專利名稱：準(zhǔn)諧振推挽變換器及其控制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及電力電子技術(shù)領(lǐng)域，更具體地，涉及準(zhǔn)諧振推挽變換器及其控制方法。
背景技術(shù)：
目前，電力電子技術(shù)的發(fā)展對電子產(chǎn)品提出了小型化、輕量化的要求，同時也對效率和電磁兼容性提出了更高的要求。在電力電子裝置中，濾波電感、電容和變壓器在體積和重量上占很大比例，采取有效措施減小這些元器件的體積和重量是小型化、輕量化的主要途徑。提高開關(guān)頻率可以相應(yīng)的提高濾波器的截止頻率，從而選用較小的電感和電容，降低濾波器的體積和重量。提高開關(guān)頻率同樣可以降低變壓器的體積和重量。但是，提高開關(guān)頻率的同時，開關(guān)損耗增大，感性關(guān)斷、容性開通、二極管反向恢復(fù)等問題將加劇，導(dǎo)致電路效率下降，電磁干擾增大。針對這些問題出現(xiàn)了軟開關(guān)技術(shù)，它可以解決變換器中的開關(guān)損耗問題，同時也能解決由硬開關(guān)引起的電磁干擾EMI (Electro Magnetic Interference)問題。軟開關(guān)技術(shù)通常是指零電壓開關(guān)ZVS(Zero Voltage Switch)和零電流開關(guān)ZCS (Zero Current Switch),或者近似的零電壓開關(guān)與零電流開關(guān)。DC-DC變換器的軟開關(guān)變換器包括諧振變換器(Resonant Converter),準(zhǔn)諧振變換器(Quasi Resonant Converter),多諧振變換器(Multiple Resonant Converter), 零開關(guān)PWM變換器(Zero Switching PWM Converter)以及零轉(zhuǎn)換PWM變換器(Zero Transition PWMConverter)等多種軟開關(guān)技術(shù)。諧振變換器實際上是直流開關(guān)電源負(fù)載諧振變換器，通過在標(biāo)準(zhǔn)PWM變換器結(jié)構(gòu)上簡單地附加諧振元件的方法而得到。按照諧振元件的諧振方式，可分為串聯(lián)諧振變換器和并聯(lián)諧振變換器兩類；按負(fù)載與諧振電路的連接關(guān)系，又可分為串聯(lián)負(fù)載諧振變換器和并聯(lián)負(fù)載諧振變換器。其工作原理主要是通過諧振元件與負(fù)載的諧振，使經(jīng)過開關(guān)元件的電流或電壓被整形為正弦波形，開關(guān)元件在電流或電壓的過零處開通或關(guān)斷，實現(xiàn)軟開關(guān)過程。準(zhǔn)諧振變換器(Quasi Resonant Converter),因其電路工作在諧振的時間只占一個開關(guān)周期中的一部分，故稱為準(zhǔn)諧振。準(zhǔn)諧振變換器通過諧振使開關(guān)器件上的電流或電壓按準(zhǔn)正弦規(guī)律變化，從而產(chǎn)生零電流或零電壓開關(guān)條件，極大地減小了變換器的開關(guān)損耗和開關(guān)噪聲。多諧振變換器(Multiple Resonant Converter),由于電路中諧振拓?fù)浜蛥?shù)不止一個，故稱為多諧振。其一般能實現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開關(guān)，但還是只能采用頻率控制方法。實際常常用零電壓多諧振變換器，主要是因為它吸收了開關(guān)管和整流二極管的結(jié)電容， 同時實現(xiàn)了開關(guān)管和整流二極管零電壓開關(guān)。零開關(guān)PWM變換器包括零電壓PWM變換器和零電流PWM變換器，它們是在準(zhǔn)諧振軟開關(guān)的基礎(chǔ)上，加入一個輔助開關(guān)管，來控制諧振元件的諧振過程，實現(xiàn)PWM控制。只利用諧振實現(xiàn)換相，換相完畢后仍采用PWM工作方式，從而既能克服硬開關(guān)PWM在開關(guān)過程中的缺陷，又能保留硬開關(guān)PWM變換器的低穩(wěn)態(tài)損耗和低穩(wěn)態(tài)應(yīng)力的優(yōu)點。
