專利名稱：電力變換裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及將直流電力變換為交流電力，或?qū)⒔涣麟娏ψ儞Q為直流電力的電力變
換裝置。
背景技術(shù)：
接受直流電力并將上述直流電力變換為用于供給到旋轉(zhuǎn)電機的交流電力的電力變換裝置，具備多個開關(guān)元件。通過上述開關(guān)元件反復(fù)進行開關(guān)動作，將被供給的直流電力變換為交流電力。上述電力變換裝置的多數(shù)，還進一步被用于通過上述開關(guān)元件的開關(guān)動作將旋轉(zhuǎn)電機感應(yīng)的交流電力變換為直流電力。上述開關(guān)元件普遍基于使用以一定(固定)頻率變化的載波的脈沖寬度調(diào)制方式(以下稱為PWM方式)進行控制。通過提高載波的頻率，可提高控制精度，并使旋轉(zhuǎn)電機產(chǎn)生的扭矩變得平滑。但是，在上述開關(guān)元件從關(guān)斷(截斷)狀態(tài)切換到導(dǎo)通狀態(tài)時，或者從導(dǎo)通狀態(tài)切換到關(guān)斷狀態(tài)時，電力損耗將增大，發(fā)熱量也增大。電力變換裝置的一例，如日本特開昭63-234878號公報所公開。期望減少上述開關(guān)元件的電力損耗，并且，通過減少電力損耗能夠減少開關(guān)元件的發(fā)熱量。為此，優(yōu)選減少上述開關(guān)元件的開關(guān)次數(shù)。但是如上所述，在普遍使用的PWM方式中，若為了減少上述開關(guān)元件的單位時間的開關(guān)次數(shù)而減小載波的頻率，則從電力變換裝置輸出的電流的畸變會增大，這將導(dǎo)致扭矩脈動增大。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提供能夠?qū)崿F(xiàn)開關(guān)損耗的降低的電力變換裝置，或者提供能夠?qū)崿F(xiàn)開關(guān)損耗的降低的電力變換裝置的控制方法。以下實施方式所述的電力變換裝置，除上述課題外，能夠解決在電負(fù)載的狀態(tài)發(fā)生變化的情況下也維持高可靠性的課題。以下說明的實施方式反映了適用于產(chǎn)品的研究成果，解決了適用于產(chǎn)品的更加具體的各種課題。通過以下實施方式中的具體的結(jié)構(gòu)和作用解決的具體的課題，在以下實施方式中進行說明。本發(fā)明的電力變換裝置的第一特征在于，包括具有多個開關(guān)元件，接受直流電力，產(chǎn)生供給到電負(fù)載的交流電力的功率開關(guān)(powerswitching)電路；基于用于控制上述電負(fù)載的輸入信息，產(chǎn)生對上述功率開關(guān)電路的各開關(guān)元件的導(dǎo)通或不導(dǎo)通(關(guān)斷)的動作進行控制的控制信號的控制電路；基于上述控制電路產(chǎn)生的控制信號，產(chǎn)生對各開關(guān)元件的導(dǎo)通或不導(dǎo)通的動作進行控制的脈沖信號的脈沖發(fā)生電路，其中，上述控制電路，在上一個運算周期中算出的脈沖信號的上升沿或下降沿的運算結(jié)果，與下一個運算周期中算出的脈沖信號的上升沿或下降沿的狀態(tài)相比發(fā)生變化時，進行對下一個運算周期的脈沖信號的上升沿或下降沿的狀態(tài)實施修正的處理。本發(fā)明的電力變換裝置的第二特征在于，在第一特征的基礎(chǔ)上，為了降低要輸出的交流電力中高次諧波的產(chǎn)生，進行輸出使功率開關(guān)元件導(dǎo)通的相位的運算處理，基于由上述運算處理得到的相位，產(chǎn)生上述脈沖信號。根據(jù)本發(fā)明，可提供能夠抑制開關(guān)損耗的電力變換裝置。另外，以下實施方式的裝置具有如下效果，S卩，對于供給交流電力的電負(fù)載的狀態(tài)變化，能夠維持高可靠性的控制。另外，在以下的實施方式中，如后所述，解決了各種以實現(xiàn)理想產(chǎn)品的課題。


圖1是表示混合動力車的控制模塊的圖。圖2是表示電路結(jié)構(gòu)的圖。圖3是對PWM控制和矩形波控制進行說明的圖。圖4是表示矩形波控制中產(chǎn)生的高次諧波成分的例子的圖。圖5是表示電動發(fā)電機的控制系統(tǒng)的圖。圖6是表示脈沖發(fā)生器(生成器)的結(jié)構(gòu)的圖。圖7是表示脈沖運算器的結(jié)構(gòu)的圖。圖8是表示脈沖發(fā)生器的基本動作的圖。圖9是表示脈沖發(fā)生器的脈沖運算器的動作的流程圖。圖10是表示上升沿和下降沿的相位表的例子的圖。圖11是表示在不進行脈沖連續(xù)性補償?shù)那闆r下輸出的脈沖信號波形的例子的圖。圖12是表示在已進行脈沖連續(xù)性補償?shù)那闆r下輸出的脈沖信號波形的例子的圖。圖13是表示在已進行最小脈沖寬度控制的情況下輸出的脈沖信號波形的例子的圖。圖14是表示脈沖修正處理的流程圖。圖15是表示由脈沖修正處理輸出的脈沖信號波形的一例的圖。圖16是表示由脈沖修正處理輸出的脈沖信號波形的一例的圖。圖17是表示由脈沖修正處理輸出的脈沖信號波形的一例的圖。圖18是表示由脈沖修正處理輸出的脈沖信號波形的一例的圖。圖19是表示由脈沖修正處理輸出的脈沖信號波形的一例的圖。圖20是表示由脈沖修正處理輸出的脈沖信號波形的一例的圖。圖21是表示由脈沖修正處理輸出的脈沖信號波形的一例的圖。圖22是表示由脈沖修正處理輸出的脈沖信號波形的一例的圖。圖23是表示利用相位計數(shù)器進行的脈沖生成方法的圖。圖M是表示PHM控制模式下的線電壓波形的一例的圖。圖25是線電壓的脈沖寬度與其他脈沖列不等時的說明圖。
圖沈是表示PHM控制模式下的線電壓波形的一例的圖。圖27是表示PHM控制模式下的相電壓波形的一例的圖。圖28是表示線電壓與相端子電壓的變換表的圖。圖四是表示將矩形波控制模式下的線電壓脈沖變換為相電壓脈沖的例子的圖。圖30是表示將PHM控制模式下的線電壓脈沖變換為相電壓脈沖的例子的圖。圖31是表示使調(diào)制度變化時的線電壓脈沖中的基波和作為消除對象的高次諧波成分的振幅大小的圖。圖32是表示PHM控制模式下的線電壓波形的一例的圖。圖33是表示PHM控制模式下的相電壓波形的一例的圖。圖34是用于說明PWM脈沖信號的生成方法的圖。圖35是表示PWM控制模式下的線電壓波形的一例的圖。圖36是表示PWM控制模式下的相電壓波形的一例的圖。圖37是將基于PHM脈沖信號的線電壓脈沖波形和基于PWM脈沖信號的線電壓脈沖波形進行比較的圖。圖38是表示對PWM控制模式和PHM控制模式進行切換的狀態(tài)的圖。圖39是用于對PWM控制和PHM控制中的脈沖形狀的不同進行說明的圖。圖40是表示電動機轉(zhuǎn)速和基于PHM脈沖信號的線電壓脈沖波形的關(guān)系的圖。圖41是表示PHM控制和PWM控制中生成的線電壓脈沖數(shù)和電動機轉(zhuǎn)速的關(guān)系的圖。圖42是表示第二實施方式的脈沖發(fā)生器的結(jié)構(gòu)的圖。圖43是表示第二實施方式的脈沖運算器435的結(jié)構(gòu)的圖。圖44是表示第二實施方式產(chǎn)成脈沖的基本原理的圖。圖45是第二實施方式的脈沖發(fā)生器的運算處理流程圖。圖46是用于對現(xiàn)有的同步PWM控制中使載波變化時的問題點進行說明的圖。圖47是用于將基于同步PWM控制的PWM脈沖波形和本實施方式的PHM脈沖波形進行比較的圖。圖48是用于對現(xiàn)有的同步PWM控制中采用別的方法使載波變化時的問題點進行說明的圖。圖49是用于將從非同步PWM控制向同步PWM控制切換時的PWM脈沖波形和本實施方式的PHM脈沖波形進行比較的圖。圖50是用于將從同步PWM控制向非同步PWM控制切換時的PWM脈沖波形和本實施方式的PHM脈沖波形進行比較的圖。圖51是對消除3次、5次、7次諧波時的U相和V相的線電壓的模式(pattern)進行說明的說明圖。圖52是表示脈沖發(fā)生器基于時間函數(shù)的動作的圖。圖53是表示脈沖輸出電路的一例的電路圖。
