所述第二次級繞組的另一端連接有所述第二整流電路側(cè)開關(guān)元件的一端，將所述第一整流電路側(cè)開關(guān)元件的另一端和所述第二整流電路側(cè)開關(guān)元件的另一端與所述平滑電抗器的一端連接，將所述第一、第二次級繞組的連接點與所述平滑電抗器的另一端之間設為直流端子間，將第一整流電路側(cè)開關(guān)元件的一端和第二整流電路側(cè)開關(guān)元件的一端之間設為交流端子間。
14.如權(quán)利要求I所述的DC-DC變換器，其特征在于， 所述整流電路具有平滑電抗器、將第一、第二二極管串聯(lián)連接的第一二極管支、以及將第3、第4 二極管串聯(lián)連接且與所述第一二極管支并聯(lián)連接的第二二極管支，將所述第一二極管支的一端連接所述平滑電抗器的一端，將所述平滑電抗器的另一端和所述第一二極管支的另一端之間設為直流端子間，將所述第一、第二二極管的串聯(lián)連接點和所述第3、第4二極管的串聯(lián)連接點之間設為交流端子間。
15.如權(quán)利要求I所述的DC-DC變換器，其特征在于， 所述整流電路具有平滑電抗器、將第一、第二整流電路側(cè)開關(guān)元件串聯(lián)連接的第一整流電路側(cè)開關(guān)支、以及將第3、第4整流電路側(cè)開關(guān)元件串聯(lián)連接且與所述第一整流電路側(cè)開關(guān)支并聯(lián)連接的第二整流電路側(cè)開關(guān)支，將所述第一整流電路側(cè)開關(guān)支的一端連接所述平滑電抗器的一端，將所述平滑電抗器的另一端和所述第一整流電路側(cè)開關(guān)支的另一端之間設為直流端子間，將所述第一、第二整流電路側(cè)開關(guān)元件的串聯(lián)連接點和所述第3、第4整流電路側(cè)開關(guān)元件的串聯(lián)連接點之間設為交流端子間。
16.一種車輛，其特征在于， 搭載由權(quán)利要求I 15記載的DC-DC變換器。
17.如權(quán)利要求16所述的車輛，其特征在于， 所述DC-DC變換器在所述車輛的行進中以所述第一模式動作，在所述車輛的充電中以所述第二模式動作。
全文摘要
本發(fā)明提供不論對負載的電力供給量如何都提供高效率的DC-DC變換器以及可實現(xiàn)對負載的高效率電力供給的車輛。在對負載(R1)的電力供給量在規(guī)定值以上的情況時，控制單元(5)執(zhí)行驅(qū)動開關(guān)元件(S1～S4)的第一模式，在對負載(R1)的電力供給量在規(guī)定值以下的情況時，控制單元(5)執(zhí)行第二模式，在該第二模式下，使開關(guān)元件S3、S4在斷開狀態(tài)下停止，而僅驅(qū)動開關(guān)元件S1、S2。
文檔編號H02M3/28GK102959846SQ201080067480
公開日2013年3月6日 申請日期2010年6月25日 優(yōu)先權(quán)日2010年6月25日
發(fā)明者畠山智行, 島田尊衛(wèi) 申請人:株式會社日立制作所