零轉(zhuǎn)換PWM變換器包括ZVS-PWM變換器和ZCS-PWM變換器。這種類型的變換器，將準(zhǔn)諧振變換器和常規(guī)的PWM變換器相結(jié)合，通過附加的輔助有源開關(guān)阻斷諧振過程，使電路在一周期內(nèi)，一部分時間按ZCS或ZVS準(zhǔn)諧振方式運行，另一部分時間按PWM方式運行，既具有軟開關(guān)的特點，又具有PWM恒頻占空比調(diào)節(jié)的特點。
在ZVS-PWM變換器和ZCS-PWM變換器中，諧振電感串聯(lián)在主功率回路中，因此電路中總是存在著很大的環(huán)流能量，這不可避免地增加了電路的導(dǎo)通損耗。另外，電感儲能與輸入電壓和輸出負(fù)載有很大關(guān)系，這使得電路的軟開關(guān)條件極大地依賴于輸入電源和輸出負(fù)載的變化。對軟開關(guān)技術(shù)的廣泛應(yīng)用，使電力電子變換器的設(shè)計出現(xiàn)了革命性的變化。軟開關(guān)技術(shù)的應(yīng)用使電力電子變換器可以具有更高的效率-自身損耗大大降低，更高的功率密度-自身體積、重量大大減小，以及更高的可靠性；并可有效地減小電能變換裝置引起的電磁污染和環(huán)境污染，為大力發(fā)展綠色電力電子產(chǎn)品提供了有效的方式和方法。

發(fā)明內(nèi)容
為了解決上述問題，本發(fā)明提供一種準(zhǔn)諧振推挽變換器的控制方法，應(yīng)用于具有諧振電容的推挽變換器中，所述推挽變換器包括直流輸入電源，用于為變換器提供直流輸入；第一和第二功率輸入單元，分別連接所述直流輸入電源，用于在不同的周期內(nèi)分別為變換器提供輸入，其包括第一和第二功率開關(guān)管，第一原級繞組和第二原級繞組；功率輸出電路，用于提供變換器的輸出，其包括次級繞組和全橋整流電路；第一和第二輸出電容，連接于所述功率輸出電路，用于儲存功率輸出電路所輸出的直流電能，其特征在于，在功率輸出電路中設(shè)置諧振元件，通過電壓反饋來實現(xiàn)準(zhǔn)諧振開關(guān)電路；以及通過電壓反饋來控制一開關(guān)電路，從而控制推挽變換器的原級繞組和次級繞組的匝數(shù)比。優(yōu)選地，所述在功率輸出電路中設(shè)置諧振元件具體為在功率輸出電路中設(shè)置變壓器漏感、諧振電容以及第一和第二電感。優(yōu)選地，還包括在功率輸出電路中設(shè)置第一全橋整流電路、第二全橋整流電路和開關(guān)元件，通過控制開關(guān)元件的導(dǎo)通或截止來控制次級繞組的工作匝數(shù)，改變原級繞組和次級繞組的匝數(shù)比，以保持諧振電路的工作不因輸入電壓的高低而不同，使原邊的第一和第二功率開關(guān)管均工作在諧振模式下的開關(guān)模式。優(yōu)選地，所述通過電壓反饋來控制一開關(guān)電路具體為設(shè)定一電壓值，當(dāng)偵測到直流輸入電壓高于該設(shè)定值時，將開關(guān)電路設(shè)置為截止；當(dāng)偵測到直流輸入電壓低于該設(shè)定值時，將該開關(guān)電路設(shè)置為導(dǎo)通，從而控制次級繞組的工作匝數(shù)。本發(fā)明還提供一種準(zhǔn)諧振推挽變換器，包括直流輸入電源，用于為變換器提供直流輸入；第一和第二功率輸入單元，分別連接所述直流輸入電源，用于在不同的周期內(nèi)分別為變換器提供輸入，其包括第一和第二功率開關(guān)管，第一原級繞組和第二原級繞組；功率輸出電路，用于提供變換器的輸出，其包括次級繞組和全橋整流電路；第一和第二輸出電容，連接于所述功率輸出電路，用于儲存功率輸出電路所輸出的直流電能，其特征在于，功率輸出電路還包括變壓器漏感、諧振電容和電感，通過電壓反饋來實現(xiàn)準(zhǔn)諧振開關(guān)電路；以及