具體實施例方式除了上述內(nèi)容之外，在以下的實施方式中，能夠解決用以實現(xiàn)產(chǎn)品化的課題，且發(fā)揮產(chǎn)品化上期望的效果。在下面記載下述實施方式所述的裝置能解決的課題或所具有的效果——雖然有與上述記載的內(nèi)容重復(fù)的部分。進一步地，在實施方式的說明中，對具體課題的解決和具體的效果進行說明。[功率開關(guān)電路的開關(guān)頻率的降低]在以下實施方式中說明的電力變換裝置，基于從直流電力變換的交流輸出的交流波形的角度即相位，對功率開關(guān)電路所具有的開關(guān)元件的開關(guān)動作進行控制。由此，與現(xiàn)有的PWM方式相比，能夠減少上述開關(guān)元件的開關(guān)動作的單位時間的開關(guān)次數(shù)或交流輸出的每個周期的開關(guān)次數(shù)，能夠降低電力損耗。另外，在以下實施方式說明的電力變換裝置中，通過基于交流輸出的相位對功率開關(guān)電路所具有的開關(guān)元件的開關(guān)動作進行控制，能夠減少高次諧波，減少每單位時間的開關(guān)次數(shù)或交流輸出的每個周期的開關(guān)次數(shù)，而且能夠抑制脈動的增大。在以下說明的實施方式中，能夠選擇要減少的高次諧波的次數(shù)。由于像這樣能夠根據(jù)本發(fā)明的適用對象來選擇消除次數(shù)，所以能夠防止要消除次數(shù)的種類超出必要地增多，由此能夠減少功率開關(guān)電路的開關(guān)元件的每單位相位的開關(guān)次數(shù)。此外，由于將次數(shù)減少的高次諧波按單位相位重疊并基于重疊的波形來控制功率開關(guān)電路的開關(guān)元件的開關(guān)時序(switching timing)，所以能夠減少功率開關(guān)電路的開關(guān)元件的開關(guān)次數(shù)。[對控制對象的狀態(tài)變動和外部擾動的穩(wěn)定性]在以下實施方式中，決定控制周期并使控制周期反復(fù)，由此對功率開關(guān)電路的開關(guān)元件的導(dǎo)通和關(guān)斷進行控制。由于功率開關(guān)電路的開關(guān)元件的導(dǎo)通或關(guān)斷的動作跨越上述多個控制周期進行，所以發(fā)生運算處理的輸入信息在上一個控制周期和下一個運算周期不同的情況，存在上述開關(guān)元件的導(dǎo)通或關(guān)斷動作的狀態(tài)在控制周期的途中發(fā)生變化的課題。在以下實施方式中，在運算處理中對上一個控制周期中的導(dǎo)通和關(guān)斷的動作的運算結(jié)果和下一個控制周期中的導(dǎo)通和關(guān)斷動作的運算結(jié)果變得不連續(xù)的情況進行調(diào)查，進行與運算結(jié)果變得不連續(xù)的情況對應(yīng)的處理，所以能夠得到穩(wěn)定的控制、高可靠性的控制。在以下實施方式中，雖然與現(xiàn)有的PWM控制相比，開關(guān)元件的開關(guān)次數(shù)減少，但具有開關(guān)動作的間隔變長的屬性。因此，上一個控制周期中的導(dǎo)通和關(guān)斷的運算結(jié)果和下一個控制周期中的導(dǎo)通和關(guān)斷的運算結(jié)果存在不連續(xù)的可能性。通過進行應(yīng)對運算結(jié)果的不連續(xù)的處理，能夠確保穩(wěn)定的控制、高可靠性的控制。為使開關(guān)元件穩(wěn)定動作，優(yōu)選以具有比某個基準(zhǔn)期間更長的關(guān)斷期間的方式進行控制。上一個控制周期和下一個控制周期的運算結(jié)果因輸入?yún)?shù)的變化而成為不同的狀態(tài)，開關(guān)元件的關(guān)斷期間可能會變得比某個基準(zhǔn)期間短。在以下實施方式中，調(diào)查開關(guān)元件的關(guān)斷期間，當(dāng)其可能會比基準(zhǔn)期間短時，進行延長關(guān)斷期間或去除關(guān)斷期間的處理。由此具有能夠確保開關(guān)元件的動作穩(wěn)定的效果。為使開關(guān)元件穩(wěn)定動作，優(yōu)選以具有比某個基準(zhǔn)期間更長的導(dǎo)通期間的方式進行控制。上一個控制周期和下一個控制周期的運算結(jié)果因輸入?yún)?shù)的變化而成為不同的狀態(tài)，開關(guān)元件的導(dǎo)通期間可能會變得比某個基準(zhǔn)期間短。在以下實施方式中，調(diào)查開關(guān)元件的導(dǎo)通期間，當(dāng)其可能會比基準(zhǔn)期間短時，進行延長導(dǎo)通期間的處理。由此具有能夠確保開關(guān)元件的動作穩(wěn)定的效果。另外，作為開關(guān)元件，優(yōu)選動作速度較快，并且能夠基于控制信號對導(dǎo)通和關(guān)斷動作兩者都進行控制的元件，作為這樣的元件例如有insulated gate bipolar transistor (絕緣柵雙極型晶體管，以下稱為IGBT)和場效應(yīng)晶體管(M0S晶體管)，這些元件從響應(yīng)性和控制性的觀點出發(fā)較為理想。從上述電力變換裝置輸出的交流電力被供給到由旋轉(zhuǎn)電機等構(gòu)成的電感電路供給，基于電感的作用流通交流電流。在以下實施方式中，作為電感電路以起到電動機和發(fā)電機的作用的旋轉(zhuǎn)電機為例進行說明。使用本發(fā)明來產(chǎn)生驅(qū)動旋轉(zhuǎn)電機的交流電力，從效果方面來看是最優(yōu)的，但也可以將本發(fā)明作為對旋轉(zhuǎn)電機以外的電感電路供給交流電力的電力變換裝置使用。在以下實施方式中，能夠根據(jù)規(guī)定的條件切換開關(guān)元件的開關(guān)動作的方法。例如， 在旋轉(zhuǎn)電機的轉(zhuǎn)速較快的第一動作區(qū)域，基于想要輸出的交流輸出，例如交流電壓的相位， 發(fā)生開關(guān)元件的開關(guān)動作，另一方面在旋轉(zhuǎn)電機的轉(zhuǎn)速比上述第一動作區(qū)域慢的第二動作區(qū)域，利用基于一定頻率的載波對開關(guān)元件的動作進行控制的PWM方式來控制上述開關(guān)元件。上述第二動作區(qū)域能夠包含上述旋轉(zhuǎn)電機的轉(zhuǎn)子停止的狀態(tài)。另外，以下實施方式中， 作為旋轉(zhuǎn)電機以用作電動機和發(fā)電機的電動發(fā)電機為例進行說明。[減少輸出的交流電流的畸變]基于要輸出的電力的交流波形的角度使開關(guān)元件導(dǎo)通或者關(guān)斷的方式中，在輸出的交流輸出的頻率較低的區(qū)域中，交流波形的畸變有增大的傾向。在上述說明中，能夠在交流輸出的頻率較低的第二區(qū)域，使用PWM方式基于時間的經(jīng)過對開關(guān)元件進行控制，而在頻率比第二區(qū)域高的第一區(qū)域，基于角度對開關(guān)元件進行控制。通過像這樣使用不同的方式控制開關(guān)元件，產(chǎn)生能夠減少所輸出的交流電流的畸變的效果。[基本控制]對于本發(fā)明的實施方式的電力變換裝置，參照附圖在以下詳細(xì)說明。本發(fā)明的實施方式的電力變換裝置，是用作產(chǎn)生用于驅(qū)動混合動力用汽車(以下稱為HEV)和純電動汽車(以下稱為EV)的旋轉(zhuǎn)電機的交流電力的電力變換裝置的示例。HEV用的電力變換裝置和EV用的電力變換裝置在基本的結(jié)構(gòu)和控制上共同點較多，作為代表例，對于將本發(fā)明的實施方式的電力變換裝置應(yīng)用于混合動力汽車的情況下的控制結(jié)構(gòu)和電力變換裝置的電路結(jié)構(gòu)，使用圖1和圖2進行說明。