功率輸出電路還通過電壓反饋來控制一開關(guān)電路，從而控制推挽變換器的原級繞組和次級繞組的匝數(shù)比。優(yōu)選地，還包括在功率輸出電路中設(shè)置第一全橋整流電路、第二全橋整流電路和開關(guān)元件，通過控制開關(guān)元件的導(dǎo)通或截止來控制次級繞組的工作匝數(shù)，改變原級繞組和次級繞組的匝數(shù)比，以保持諧振電路的工作不因輸入電壓的高低而不同，使原邊的第一和第二功率開關(guān)管均工作在諧振模式下的開關(guān)模式。優(yōu)選地，所述開關(guān)元件包括第一開關(guān)和第二開關(guān)，所述第一開關(guān)和第二開關(guān)分別連接于所述第一全橋整流電路和第二全橋整流電路之間。優(yōu)選地，其中諧振頻率設(shè)置為開關(guān)頻率的2倍。 優(yōu)選地，所述次級繞組包括第一次級繞組、第二次級繞組、第三次級繞組和第四次級繞組，當(dāng)?shù)谝婚_關(guān)和第二開關(guān)均導(dǎo)通時，由第一次級繞組、第二次級繞組、第三次級繞組和第四次級繞組提供輸出；當(dāng)?shù)谝婚_關(guān)和第二開關(guān)均截止時，由第二次級繞組和第三次級繞組提供輸出。優(yōu)選地，還包括設(shè)定一電壓值，當(dāng)直流輸入電壓高于一該設(shè)定值時，則將第一開關(guān)和第二開關(guān)均設(shè)置為截止；當(dāng)直流輸入電壓低于該設(shè)定值時，則將第一開關(guān)和第二開關(guān)均設(shè)置為導(dǎo)通。


圖I為根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的推挽式變換器的結(jié)構(gòu)圖；圖2為根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的準(zhǔn)諧振推挽式變換器的結(jié)構(gòu)圖；圖3說明了在硬開關(guān)模式和諧振模式下Ql和Q2的損失；圖4說明了在不同的輸入電壓下圖I和圖2的功率暫態(tài)效率的比較圖；圖5根據(jù)本發(fā)明實施方式的準(zhǔn)諧振推挽式變換器的結(jié)構(gòu)圖；圖6說明了在不同的輸入電壓下圖I、圖2和圖5的功率暫態(tài)效率的比較圖。
具體實施例方式現(xiàn)在參考附圖介紹本發(fā)明的示例性實施方式，然而，本發(fā)明可以用許多不同的形式來實施，并且不局限于此處描述的實施例，提供這些實施例是為了詳盡地且完全地公開本發(fā)明，并且向所屬技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員充分傳達(dá)本發(fā)明的范圍。對于表示在附圖中的示例性實施方式中的術(shù)語并不是對本發(fā)明的限定。在附圖中，相同的單元/元件使用相同的附圖標(biāo)記。除非另有說明，此處使用的“一”、“一個”、“所述”和“該”也包括復(fù)數(shù)形式。此外， 應(yīng)當(dāng)理解的是，本說明書中使用的術(shù)語“包括”、“包含”和/或“含有”，指定了一些特征、實體、步驟、操作、單元、和/或元件，但并不排除一個或多個特征、實體、步驟、操作、單元、元件和/或有它們組成的組。應(yīng)當(dāng)理解的是，當(dāng)單元被稱為“連接”或“耦合”到另一個單元時，它可以是直接和另一單元連接或耦合，也可以存在中間單元。此外，此處所指的“連接” 或“耦合”包括無線連接或耦合。此處使用的術(shù)語“和/或”包括一個或以上所列相關(guān)項目的任意組合和全部組合。除非另有說明，此處使用的術(shù)語(包括科技術(shù)語)對所屬技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員具有通常的理解含義。另外，可以理解的是，以通常使用的詞典限定的術(shù)語，應(yīng)當(dāng)被理解為與其相關(guān)領(lǐng)域的語境具有一致的含義，而不應(yīng)該被理解為理想化的或過于正式的意義。推挽變換器結(jié)構(gòu)簡單，通過兩個開關(guān)管的交替導(dǎo)通實現(xiàn)能量的傳遞。推挽變換器中的變壓器是雙向勵 磁，推挽變換器可以傳輸較大的功率，利用率高。在工作過程中，輸入回路中只有一個開關(guān)管的導(dǎo)通壓降，產(chǎn)生的導(dǎo)通損耗相對較小，因此特別適用于輸入電壓較低的電源系統(tǒng)。但是推挽變換器存在磁偏的問題，電路必須具有良好的對稱性，否則容易引起直流偏磁導(dǎo)致磁芯飽和。開關(guān)管理論上承受兩倍的輸入電壓，但由于漏感的存在，開關(guān)管關(guān)斷時的電壓尖峰大于該值。所以要求變壓器繞組必須緊密藕合，以減小漏感，另外對開關(guān)管的耐壓也提出了新的要求。圖I為根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的推挽式變換器的結(jié)構(gòu)圖。推挽變換器的原邊側(cè)包括直流輸入電源，MOSFET開關(guān)管Ql和Q2，輸入電容Cin以及匝數(shù)NI和N2的一次繞組。其連接關(guān)系為直流輸入電源的正極通過匝數(shù)NI的一次繞組的連接MOSFET開關(guān)管Ql的源極，MOSFET開關(guān)管Ql的漏極接地；直流輸入電源的正極通過匝數(shù)N2的一次繞組的連接MOSFET開關(guān)管Q2的源極，MOSFET開關(guān)管Q2的漏極接地；以及輸入電容Cin與直流輸入電源并聯(lián)，一端連接到匝數(shù)NI的一次繞組的同名端，另一端與地線連接。推挽變換器的副邊側(cè)包括由匝數(shù)為N4的二次繞組，匝數(shù)為N5的二次繞組，全橋整流器，電感L2和L3，輸出電容Col和Co2。其中，全橋整流器包括二極管Dl，D2，D5和D6。其連接關(guān)系為匝數(shù)為N4的二次繞組的同名端與匝數(shù)為N5的二次繞組的另一端均接地，匝數(shù)為N4的二次繞組的另一端連接二極管Dl的陽極和二極管D5的陰極，匝數(shù)為N5的二次繞組的同名端連接二極管D2的陽極和二極管D6的陰極。二極管Dl的陰極連接到二極管D2的陰極和電感L2的一端，電感L2的另一端連接輸出電容Col的正極，輸出電容Col的負(fù)極接地；二極管D5的陽極連接到二極管D6的陽極和電感L3的一端，電感L3的另一端連接輸出電容Co2的負(fù)極，輸出電容Co2的正極接地。圖I的電路動作具體為在第一周期內(nèi)，MOSFET開關(guān)管Ql導(dǎo)通，電流沿匝數(shù)為NI的一次繞組，流向MOSFET開關(guān)管Ql。相應(yīng)地，在副邊側(cè)，電流經(jīng)輸出電容Co2、電感L3和二極管D5，從匝數(shù)為N4的二次繞組的另一端流向其同名端；同時，電流從匝數(shù)為N5的二次繞組的另一端流向其同名端，并經(jīng)過二極管D2和電感L2流向輸出電容Col。在第二周期內(nèi)，在第一周期內(nèi)，MOSFET開關(guān)管Q2導(dǎo)通，電流沿匝數(shù)為N2的一次繞組，流向MOSFET開關(guān)管Q2。相應(yīng)地，在副邊側(cè)，電流經(jīng)輸出電容Co2、電感L3和二極管D6，從匝數(shù)為N5的二次繞組的同名端流向其另一端；同時，電流從匝數(shù)為N4的二次繞組的同名端流向其另一端，并經(jīng)過二極管Dl和電感L2流向輸出電容Col。推挽式變換器容易控制并且成本低。但是，當(dāng)輸入功率較高時，推挽式變換器無法提供較高的傳輸效率。尤其是在更高頻率或者大功率密度時，功率開關(guān)管Ql和Q2的開關(guān)損耗變得更為嚴(yán)重。為了解決上述問題，降低功率開關(guān)管的開關(guān)損耗，提供大功率密度，高效率以及高功率節(jié)省的推挽式變換器，本發(fā)明提出一種準(zhǔn)諧振推挽式變換器。圖2為根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的的準(zhǔn)諧振推挽式變換器的結(jié)構(gòu)圖。推挽變換器的原邊側(cè)包括直流輸入電源，MOSFET開關(guān)管Ql和Q2，輸入電容Cin以及匝數(shù)NI和N2的一次繞組。其連接關(guān)系為直流輸入電源的正極通過匝數(shù)NI的一次繞組的連接MOSFET開關(guān)管Ql的源極，MOSFET開關(guān)管Ql的漏極接地；直流輸入電源的正極通過匝數(shù)N2的一次繞組的連接MOSFET開關(guān)管Q2的源極，MOSFET開關(guān)管Q2的漏極接地；以及輸入電容Cin與直流輸入電源并聯(lián)，一端連接到匝數(shù)NI的一次繞組的同名端，另一端與地線連接。