圖1是表示混合動力汽車的控制模塊的圖。在本發(fā)明的實施方式的電力變換裝置，對搭載于汽車上的車載電機系統(tǒng)的車載用電力變換裝置進行說明。特別是，以用于車輛驅(qū)動用電機系統(tǒng)且搭載環(huán)境和動作環(huán)境等非常嚴(yán)格的車輛驅(qū)動用電力變換裝置為例進行說明。車輛驅(qū)動用電力變換裝置作為對車輛驅(qū)動用的旋轉(zhuǎn)電機進行驅(qū)動的控制裝置設(shè)置在車輛驅(qū)動用電機系統(tǒng)中。該車輛驅(qū)動用的電力變換裝置，將從構(gòu)成車載電源的車載電池或者車載發(fā)電裝置供給的直流電力變換為規(guī)定的交流電力，并將獲得的交流電力供給到上述旋轉(zhuǎn)電機，驅(qū)動上述旋轉(zhuǎn)電機。此外，因為上述旋轉(zhuǎn)電機除了電動機的功能之外還具有發(fā)電機的功能，所以上述電力變換裝置根據(jù)運轉(zhuǎn)模式，不僅進行將直流電力變換為交流電力的動作，還進行將上述旋轉(zhuǎn)電機產(chǎn)生的交流電力變換為直流電力的動作。變換后的直流電力對車載電池供給。本實施方式中，說明作為汽車和貨車等的車輛驅(qū)動用的電力變換裝置使用的示例。但是，也適用于除此以外的領(lǐng)域中使用的電力變換裝置，例如火車和船舶、飛機等的電力變換裝置，以及用于產(chǎn)生對驅(qū)動工廠中的設(shè)備的旋轉(zhuǎn)電機供給的交流電力的工業(yè)用的電力變換裝置，或者對家庭的太陽能發(fā)電系統(tǒng)和家庭的電子產(chǎn)品進行驅(qū)動的旋轉(zhuǎn)電機的控制裝置中使用的電力變換裝置。本實施方式最適合用于接受直流電力并產(chǎn)生供給到旋轉(zhuǎn)電機的交流電力的電力變換裝置。圖1中，HEVllO為一臺電動車輛，具備兩個車輛驅(qū)動用系統(tǒng)。其中一個是以作為內(nèi)燃機的發(fā)動機(engine) 120為動力源的發(fā)動機系統(tǒng)。發(fā)動機系統(tǒng)主要用作HEV的驅(qū)動源。 另一個是以電動發(fā)電機192、194為動力源的車載電機系統(tǒng)。車載電機系統(tǒng)主要用作HEV的驅(qū)動源和HEV的電力產(chǎn)生源。電動發(fā)電機192、194例如為三相同步電動機或者三相感應(yīng)電動機等旋轉(zhuǎn)電機。它們因為根據(jù)電力變換裝置的運轉(zhuǎn)方法的不同既作為電動機又作為發(fā)電機動作，所以此處稱為電動發(fā)電機。車體的前部設(shè)置有前輪車軸114和設(shè)置于前輪車軸114的兩端的一對前輪112。 車體的后部設(shè)置有后輪車軸(省略圖示)和設(shè)置于后輪車軸的兩端的一對后輪。本實施方式的HEV中，使用將由動力驅(qū)動的主動輪作為前輪112、將連帶轉(zhuǎn)動的從動輪作為后輪的所謂前輪驅(qū)動方式，但也可以使用相反的方式，即后輪驅(qū)動方式。在前輪車軸114的中央部設(shè)置有前輪側(cè)差動齒輪(以下稱為“前輪側(cè)DEF”)116。 前輪車軸114與前輪側(cè)DEF116的輸出側(cè)機械連接。前輪側(cè)DEF116的輸入側(cè)與變速器118 的輸出軸機械連接。前輪側(cè)DEF116是將由變速器118變速并傳遞來的旋轉(zhuǎn)驅(qū)動力分配到左右前輪車軸114的差動式動力分配機構(gòu)。變速器118的輸入側(cè)與電動發(fā)電機192的輸出側(cè)機械連接。電動發(fā)電機192的輸入側(cè)通過動力分配機構(gòu)122與發(fā)動機120的輸出側(cè)和電動發(fā)電機194的輸出側(cè)機械連接。其中，電動發(fā)電機192、194和動力分配機構(gòu)122被收納在變速器118的殼體的內(nèi)部。電力變換裝置140或電力變換裝置142，與作為平滑用電容器動作的電容器模塊 500，和用于供給高電壓的直流電力的電池136電連接。從電池136供給的直流電力，由電力變換裝置140或142分別變換為用于驅(qū)動電動發(fā)電機192或電動發(fā)電機194的交流電力。 電動發(fā)電機192和電動發(fā)電機194，是在轉(zhuǎn)子中具有形成磁極的永磁鐵的同步電動機。電力變換裝置140或142產(chǎn)生的交流電力，分別供給到這些定子的電樞繞組，電動發(fā)電機192 或194的轉(zhuǎn)速或旋轉(zhuǎn)扭矩通過電力變換裝置140或142分別控制。當(dāng)電動發(fā)電機192或 194作為發(fā)電機動作時，電動發(fā)電機192或194產(chǎn)生的交流電力分別通過電力變換裝置140 或142變換為直流電力，對電池136充電。電容器模塊500，在電力變換裝置140或電力變換裝置142將直流電力變換為交流電力的狀態(tài)下，或者將交流電力變換為直流電力的狀態(tài)下，起到除去產(chǎn)生的脈動和電噪聲的作用。本實施方式所示的車載電機系統(tǒng)，具有由電動發(fā)電機192和電力變換裝置140構(gòu)成的第一電動發(fā)電單元，和由電動發(fā)電機194與電力變換裝置142構(gòu)成的第二電動發(fā)電單元這兩個單元，根據(jù)車輛的運轉(zhuǎn)狀態(tài)選擇性地控制它們的功能。即，如果將發(fā)動機120用在車輛行駛的加速或減速中，車輛的行駛效率就有變低的傾向，所以要使發(fā)動機120在效率良好的運轉(zhuǎn)區(qū)域內(nèi)運轉(zhuǎn)，而使車輛行駛的加速和減速盡可能通過第一和第二電動發(fā)電單元進行。例如，在車輛行駛的狀態(tài)下，通過第一電動發(fā)電單元產(chǎn)生車輛的行駛扭矩。當(dāng)電池 136蓄積的電量不足時，使發(fā)動機120在效率良好的運轉(zhuǎn)區(qū)域內(nèi)運轉(zhuǎn)，將由發(fā)動機120產(chǎn)生的旋轉(zhuǎn)扭矩通過第二電動發(fā)電單元變換為電力，供給到電池136或第一電動發(fā)電單元。通過利用電池136的電力使第一電動發(fā)電單元作為電動單元動作，能夠僅利用電動發(fā)電機192的動力使車輛行駛。另外，使第一電動發(fā)電單元或第二電動發(fā)電單元作為發(fā)電單元動作，將發(fā)動機120產(chǎn)生的動能或從車輪供給的車輛的動能變換為電能，能夠?qū)﹄姵?36充電。對使電動發(fā)電機192或電動發(fā)電機194作為電動機動作還是作為發(fā)電機動作的控制，通過電力變換裝置140或電力變換裝置142的控制進行。例如如果進行使電力變換裝置140或電力變換裝置142產(chǎn)生的交流電力的相位對于電動發(fā)電機192或電動發(fā)電機 194的轉(zhuǎn)子的磁極處于進相的控制，則電動發(fā)電機192或電動發(fā)電機194作為電動機動作， 電能由電動發(fā)電機192或電動發(fā)電機194變換為機械能。反之如果進行使電力變換裝置 140或電力變換裝置142產(chǎn)生的交流電力的相位相對電動發(fā)電機192或電動發(fā)電機194的轉(zhuǎn)子的磁極處于滯向的控制，則電動發(fā)電機192或電動發(fā)電機194作為發(fā)電機動作，機械能由電動發(fā)電機192或電動發(fā)電機194變換為電能，電力變換裝置140或電力變換裝置142 將交流電力變換為直流電力，將直流電力供給電池136。電池136還可以作為用于驅(qū)動輔助用的電動機195的電源而使用。作為輔助用的電動機，例如為驅(qū)動空氣調(diào)節(jié)機的壓縮機的電動機，或者驅(qū)動控制用的油壓泵的電動機。