推挽變換器的副邊側(cè)包括匝數(shù)為N4的二次繞組，匝數(shù)為N5的二次繞組，變壓器等效漏感LI，全橋整流器，諧振電容C3，電感L2和L3，輸出電容Col和Co2。其中，全橋整流器包括二極管Dl，D2，D5和D6。其連接關(guān)系為匝數(shù)為N4的二次繞組的同名端與匝數(shù)為N5的二次繞組的另一端均接地，匝數(shù)為N4的二次繞組的另一端連接變壓器等效漏感LI 的一端，變壓器漏感LI的另一端連接二極管Dl的陽極和二極管D5的陰極，匝數(shù)為N5的二次繞組的同名端連接二極管D2的陽極和二極管D6的陰極。二極管Dl的陰極連接到二極管D2的陰極、諧振電容C3的一端以及電感L2的一端，電感L2的另一端連接輸出電容Col 的正極，輸出電容Col的負(fù)極接地；二極管D5的陽極連接到二極管D6的陽極、諧振電容C3 的另一端以及電感L3的一端，電感L3的另一端連接輸出電容Co2的負(fù)極,輸出電容Co2的正極接地。
圖3說明了在硬開關(guān)模式和諧振模式下Ql和Q2的損耗。可以明顯的看出，在硬開關(guān)的模式下，MOSFET開關(guān)管Ql和Q2的損耗明顯要大于諧振模式下Ql和Q2的損耗。但是，當(dāng)輸入直流電源為一電池時，因為電池放電的特性會維持在低壓的時間較久，為維持整體放電的效率，諧振電路的設(shè)計通常配合低電壓輸入的要求而設(shè)計，因此諧振電路無法同時符合電池高電壓輸入和放電一段時間后低電壓輸入的要求，無法維持最佳的諧振效果。因此，使得當(dāng)電池輸入電壓較高時，duty變小，諧振效果不佳，Ql和Q2開關(guān)進(jìn)入硬開關(guān)模式時，開關(guān)損耗大，同時導(dǎo)通損耗也非常大。圖4說明了在不同的輸入電壓下圖I和圖2的功率暫態(tài)效率的比較圖。圖4中的橫坐標(biāo)表示輸入電池電壓，從左向右依次遞增，最低電壓為60伏，最高電壓為84伏，其中每個坐標(biāo)遞增電壓2伏。縱坐標(biāo)表示輸出功率與輸入功率的比值，以百分率表示,最低比值為 79 %，最高比值為88 %，其中每個坐標(biāo)遞增I %。矩形點表示不同的輸入電壓下圖2所示電路的功率暫態(tài)效率值，菱形點表示不同的輸入電壓下圖I所示電路的功率暫態(tài)效率值。如圖4所示，在輸入電池電壓從84伏到70伏的區(qū)間內(nèi)，圖I所示的電路和圖2所示的電路的輸出功率與輸入功率的比值，均隨著輸入電池電壓的降低而升高。在輸入電池電壓從70伏到60伏的區(qū)間內(nèi)，圖I所示的電路的輸出功率與輸入功率的比值，隨著輸入電池電壓的降低而降低。在輸入電池電壓為68伏,66伏,64伏和62伏的時，圖2所不電路的輸出功率與輸入功率的比值相同，均小于輸入電池電壓為70伏的輸出功率與輸入功率的比值，均大于輸入電池電壓為60伏的輸出功率與輸入功率的比值。輸入電池電壓為70伏時，兩者的輸出功率與輸入功率的比值分別達(dá)到各自的最大值，而輸入電池電壓為84伏時,兩者的輸出功率與輸入功率的比值分別達(dá)到各自的最小值。在輸入電池電壓為84伏和82伏時，圖I所示的電路的輸出功率與輸入功率的比值要大于圖2所示的電路的輸出功率與輸入功率的比值。而在其余各個點上，圖I所示的電路的輸出功率與輸入功率的比值均小于圖2所示的電路的輸出功率與輸入功率的比值。由此可知，在大部分情況下，圖2所示的準(zhǔn)諧振推挽式變換器的效率比圖I所示的推挽式變換器要高，但是在電池輸入高壓時，例如70伏至84伏區(qū)間，準(zhǔn)諧振推挽式變換器的效率仍然不高。因此，需要提供一種在輸入的直流電源的電壓范圍較寬時仍能提供較高效率的變換器。
圖5根據(jù)本發(fā)明實施方式的準(zhǔn)諧振推挽式變換器的結(jié)構(gòu)圖。推挽變換器的原邊側(cè)包括直流輸入電源，MOSFET開關(guān)管Ql和Q2，輸入電容Cin以及匝數(shù)NI和N2的一次繞組。其連接關(guān)系為直流輸入電源的正極通過匝數(shù)NI的一次繞組的連接MOSFET開關(guān)管Ql的源極，MOSFET開關(guān)管Ql的漏極接地；直流輸入電源的正極通過匝數(shù)N2的一次繞組的連接MOSFET開關(guān)管Q2的源極，MOSFET開關(guān)管Q2的漏極接地；以及輸入電容Cin與直流輸入電源并聯(lián)，一端連接到匝數(shù)NI的一次繞組的同名端，另一端與地線連接。 