從電池136對電力變換裝置43供給直流電力，由電力變換裝置43將直流電力變換為交流的電力，對電動機195供給。電力變換裝置43具有與電力變換裝置140和142同樣的功能，對向電動機195供給的交流的相位和頻率、電力進行控制。例如通過供給對于電動機195的轉(zhuǎn)子的旋轉(zhuǎn)為進相的交流電流，使電動機195產(chǎn)生扭矩。另一方面，通過產(chǎn)生遲相的交流電流，電動機195作為發(fā)電機作用，進行再生制動狀態(tài)的運轉(zhuǎn)。像這樣的電力變換裝置43的控制功能與電力變換裝置140和142的控制功能相同。因為電動機195的容量比電動發(fā)電機192和194的容量小，所以電力變換裝置43的最大變換電力比電力變換裝置140和142 小。但是，電力變換裝置43的電路結(jié)構(gòu)和動作基本上與電力變換裝置140和142的電路結(jié)構(gòu)和動作類似。電力變換裝置140、142和電力變換裝置43以及電容器模塊500在電學(xué)上處于密接的關(guān)系。并且在需要應(yīng)對發(fā)熱的對策這一點上是共通的。此外優(yōu)選使裝置的體積盡量小地制作。出于上述各點，以下詳述的電力變換裝置，將電力變換裝置140、142和電力變換裝置43以及電容器模塊500內(nèi)置在電力變換裝置的殼體內(nèi)。利用該結(jié)構(gòu)，能夠?qū)崿F(xiàn)小型并且可靠性高的裝置。此外，通過將電力變換裝置140、142和電力變換裝置43以及電容器模塊500內(nèi)置在一個殼體內(nèi)，在配線簡化和噪聲應(yīng)對方面也有效。此外能夠降低電容器模塊500和電力變換裝置140、142以及電力變換裝置43間的連接電路的電感，降低峰值電壓，并且實現(xiàn)發(fā)熱的降低和散熱效率提高。接著，使用圖2說明電力變換裝置140、142或者電力變換裝置43的電路結(jié)構(gòu)。其中，圖1 圖2所示的實施方式中，以個別地構(gòu)成電力變換裝置140、142或者電力變換裝置 43的情況為例進行說明。電力變換裝置140、142或者電力變換裝置43以相同的結(jié)構(gòu)發(fā)揮相同的作用，具有相同的功能。此處，作為代表例說明電力變換裝置140。本實施方式的電力變換裝置200，具有電力變換裝置140、142，電容器模塊500，和電力變換裝置43，但在圖2中省略了電力變換裝置142和電力變換裝置43。電力變換裝置 140具有功率開關(guān)電路144和控制部170。另外，功率開關(guān)電路144具有作為上臂動作的開關(guān)元件和作為下臂動作的開關(guān)元件。在該實施方式中作為開關(guān)元件使用IGBT(絕緣柵型雙極晶體管)。作為上臂動作的IGBT3^與二極管156并聯(lián)連接，作為下臂動作的IGBT330 與二極管166并聯(lián)連接。上下臂的串聯(lián)電路150設(shè)置有多個，在圖2的例子中設(shè)置了與U 相、V相和W相對應(yīng)的三個上下臂的串聯(lián)電路150。構(gòu)成每個串聯(lián)電路150的上下臂的接點 169，通過交流端子159與作為用于向電動發(fā)電機192供給交流電力的交流電力線的交流母線186連接。作為開關(guān)元件的上臂和下臂的IGBT3^、330，接收從控制部170輸出的驅(qū)動信號， 進行開關(guān)動作，將從電池136供給的直流電力變換為三相交流電力。該變換后的電力供給到電動發(fā)電機192的電樞繞組。如上所述，電力變換裝置140也進行將電動發(fā)電機192產(chǎn)生的三相交流電力變換為直流電力的動作。本實施方式的電力變換裝置200如圖1所述，除了電力變換裝置140和142外還另外具有電力變換裝置43和電容器模塊500。由于如上所述電力變換裝置140、142和電力變換裝置43具有相同的電路結(jié)構(gòu)，此處以電力變換裝置140為代表進行記載，如上所述，省略電力變換裝置142和電力變換裝置43。功率開關(guān)電路144由三相的橋接電路構(gòu)成。電池136的正極側(cè)和負(fù)極側(cè)與直流正極端子314和直流負(fù)極端子316電連接。在直流正極端子314和直流負(fù)極端子316之間， 分別并聯(lián)地電連接有與各相對應(yīng)的上下臂的串聯(lián)電路150、150、150。此處，將上下臂的串聯(lián)電路150稱為臂。各臂包括上臂側(cè)的開關(guān)元件3 和二極管156，下臂側(cè)的開關(guān)元件330 和二極管166。本實施方式中，舉例表示了使用IGBT3^和330作為開關(guān)元件的情況。IGBT3^和 330 包括集電極(collector electrode) 153 和 163、發(fā)射極(emitter electrode)(信號用發(fā)射極端子 155、165)、柵電極(gateelectrode)(柵電極端子 154、164)。在 IGBT328.330 的集電極153、163與發(fā)射極之間，如圖所示并聯(lián)地電連接有二極管156、166。二極管156、 166具備陰極電極和陽極電極這兩個電極。以使從IGBT3^、330的發(fā)射極向著集電極的方向為正向的方式，陰極電極與IGBT3^、330的集電極連接，陽極電極與IGBT3^、330的發(fā)射極電連接。作為開關(guān)元件，也可以使用M0SFET(金屬氧化物半導(dǎo)體型場效應(yīng)晶體管)。該情況下，不需要二極管156和二極管166。上下臂的串聯(lián)電路150與對三相的電動發(fā)電機192供給的交流電力的各相對應(yīng)， 各串聯(lián)電路150、150、150中，連接IGBT3^的發(fā)射極和IGBT330的集電極163的接點169 用于分別輸出U相、V相、W相的交流電力。各相的上述接點169分別通過交流端子159和連接器188，與電動發(fā)電機192的U相、V相、W相的電樞繞組(同步電動機中為定子繞組) 連接，由此，在上述電樞繞組流過U相、V相、W相的電流。上述上下臂的串聯(lián)電路彼此并聯(lián)地電連接。上臂的IGBT3^的集電極153經(jīng)由正極端子(P端子)157與電容器模塊500的正極側(cè)電容器電極通過直流母線等電連接，下臂的IGBT330的發(fā)射極經(jīng)由負(fù)極端子(N端子)158與電容器模塊500的負(fù)極側(cè)電容器電極通過直流母線等電連接。電容器模塊500用于構(gòu)成平滑電路，以抑制因IGBT3^、330的開關(guān)動作而產(chǎn)生的直流電壓的變動。電容器模塊500的正極側(cè)電容器電極與電池136的正極側(cè)通過直流連接器138電連接，電容器模塊500的負(fù)極側(cè)電容器電極與電池136的負(fù)極側(cè)通過直流連接器 138電連接。由此，電容器模塊500連接在上臂IGBT3^的集電極153和電池136的正極側(cè)之間與下臂IGBT330的發(fā)射極和電池136的負(fù)極側(cè)之間，相對電池136和上下臂的串聯(lián)電路150并聯(lián)地電連接?？刂撇?70具有控制電路172，接收輸入的電動發(fā)電機192的控制信息和電動發(fā)電機192的轉(zhuǎn)速、磁極位置等狀態(tài)信息，產(chǎn)生對功率開關(guān)電路144的各開關(guān)元件進行控制的控制信號，將控制信號供給到驅(qū)動電路174。驅(qū)動電路174基于控制信號，產(chǎn)生作為對開關(guān)元件的導(dǎo)通和關(guān)斷動作進行控制的驅(qū)動信號的驅(qū)動脈沖，供給到各開關(guān)元件的柵電極1 或 164。