推挽變換器的副邊側(cè)包括匝數(shù)分別為N3，N4，N5和N6的二次繞組，第一全橋整流器，第二全橋整流器，第一和第二開關(guān)，諧振電容C3，電感L2和L3，輸出電容Col和Co2。其中，第一全橋整流器包括二極管Dl，D2，D5和D6 ;第二全橋整流器包括D3，D4，D7和D8。第一全橋整流器連接匝數(shù)為N3的二次繞組的另一端和匝數(shù)為N6的二次繞組的同名端;第二全橋整流器連接匝數(shù)為N3的二次繞組的同名端和匝數(shù)為N6的二次繞組的另一端。具體連接關(guān)系為匝數(shù)為N3的二次繞組的另一端連接變壓器等效漏感LI’的一端，變壓器漏感LI’的另一端連接二極管Dl的陽極和D5的陰極，匝數(shù)為N3的二次繞組的同名端連接變壓器等效漏感LI的一端，變壓器漏感LI的另一端連接二極管D3的陽極，二極管D7的陰極和匝數(shù)為N4的二次繞組的另一端。匝數(shù)為N4的二次繞組的同名端與匝數(shù)為N5的二次繞組的另一端均接地，匝數(shù)為N5的二次繞組的同名端連接二極管D4的陽極，二極管D8的陰極和匝數(shù)為N6的二次繞組的另一端；匝數(shù)為N6的二次繞組的同名端連接二極管D2的陽極和二極管D6的陰極。二極管Dl的陰極連接到二極管D2的陰極，開關(guān)Kl的一端?？商鎿Q地，使用其它能夠?qū)崿F(xiàn)開關(guān)功能的電路來替換開關(guān)K1。開關(guān)Kl的另一端連接二極管D3和D4的陰極，諧振電容C3的一端，電感L2的一端；電感L2的另一端連接輸出電容Col的正極,輸出電容Col的負(fù)極接地。二極管D5的陽極連接到二極管D6的陽極，開關(guān)K2的一端。可替換地，使用其它能夠?qū)崿F(xiàn)開關(guān)功能的電路來替換開關(guān)K2。開關(guān)K2的另一端連接二極管D7和D8的陽極，諧振電容C3的另一端，電感L3的一端；電感L3的另一端連接輸出電容Co2的負(fù)極，輸出電容Co2的正極接地。通過控制開關(guān)電路Kl和K2的同時導(dǎo)通和截止，圖6所示的集成諧振推挽變換器能夠?qū)崿F(xiàn)諧振的效果維持在良好的狀態(tài)。當(dāng)Kl和K2均截止時，副邊工作的二次繞組為N4和N5。本發(fā)明的優(yōu)選實施方式增加一組變壓器的二次側(cè)的圈數(shù)N3及N6，并以輸出低壓的狀態(tài)來設(shè)計諧振電路；當(dāng)開關(guān)Kl和K2均導(dǎo)通時，副邊工作的匝數(shù)增加為(N3+N4)以及(N5+N6)。由此可知，通過本發(fā)明的改進(jìn)實施方式，在諧振推挽變換器中能夠控制輸出電壓與輸出電壓的不同比值，以滿足不同的需要，使得輸入高壓的諧振效果像輸入低壓時一樣良好。當(dāng)電池為高電壓輸入時，例如，當(dāng)直流輸入電壓高于一設(shè)定值Θ時，使第一開關(guān)Kl和第二開關(guān)K2均截止，副邊工作的二次繞組為N4和N5，如此讓Ql和Q2開關(guān)的duty變大，諧振電容C3和漏感LI諧振，Ql和Q2開關(guān)進(jìn)入諧振模式；當(dāng)電池電壓因放電而下降至一設(shè)定值時，例如，當(dāng)直流輸入電壓低于該設(shè)定值Θ時，將第一開關(guān)Kl和第二 K2均導(dǎo)通，副邊工作的匝數(shù)增加為(N3+N4)以及(N5+N6)，改變原邊繞組和副邊繞組的匝數(shù)比，以保持輸出電壓的值，諧振電容C3和漏感LI’諧振，Ql和Q2開關(guān)同樣操作在諧振模式。如此以使整個電池放電的過程中，Ql和Q2開關(guān)諧振的效果維持在良好的狀態(tài)，從而提高整體的放電效率。圖6說明了在不同的輸入電壓下圖I、圖2和圖5的功率暫態(tài)效率的比較圖。圖 6的橫坐標(biāo)表不輸入電池電壓,從左向右依次遞增,最低電壓為60伏,最高電壓為84伏,其中每個坐標(biāo)遞增電壓2伏?？v坐標(biāo)表示輸出功率與輸入功率的比值，以百分率表示，最低比值為79%，最高比值為88%，其中每個坐標(biāo)遞增1%。