上述控制電路172具有用于對IGBT3^、330的開關(guān)時序進行運算處理的微型計算機。 對電動發(fā)電機192要求的目標(biāo)扭矩值或目標(biāo)轉(zhuǎn)速、電動發(fā)電機192的轉(zhuǎn)子的磁極位置、供給到電動發(fā)電機192的各相的實際電流值，被輸入到該微型計算機中。上述電流值是基于從電流傳感器180輸出的檢測信號檢測出的。磁極位置是基于從設(shè)置在電動發(fā)電機192上的旋轉(zhuǎn)磁極傳感器(未圖示)輸出的檢測信號檢測出的。在本實施方式中以檢測三相的電流值的情況為例進行說明，但也可以檢測雙相的電流值?？刂齐娐返奈⑿陀嬎銠C，基于上述目標(biāo)扭矩值或目標(biāo)轉(zhuǎn)速，對從上下臂的串聯(lián)電路150供給到電動發(fā)電機192的電樞繞組的各相的目標(biāo)電流值進行運算?；谶@些目標(biāo)電流值和實際測定的電流值進行反饋控制?；蛘呋谀繕?biāo)轉(zhuǎn)速和實際轉(zhuǎn)速進行反饋控制。進一步詳述，控制電路172內(nèi)的微型計算機，基于輸入的目標(biāo)扭矩值計算電動發(fā)電機192的d、q軸的電流指令值，并基于該計算出的d、q軸的電流指令值與檢測出的d、q 軸的電流值的差來計算d、q軸的電壓指令值，再根據(jù)該d、q軸的電壓指令值生成脈沖狀的
驅(qū)動信號。控制電路172如后所述具有產(chǎn)生兩種方式的驅(qū)動信號的功能。該兩種方式的驅(qū)動信號，基于電感負(fù)載即電動發(fā)電機192的狀態(tài)或者要變換的交流輸出的頻率等來加以選擇。上述兩種方式中的一種，是基于要輸出的交流波形的相位來控制作為開關(guān)元件的 IGBT328.330的開關(guān)動作的調(diào)制方式(作為PHM方式在之后說明)。上述兩種方式中的另一種，是基于要輸出的交流波形與一定頻率的載波的交點，對作為開關(guān)元件的IGBT3^、330 的開關(guān)動作進行控制的，一般被稱為PWM(Pulse Width Modulation，脈沖寬度調(diào)制)的調(diào)制方式。驅(qū)動電路174在驅(qū)動下臂的情況下，將脈沖狀的調(diào)制波的信號放大，并將其作為驅(qū)動信號，輸出到對應(yīng)的下臂的IGBT330的柵電極。此外，在驅(qū)動上臂的情況下，將脈沖狀的調(diào)制波的信號的基準(zhǔn)電位的電平切換至上臂的基準(zhǔn)電位的電平后將脈沖狀的調(diào)制波的信號放大，并將其作為驅(qū)動信號，輸出到對應(yīng)的上臂的IGBT3^的柵電極。由此，各 IGBT3^、330基于輸入的驅(qū)動信號進行開關(guān)動作。這樣，通過根據(jù)來自控制部170的驅(qū)動信號(drive signal)進行的各IGBT3^、330的開關(guān)動作，電力變換裝置140將從作為直流電源的電池136供給的電壓變換為電角度按每2 π /3rad錯開的U相、V相、W相的各輸出電壓，對作為三相交流電動機的電動發(fā)電機192供給。其中，電角度指的是電動發(fā)電機192的旋轉(zhuǎn)狀態(tài)，具體而言與轉(zhuǎn)子的位置對應(yīng)，在0到之間周期性地變化。通過將該電角度用作參數(shù)，能夠根據(jù)電動發(fā)電機192的旋轉(zhuǎn)狀態(tài)來確定各IGBT3^、333的開關(guān)狀態(tài)，即U相、 V相、W相的各輸出電壓。此外，控制部170還進行異常檢測(過電流、過電壓、過溫度等)，對上下臂的串聯(lián)電路150進行保護。因此，對控制部170輸入傳感信息(sensing signal) 0例如，流過各IGBT328.330的發(fā)射極的電流的信息，從各臂的信號用發(fā)射極端子155、165輸入到對應(yīng)的驅(qū)動部(IC)。由此，各驅(qū)動部(IC)進行過電流檢測，當(dāng)檢測到過電流的情況下停止對應(yīng)的 IGBT328.330的開關(guān)動作，保護對應(yīng)的IGBT3^、330免受過電流危害。上下臂的串聯(lián)電路 150的溫度的信息從設(shè)置于上下臂的串聯(lián)電路150的溫度傳感器(未圖示)輸入微型計算機。此外，上下臂的串聯(lián)電路150的直流正極側(cè)的電壓的信息也被輸入微型計算機。微型計算機基于上述信息進行過溫度檢測和過電壓檢測，當(dāng)檢測到過溫度或者過電壓的情況下停止所有IGBT3^、330的開關(guān)動作，保護上下臂的串聯(lián)電路150，進而保護包含該電路150 的半導(dǎo)體模塊免受過溫度或者過電壓危害。圖2中，上下臂的串聯(lián)電路150是上臂的IGBT3^和上臂的二極管156，與下臂的 IGBT330和下臂的二極管166的串聯(lián)電路。IGBT3^、330為開關(guān)用半導(dǎo)體元件。功率開關(guān)電路144的上下臂的IGBT3^、330的導(dǎo)通和關(guān)斷動作按一定的順序切換。該切換時電動發(fā)電機192的定子繞組的電流在由二極管156、166形成的電路中流動。上下臂的串聯(lián)電路150如圖所示，包括Positive端子(P端子、正極端子)157、 Negative端子(N端子158、負(fù)極端子)、來自上下臂的接點169的交流端子159、上臂的信號用端子(信號用發(fā)射極端子)155、上臂的柵電極端子154、下臂的信號用端子(信號用發(fā)射極端子)165和下臂的柵極端子電極164。此外，電力變換裝置200在輸入側(cè)具有直流連接器138，在輸出側(cè)具有交流連接器188，通過各連接器138和188與電池136和電動發(fā)電機192分別連接。此外，作為產(chǎn)生對電動發(fā)電機輸出的三相交流的各相的輸出的電路，也可以采用針對各相位將兩個上下臂的串聯(lián)電路并聯(lián)連接的電路結(jié)構(gòu)的電力變換裝置。在本實施例中，例如在電動發(fā)電機192的轉(zhuǎn)速較低的區(qū)域，用PWM控制方式對電動發(fā)電機192進行控制(以下記作PWM控制模式)，另一方面在轉(zhuǎn)速較高的區(qū)域，用后述的 PHM控制方式對電動發(fā)電機192進行控制(以下記作PHM控制模式)。在PWM控制模式中， 電力變換裝置140用如圖3所示的一定頻率的載波信號產(chǎn)生對構(gòu)成上下臂的開關(guān)元件的導(dǎo)通或不導(dǎo)通進行控制的驅(qū)動信號。具體而言，利用控制電路172內(nèi)的微型計算機，基于輸入的目標(biāo)扭矩值或目標(biāo)轉(zhuǎn)速計算電動發(fā)電機192的d、q軸的電壓指令值，并將其變換為U相、V相、W相的電壓指令值。然后，將與各相的電壓指令值相應(yīng)的正弦波作為基波，并將其與作為載波的規(guī)定周期的三角波進行比較，將具有基于該比較結(jié)果確定的脈沖寬度的脈沖狀的調(diào)制波輸出到驅(qū)動電路174。通過將與該調(diào)制波相應(yīng)的驅(qū)動信號從驅(qū)動電路174輸出到與各相的上下臂分別對應(yīng)的IGBT3^、330，將從電池136輸出的直流電壓變換為三相交流電壓，對電動發(fā)電機192 供給。對于PHM的內(nèi)容在之后詳細(xì)說明。在PHM控制模式下，由控制電路172生成的調(diào)制波被輸出到驅(qū)動電路174。由此，從驅(qū)動電路174向各相的對應(yīng)的IGBT3^、330輸出與該調(diào)制波相應(yīng)的驅(qū)動信號。其結(jié)果，從電池136輸出的直流電壓被變換為三相交流電壓，對電動發(fā)電機192供給。在像電力變換裝置140 —樣使用開關(guān)元件將直流電力變換為交流電力的情況下， 若減少每單位時間或者交流輸出的每規(guī)定相位的開關(guān)次數(shù)，能夠減少開關(guān)損耗，但另一方面，因為存在所變換的交流輸出含有較多高次諧波成分的傾向，所以存在扭矩脈動增大，電動發(fā)電機192的控制的響應(yīng)性惡化的可能。特別是在PHM控制方式中，產(chǎn)生的交流電力在低頻的情況下畸變有增大的傾向。對此本實施方式中，根據(jù)要變換的交流輸出的頻率或者與該頻率關(guān)聯(lián)的電動發(fā)電機192的轉(zhuǎn)速等來選擇性地切換PWM控制模式和PHM控制模式。 具體而言，在不容易受到低次的高次諧波影響的電動發(fā)電機192的旋轉(zhuǎn)域即高速旋轉(zhuǎn)域中應(yīng)用PHM控制模式，在容易產(chǎn)生扭矩脈動的低速旋轉(zhuǎn)域應(yīng)用PWM控制方式。通過像這樣選擇性地使用PWM控制方式和PHM控制方式，能夠?qū)⑴ぞ孛}動的增大抑制得比較低，進一步能夠減少開關(guān)損耗。另外，作為開關(guān)次數(shù)最小的電動發(fā)電機192的控制狀態(tài)，存在使開關(guān)元件在輸出的交流半周期中各導(dǎo)通或關(guān)斷一次的基于矩形波的控制狀態(tài)。由該矩形波進行的控制如圖 3所示。在上述PHM控制模式中，是隨著輸出的交流輸出波形的調(diào)制度的增大而減少的每半周期的開關(guān)次數(shù)變得最少的最終狀態(tài)。如果如以下說明的那樣逐漸增大調(diào)制度，則產(chǎn)生的交流輸出的半周期中的開關(guān)元件的開關(guān)次數(shù)逐漸減少，最終導(dǎo)通次數(shù)變?yōu)橐淮?。因此如果進行PHM控制，則轉(zhuǎn)移至矩形波控制的轉(zhuǎn)移控制，作為PHM控制方式的一個控制形態(tài)平滑地轉(zhuǎn)移。其結(jié)果是，電動發(fā)電機的產(chǎn)生扭矩和轉(zhuǎn)速能夠平滑地變化，向矩形波控制轉(zhuǎn)移。對于這一點在后面詳細(xì)說明。為了說明PHM控制方式，參照圖3，首先對PWM控制和矩形波控制進行說明。圖 3(A)是PWM控制的概念圖，是基于輸入到電力變換裝置的控制指令，首先算出用于對電動發(fā)電機192的扭矩和轉(zhuǎn)速進行控制的交流電力，并將該算出的值在圖3(A)中作為輸出的交流波形表示的波形。是將上述輸出的交流波形與一定頻率的載波的大小關(guān)系進行比較，基于比較結(jié)果產(chǎn)生對構(gòu)成開關(guān)電路的開關(guān)元件的導(dǎo)通和關(guān)斷進行控制的驅(qū)動信號，以對開關(guān)元件的導(dǎo)通和不導(dǎo)通進行控制的方式。通過采用PWM控制方式，能夠向電動發(fā)電機192供給脈動較少的交流電力，能夠?qū)崿F(xiàn)扭矩脈動較少的電動發(fā)電機192的控制。另一方面，由于每單位時間或交流波形每個周期的開關(guān)元件的開關(guān)次數(shù)較多，存在開關(guān)損耗較大的缺點。圖3(B)是表示相對PWM來說很極端的矩形波控制的方式的概念圖。在該矩形波控制方式中，在基于輸入到電力變換裝置的控制指令算出的輸出交流波形的半周期中輸出一個矩形波。該矩形波控制方式中，由于開關(guān)元件的開關(guān)次數(shù)變少，所以具有能夠降低開關(guān)損耗的效果。而另一方面，供給到電動發(fā)電機192的交流電力的交流波形若忽略電感負(fù)載的影響則成為矩形波狀，成為正弦波含有5次、7次、11次...等高次諧波成分的狀態(tài)。如果對矩形波進行傅立葉展開，在正弦基波的基礎(chǔ)上，出現(xiàn)5次、7次、11次...等高次諧波成分。該高次諧波成分導(dǎo)致產(chǎn)生電流畸變，成為電動發(fā)電機192的扭矩脈動的原因。如上所述，PWM控制和矩形波控制的長處和短處互不相同。當(dāng)利用矩形波狀地對開關(guān)元件的導(dǎo)通和關(guān)斷進行控制的矩形波控制方式產(chǎn)生交流電力時，將交流輸出中產(chǎn)生的高次諧波成分的例子用圖4(a)和(b)表示。圖4(a)為將矩形波狀變化的交流波形分解為作為基波的正弦波和5次、7次、11次、……等高次諧波成分的示例。圖4(a)所示的矩形波的傅立葉級數(shù)展開，如式(1)所示。f (ω ) = 4/ji X {sinω t+ (sin3 ω t)/3+ (sin5 ω t)/5+ (sin7 ω t)/7+- } — (1)式(1)表示，由以4/π · (sincot)表示的作為基波的正弦波，和作為其高次諧波成分的3次、5次、7次、……的各成分，形成圖4(a)所示的矩形波的情況。這樣，可知通過對基波合成更高次的高次諧波能夠接近矩形波。圖4(b)表示對基波、3次諧波、5次諧波的各振幅分別進行比較的狀態(tài)。若設(shè)圖4(a)的矩形波的振幅為1，則基波的振幅表現(xiàn)為1. 27，3次諧波的振幅表現(xiàn)為0. 42，5次諧波的振幅表現(xiàn)為0. 25。像這樣，因為高次諧波的次數(shù)越高，其振幅越小，可知矩形波控制中越高次的高次諧波，影響越小。因為在以矩形波形狀使開關(guān)元件導(dǎo)通和關(guān)斷的情況下可能產(chǎn)生扭矩脈動，所以出于這一觀點，通過消除影響較大的低次的高次諧波成分，而對于影響較小的高次的高次諧波成分忽略其影響并使這些高次諧波成分包含于波形中，由此雖然與矩形波控制方式相比開關(guān)電路的開關(guān)元件的開關(guān)次數(shù)增多，但是與PWM方式相比，能夠減少開關(guān)元件的開關(guān)次數(shù)，能夠降低開關(guān)次數(shù)的開關(guān)損耗。由于高次的高次諧波對于扭矩脈動的影響較小，可實現(xiàn)能夠?qū)⑴ぞ孛}動的增大抑制得較小的電力變換器。在本實施方式所使用的PHM控制中，根據(jù)對矩形波交流電流所具有的高次諧波成分進行控制的狀態(tài)，輸出削減了一定程度的交流電力，由此，將電動發(fā)電機192的控制的扭矩脈動的影響限制在使用時不發(fā)生問題的范圍， 能夠大幅降低開關(guān)次數(shù)的開關(guān)損耗。這樣的控制方式，如上所述，在本說明書中記作PHM控制方式。接著對用于實現(xiàn)上述PHM控制的控制電路172的結(jié)構(gòu)用圖5進行說明。另外，上述控制電路172，為了控制電動發(fā)電機192，具有用兩種控制方法產(chǎn)生開關(guān)電路的開關(guān)元件的控制信號的能力，并對應(yīng)控制方式產(chǎn)生兩種上述控制信號。接著將電動發(fā)電機192的兩種控制方法作為實施方式進行闡述。-第一實施方式_本發(fā)明的第一實施方式的控制電路172的電動發(fā)電機192的控制系統(tǒng)用圖5表示。在控制電路172中，通過上級控制裝置，輸入作為目標(biāo)扭矩值的扭矩指令T*。電流指令變換部410，基于輸入的扭矩指令T*，和基于由旋轉(zhuǎn)磁極傳感器193檢測出的磁極位置信號 θ通過角速度運算器460算出的電角速度《re，使用預(yù)先存儲的扭矩-轉(zhuǎn)速映射表(map) 的數(shù)據(jù)，求取d軸電流指令信號Id*和q軸電流指令信號Iq*。電流指令變換器410中求得的d軸電流指令信號Id*和q軸電流指令信號Iq*，分別輸出到電流控制器(ACR) 420、421。