三角形點表示不同的輸入電壓下圖5 所示電路的功率暫態(tài)效率值，矩形點表示不同的輸入電壓下圖2所示電路的功率暫態(tài)效率值，菱形點表示不同的輸入電壓下圖I所示電路的功率暫態(tài)效率值。如圖6所示，在輸入電池電壓從84伏到70伏的區(qū)間內(nèi)，圖I所示的電路和圖2所示的電路的輸出功率與輸入功率的比值，均隨著輸入電池電壓的降低而升高。在輸入電池電壓從70伏到60伏的區(qū)間內(nèi)，圖I所示的電路的輸出功率與輸入功率的比值，隨著輸入電池電壓的降低而降低。在輸入電池電壓為68伏,66伏,64伏和62伏的時，圖2所不電路的輸出功率與輸入功率的比值相同，均小于輸入電池電壓為70伏的輸出功率與輸入功率的比值，均大于輸入電池電壓為60伏的輸出功率與輸入功率的比值。在輸入電池電壓從84 伏到76伏的區(qū)間內(nèi)，圖5所示電路的輸出功率與輸入功率的比值，隨著輸入電池電壓的降低而升高，在輸入電池電壓從76伏到70伏的區(qū)間內(nèi)，圖5所示的電路的輸出功率與輸入功率的比值，隨著輸入電池電壓的降低而降低，在輸入電池電壓從70伏到60伏的區(qū)間內(nèi)，圖5 所不電路的輸出功率與輸入功率的比值，與圖2所不電路的輸出功率與輸入功率的比值相同。輸入電池電壓為70伏時，圖I所示的電路和圖2所示的電路的輸出功率與輸入功率的比值分別達(dá)到各自的最大值，而輸入電池電壓為76伏時，圖5所示電路的輸出功率與輸入功率的比值達(dá)到最大值。輸入電池電壓為84伏時，三者的輸出功率與輸入功率的比值分別達(dá)到各自的最小值。在輸入電池電壓為84伏和82伏時，圖I所示的電路的輸出功率與輸入功率的比值要大于圖2所示的電路的輸出功率與輸入功率的比值。而在其余各個點上，圖I所不的電路的輸出功率與輸入功率的比值均小于圖2所不的電路的輸出功率與輸入功率的比值。在輸入電池電壓從70伏到60伏的區(qū)間內(nèi)，圖5所不電路的輸出功率與輸入功率的比值，與圖2所示電路的輸出功率與輸入功率的比值相同。在輸入電池電壓從84伏到70 伏的區(qū)間內(nèi)，圖5所示電路的輸出功率與輸入功率的比值要大于圖I所示的電路和圖2所不的電路的輸出功率與輸入功率的比值。由此可知，在大部分情況下，圖5所示的準(zhǔn)諧振推挽式變換器的效率比圖I和圖2 所示的推挽式變換器要高，集成的準(zhǔn)諧振推挽式變換器實現(xiàn)了更高的效率。
從圖6可以看出，整個Push-PulI諧振電路的效率不因輸入電池高低壓的原因而使效率變差，效率都維持在相當(dāng)?shù)母唿c，整個Battery mode (電池模式)的整體效率因此提聞。
權(quán)利要求
1.一種準(zhǔn)諧振推挽變換器的控制方法，應(yīng)用于具有諧振電容的推挽變換器中，所述推挽變換器包括直流輸入電源，用于為變換器提供直流輸入；第一和第二功率輸入單元，分別連接所述直流輸入電源，用于在不同的周期內(nèi)分別為變換器提供輸入，其包括第一和第二功率開關(guān)管，第一原級繞組和第二原級繞組；功率輸出電路，用于提供變換器的輸出，其包括次級繞組和全橋整流電路；第一和第二輸出電容，連接于所述功率輸出電路，用于儲存功率輸出電路所輸出的直流電能，其特征在于， 在功率輸出電路中設(shè)置諧振元件，通過電壓反饋來實現(xiàn)準(zhǔn)諧振開關(guān)電路；以及 通過電壓反饋來控制一開關(guān)電路，從而控制推挽變換器的原級繞組和次級繞組的匝數(shù)比。
2.根據(jù)權(quán)利要求I所述的方法，其特征在于，所述在功率輸出電路中設(shè)置諧振元件具體為在功率輸出電路中設(shè)置變壓器漏感、諧振電容以及第一和第二電感。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于，還包括在功率輸出電路中設(shè)置第一全橋整流電路、第二全橋整流電路和開關(guān)元件，通過控制開關(guān)元件的導(dǎo)通或截止來控制次級繞組的工作匝數(shù)，改變原級繞組和次級繞組的匝數(shù)比，以保持諧振電路的工作不因輸入電壓的高低而不同，使原邊的第一和第二功率開關(guān)管均工作在諧振模式下的開關(guān)模式。