電流控制器(ACR)420、421，基于從電流指令變換器410輸出的d軸電流指令信號 Id*和q軸電流指令信號Iq*，和在控制電路172上未圖示的三相二相變換器中將由電流傳感器180檢測出的電動發(fā)電機192的相電流檢測信號lu、lv、Iw根據(jù)來自旋轉(zhuǎn)傳感器的磁極位置信號變換到d、q軸上而得的IcUIq電流信號，以使流過電動發(fā)電機192的電流追蹤d 軸電流指令信號Id*和q軸電流指令信號Iq*的方式，分別計算d軸電壓指令信號Vd*和q 軸電壓指令信號Vq*。在電流控制器(ACR) 420中求得的d軸電壓指令信號Vd*和q軸電壓指令信號Vq*，被輸出到PHM控制用的脈沖調(diào)制器430。另一方面，在電流控制器(ACR)421 中求得的d軸電壓指令信號Vd*和q軸電壓指令信號Vq*，被輸出到PWM控制用的脈沖調(diào)制器 440。PHM控制用的脈沖調(diào)制器430由電壓相位差運算器431、調(diào)制度運算器432、脈沖發(fā)生器(脈沖生成器)434構(gòu)成。從電流控制器420輸出的d軸電壓指令信號Vd*和q軸電壓指令信號Vq*，在脈沖調(diào)制器430中被輸入到電壓相位差運算器431和調(diào)制度運算器432。電壓相位差運算器431計算電動發(fā)電機192的磁極位置與d軸電壓指令信號Vd* 和q軸電壓指令信號Vq*所表示的電壓相位的相位差，即電壓相位差。若令該電壓相位差為δ，則電壓相位差δ如式⑵所示。
δ = arctan (_Vd*/Vq*)..........................................(2)電壓相位差運算器431進而通過將上述電壓相位差δ和來自旋轉(zhuǎn)磁極傳感器193 的磁極位置信號θ所表示的轉(zhuǎn)子相位角相加，計算電壓相位。然后，將與計算出的電壓相位相應(yīng)的電壓相位信號θ ν輸出到脈沖發(fā)生器434。該電壓相位信號θ ν，在令磁極位置信號θ所表示的轉(zhuǎn)子相位角為ere時，如式03)所示。θ ν = δ + θ re+ π................................................ (3)調(diào)制度運算器432通過對d軸電壓指令信號Vd*和q軸電壓指令信號Vq*所表示的矢量的大小用電池136的電壓進行歸一化來計算調(diào)制度，將與該調(diào)制度相應(yīng)的調(diào)制度信號a輸出到脈沖發(fā)生器434。本實施方式中，上述調(diào)制度信號a基于對圖2所示的功率開關(guān)電路144供給的直流電壓即電池電壓來確定，具有電池電壓升高時調(diào)制度a減小的傾向。 此外還具有指令值的振幅值增大時調(diào)制度a增大的傾向。具體而言，若令電池電壓為Vdc， 則a如式⑷所示。其中，式⑷中，Vd表示d軸電壓指令信號Vd*的振幅值，Vq表示q軸電壓指令信號Vq*的振幅值。a = ( V ((2/3)*(Vd"2+Vq"2))/(Vdc/2).............................. (4)脈沖發(fā)生器434基于來自電壓相位差運算器431的電壓相位信號θ v，和來自調(diào)制度運算器432的調(diào)制度信號a，生成基于與U相、V相、W相的各上下臂分別對應(yīng)的6種PHM 控制的脈沖信號。然后，將生成的脈沖信號輸出到切換器450，從切換器450輸出到驅(qū)動電路174，由此對各開關(guān)元件輸出驅(qū)動信號。其中，對于基于PHM控制的脈沖信號(在本說明書中除了記作脈沖信號以外還存在特別記作PHM脈沖信號的情況)的產(chǎn)生方法，在后文詳細(xì)說明。另一方面，PWM控制用的脈沖調(diào)制器440，基于從電流控制器421輸出的d軸電壓指令信號Vd*和q軸電壓指令信號Vq*，和基于來自旋轉(zhuǎn)磁極傳感器193的磁極位置信號
θ由角速度運算器460計算的電角速度《re，用眾所周知的PWM方式，生成基于與U相、V 相、W相的各上下臂分別對應(yīng)的6種PWM控制的脈沖信號(以下稱為PWM脈沖信號)。基于上述六種PWM控制的脈沖信號(以下記作PWM脈沖信號)，控制各自的開關(guān)元件的動作為導(dǎo)通或不導(dǎo)通。將產(chǎn)生的PWM脈沖信號向切換器450傳送。切換器450，選擇從PHM控制用的脈沖調(diào)制器430輸出的PHM脈沖信號，或PWM控制用的脈沖調(diào)制器440輸出的PWM脈沖信號的任意一個，基于所選擇的信號向驅(qū)動電路174 發(fā)送脈沖信號，驅(qū)動電路174基于由切換器450選擇的脈沖信號，產(chǎn)生對各開關(guān)元件的開關(guān)動作進行控制的驅(qū)動脈沖，向各開關(guān)元件的柵極供給電流。該切換器450的脈沖信號的選擇動作，如上所述根據(jù)電動發(fā)電機192的轉(zhuǎn)速等進行。例如，當(dāng)電動發(fā)電機192的轉(zhuǎn)速比作為切換線(Switching Line)設(shè)定的規(guī)定閾值低時，選擇利用PWM方式在脈沖調(diào)制器440中產(chǎn)生的脈沖信號。因此在電動發(fā)電機192的轉(zhuǎn)速比閾值低的狀態(tài)下，電力變換裝置140以 PWM控制方式控制電動發(fā)電機192。另一方面當(dāng)電動發(fā)電機192的轉(zhuǎn)速較高時，通過切換器 450選擇脈沖發(fā)生器434產(chǎn)生的脈沖信號，電力變換裝置140以PHM控制方式控制電動發(fā)電機 192。PHM控制方式雖然具有能夠減少開關(guān)電路的開關(guān)元件的開關(guān)次數(shù)的效果，但是由于基于輸出的交流的相位進行開關(guān)動作，所以在輸出的交流的頻率較低的狀態(tài)下，存在容易發(fā)生畸變等問題。在輸出的交流頻率較低的狀態(tài)下，通過利用現(xiàn)有的PWM控制方式，具有能夠改善控制特性的效果。如上所述，從控制電路172對驅(qū)動電路174輸出PHM脈沖信號或者PWM脈沖信號。 根據(jù)該脈沖信號，驅(qū)動電路174向功率開關(guān)電路144的各IGBT3^、330輸出驅(qū)動信號。接著對圖5的脈沖發(fā)生器434的詳細(xì)情況進行說明。在本實施方式中，脈沖發(fā)生器434例如如圖6所示，具有脈沖運算器435，和基于該脈沖運算器435的運算結(jié)果產(chǎn)生脈沖信號的脈沖輸出電路436。脈沖運算器435例如如圖7所示，具有相位檢索器437和脈沖修正器438。圖5的電流指令變換器410、電流控制器(ACR) 420、電流控制器(ACR) 421、 電壓相位差運算器431、調(diào)制度運算器432和圖7的相位檢索器437、脈沖修正器438的功能，通過根據(jù)程序動作的處理器的處理來實現(xiàn)。另外脈沖調(diào)制器440也具有如圖6的運算部和脈沖輸出部，脈沖調(diào)制器440的運算部也通過根據(jù)程序動作的處理器的處理來進行。另外，在本說明書中除了實際的代數(shù)計算，也將包括大小比較和從數(shù)據(jù)表中進行檢索等處理， 稱作運算(計算)。如上所述，脈沖運算部的運算結(jié)果，即用于產(chǎn)生脈沖信號的上升沿相位θ οη’和下降沿相位θ off’輸入到用于產(chǎn)生脈沖信號的脈沖輸出電路436，輸出對應(yīng)于功率開關(guān)電路的各開關(guān)元件的脈沖信號。將圖6的脈沖輸出電路436的詳細(xì)電路的一例用圖53表示。另外，由于根據(jù)脈沖運算器434輸出的與各開關(guān)元件的導(dǎo)通和非導(dǎo)通(關(guān)斷)相關(guān)的運算結(jié)果來產(chǎn)生各開關(guān)元件的脈沖信號的電路，對于各開關(guān)元件以相同電路相同動作進行，所以作為代表公開并說明對一個開關(guān)元件產(chǎn)生一個脈沖信號的情況，為了回避繁雜省略其他情況。