4.根據(jù)權(quán)利要求2或3所述的方法，其特征在于，所述通過電壓反饋來控制一開關(guān)電路具體為設(shè)定一電壓值，當(dāng)偵測到直流輸入電壓高于該設(shè)定值時，將開關(guān)電路設(shè)置為截止；當(dāng)偵測到直流輸入電壓低于該設(shè)定值時，將該開關(guān)電路設(shè)置為導(dǎo)通，從而控制次級繞組的工作匝數(shù)。
5.—種準(zhǔn)諧振推挽變換器,其特征在于,包括 直流輸入電源，用于為變換器提供直流輸入； 第一和第二功率輸入單元，分別連接所述直流輸入電源，用于在不同的周期內(nèi)分別為變換器提供輸入，其包括第一和第二功率開關(guān)管，第一原級繞組和第二原級繞組； 功率輸出電路，用于提供變換器的輸出，其包括次級繞組和全橋整流電路； 第一和第二輸出電容，連接于所述功率輸出電路，用于儲存功率輸出電路所輸出的直流電能，其特征在于， 功率輸出電路還包括變壓器漏感、諧振電容和電感，通過電壓反饋來實現(xiàn)準(zhǔn)諧振開關(guān)電路；以及 通過電壓反饋來控制一開關(guān)電路，從而控制推挽變換器的原級繞組和次級繞組的匝數(shù)比。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的準(zhǔn)諧振推挽變換器，其特征在于，還包括在功率輸出電路中設(shè)置第一全橋整流電路、第二全橋整流電路和開關(guān)元件，通過控制開關(guān)元件的導(dǎo)通或截止來控制次級繞組的工作匝數(shù)，改變原級繞組和次級繞組的匝數(shù)比，以保持諧振電路的工作不因輸入電壓的高低而不同，使原邊的第一和第二功率開關(guān)管均工作在諧振模式下的開關(guān)模式。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的準(zhǔn)諧振推挽變換器，其特征在于，所述開關(guān)元件包括第一開關(guān)和第二開關(guān)，所述第一開關(guān)和第二開關(guān)分別連接于所述第一全橋整流電路和第二全橋整流電路之間。
8.根據(jù)權(quán)利要求5所述的準(zhǔn)諧振推挽變換器，其特征在于，其中諧振頻率設(shè)置為開關(guān)頻率的2倍。
9.根據(jù)權(quán)利要求7所述的準(zhǔn)諧振推挽變換器，其特征在于，所述次級繞組包括第一次級繞組、第二次級繞組、第三次級繞組和第四次級繞組，當(dāng)?shù)谝婚_關(guān)和第二開關(guān)均導(dǎo)通時，由第一次級繞組串聯(lián)第二次級繞組和第三次級繞組串聯(lián)第四次級繞組提供輸出；當(dāng)?shù)谝婚_關(guān)和第二開關(guān)均截止時，由第二次級繞組和第三次級繞組提供輸出。
10.根據(jù)權(quán)利要求7所述的準(zhǔn)諧振推挽變換器，其特征在于，還包括設(shè)定一電壓值，當(dāng)直流輸入電壓高于一該設(shè)定值時，則將第一開關(guān)和第二開關(guān)均設(shè)置為截止；當(dāng)直流輸入電壓低于該設(shè)定值時，則將第一開關(guān)和第二開關(guān)均設(shè)置為導(dǎo)通。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種準(zhǔn)諧振推挽變換器及其控制方法，所述推挽變換器包括直流輸入電源，用于為變換器提供直流輸入；第一和第二功率輸入單元，分別連接所述直流輸入電源，用于在不同的周期內(nèi)分別為變換器提供輸入，其包括第一和第二功率開關(guān)管，第一原級繞組和第二原級繞組；功率輸出電路，用于提供變換器的輸出，其包括次級繞組和全橋整流電路；第一和第二輸出電容，連接于所述功率輸出電路，用于儲存功率輸出電路所輸出的直流電能，在功率輸出電路中設(shè)置諧振元件，通過電壓反饋來實現(xiàn)準(zhǔn)諧振開關(guān)電路；以及通過電壓反饋來控制一開關(guān)電路，從而控制推挽變換器的原級繞組和次級繞組的匝數(shù)比。
文檔編號H02M3/338GK102624245SQ20111003096
公開日2012年8月1日 申請日期2011年1月28日 優(yōu)先權(quán)日2011年1月28日
發(fā)明者何志峰, 楊育程 申請人:聯(lián)正電子(深圳)有限公司