另外，脈沖調(diào)制器440也基本上具有如圖6的結(jié)構(gòu)的脈沖運算器和脈沖輸出電路，該脈沖輸出電路是與圖53相同的電路。圖7的相位檢索器437，基于來自電壓相位差運算器431的電壓相位信號θ ν、來自調(diào)制度運算器432的調(diào)制度信號a和來自角速度運算器460的電角速度信號《re，根據(jù)預(yù)先存儲的脈沖信號的相位信息表，針對U相、V相、W相的上下各臂，檢索脈沖信號的上升沿相位θοη和下降沿相位θ 0ff，將該檢索結(jié)果的信息向脈沖修正器438輸出。在這里脈沖信號是指，為了對構(gòu)成圖2的功率開關(guān)電路144的六個開關(guān)元件即IGBT3^或330每個進行導(dǎo)通動作而使用的信號。如果基于脈沖信號從驅(qū)動電路174向IGBT3^或330的柵極端子施加驅(qū)動脈沖，則被施加驅(qū)動脈沖的IGBT在脈沖信號為高電平(真值的“1”)的期間導(dǎo)通。在這里脈沖信號的高電平，不是指電壓值的高低，而是指使開關(guān)元件導(dǎo)通的期間；脈沖信號的低電平(真值的“0”)不是指電壓值的高低，而是指使開關(guān)元件關(guān)斷的期間。脈沖修正器438，對在相位檢索器437中通過基于數(shù)據(jù)檢索的運算求得的上升沿相位θ on和下降沿相位θ off，實施用于進行最小脈沖寬度限制和脈沖連續(xù)性補償?shù)拿}沖修正處理等修正即微調(diào)整，將其結(jié)果作為脈沖修正后的上升沿相位θ on’和下降沿相位θ 0ff’，向脈沖輸出電路436輸出。在這里，相位θοη和相位θ οη’是指將脈沖信號變更到高電平(真值的“1”)的位置即時刻，相位e0ff和相位e0ff’是指將脈沖信號變更到低電平(真值的 “0”)的位置即時刻。具體而言，相位θ on和相位θ on’，或相位θ off和相位0off’，表示用于決定時刻的圖53的相位計數(shù)器510的計數(shù)值，當(dāng)不輸出相位函數(shù)的運算結(jié)果，而是輸出時間函數(shù)的運算結(jié)果時，上述相位計數(shù)器510不對基于單位相位角的脈沖計數(shù)，而是作為對時鐘脈沖計數(shù)的定時計數(shù)器510’動作。脈沖輸出電路436，基于從脈沖運算器435的脈沖修正器438輸出的脈沖修正后的上升沿相位θοη’和下降沿相位θ off’，對應(yīng)各開關(guān)元件，生成用于U相、V相、W相的上下各臂的開關(guān)動作指令的脈沖信號。將由脈沖輸出電路436生成的面向各相的上下各臂的六種PHM脈沖信號，如上所述向切換器450輸出，通過上述切換器450和驅(qū)動電路174，供給到圖2所示各IGBT的柵極。對本實施方式的脈沖發(fā)生器434的基本動作用圖8和圖52進行說明。圖8和圖 52雖然公開了大致相同的內(nèi)容，但圖8是基于相位角的函數(shù)的動作例，而圖52是將相位角變換為時間的函數(shù)的，基于時間的函數(shù)的動作例。基于時間的函數(shù)的動作雖然和基于相位的函數(shù)的動作基本相同，但需要將作為相位角的函數(shù)算出的運算結(jié)果，使用轉(zhuǎn)速的數(shù)據(jù)變換為時間函數(shù)，輸入到脈沖輸出電路。這種情況由于能夠使用對時鐘進行計數(shù)的定時計數(shù)器生成作為運算結(jié)果的比較對象的計數(shù)值，所以有簡化電路的效果。在圖5所示的電動發(fā)電機192的控制系統(tǒng)中，根據(jù)出于控制系統(tǒng)的性能的要求等， 決定對電動發(fā)電機192的控制周期T。該控制周期T為例如數(shù)百μ s左右。在每個該控制周期，執(zhí)行上述圖7的運算處理，計算出在其下一個控制周期中產(chǎn)生的脈沖信號的上升沿相位θ οη’或/和下降沿相位θ off’。用圖8和圖52對基于運算結(jié)果產(chǎn)生脈沖信號的動作進行說明?，F(xiàn)在，假設(shè)圖7的的運算處理的執(zhí)行時刻，是控制周期Tn-I結(jié)束的時刻，即控制周期Tn的開始時刻。另外在未圖示的控制周期Tn-I中，進行用于在控制周期Tn的期間中產(chǎn)生的脈沖信號的運算，將計算出的結(jié)果暫時保持在作業(yè)用的存儲器(RAM)中。由于在圖8 和圖52所示例中控制周期Tn的期間碰巧是不產(chǎn)生脈沖信號的狀態(tài)，所以控制周期Tn-I中的運算結(jié)果表示不產(chǎn)生脈沖信號的內(nèi)容。在本實施方式中，在控制周期Tn的期間產(chǎn)生的脈沖信號的運算期間是控制周期 Tn-I，該運算結(jié)果在接下來的控制周期Tn開始時從作業(yè)用存儲器(RAM)中讀出，設(shè)定到圖6 的脈沖輸出電路436。圖53是圖6的脈沖輸出電路436的詳細(xì)電路的一例，上述運算期間被設(shè)定到圖53的寄存器516中?；谠撛O(shè)定的運算結(jié)果，圖6、圖53的脈沖輸出電路436 動作，輸出脈沖信號。但是，如上所述由于現(xiàn)在寫入寄存器516的運算結(jié)果是不產(chǎn)生脈沖信號的內(nèi)容的數(shù)據(jù)，所以在控制周期Tn中脈沖輸出電路436不產(chǎn)生脈沖信號。在本實施方式中，將運算結(jié)果設(shè)定到圖6、圖53的脈沖輸出電路436中的時刻是控制周期的開始時刻，但這只是一例，也可以不在控制周期Tn的開始時刻設(shè)定，而是在控制周期Tn-I中進行運算后立即設(shè)定運算結(jié)果。例如，也可以在圖53的寄存器516中的已經(jīng)保持的上升沿相位θοη’ 和下降沿相位θ off’之后，輸入新的運算結(jié)果。脈沖輸出電路436由于按輸入的順序，基于輸入的運算結(jié)果輸出脈沖信號，所以進行基于運算結(jié)果的脈沖信號的輸出動作。即，只要能在產(chǎn)生基于運算結(jié)果的脈沖信號的時刻之前將運算結(jié)果設(shè)定到脈沖輸出電路436即可。脈沖發(fā)生器434的脈沖運算器435，在每個控制周期，反復(fù)計算用于對作為開關(guān)元件的IGBT3^、330的開關(guān)動作進行控制的脈沖信號的上升沿時刻和下降沿時刻。如上所述，脈沖發(fā)生器434的運算功能，實際上通過根據(jù)計算機程序動作的計算機的處理得以實現(xiàn)。由于上述計算機不僅執(zhí)行本申請的實施方式的處理，也執(zhí)行系統(tǒng)中其他必要的處理，所以上述計算機在上述控制周期中的短期間中，完成圖7(圖9)所示的運算。該圖7(圖9)的運算處理，在每個執(zhí)行周期反復(fù)進行。對于圖7的運算處理，相位檢索器437的具體處理內(nèi)容用圖9的801 805表示，脈沖修正器438的具體處理內(nèi)容用圖9的806和圖14表示。上述計算機的運算期間，在圖8、圖52中作為運算處理期間opn表示。在控制周期Tn運算處理期間ορη，執(zhí)行與Tn+1的控制周期中產(chǎn)生的脈沖信號相關(guān)的運算。在控制周期Tn開始時，將在上一個運算周期Tn-I中執(zhí)行的運算結(jié)果設(shè)定到脈沖運算器435，接著繼續(xù)執(zhí)行圖7(圖9)的運算。另外，與在控制周期Τη+2中產(chǎn)生的脈沖信號相關(guān)的運算，在控制周期Tn+1的運算處理期間opn中進行。在控制周期Tn的運算處理期間opn中，通過電壓相位差運算器431獲取轉(zhuǎn)子相位角θ re。基于該轉(zhuǎn)子相位角θ re，在電壓相位差運算器431中利用上述式(；3)計算電壓相位，將電壓相位信號θ ν向脈沖發(fā)生器434的相位檢索器437輸出。脈沖發(fā)生器434的相位檢索器437，根據(jù)該電壓相位信號θ ν和來自角速度運算器460的電角速度信號core，算出下一個控制周期Tn+1的開始相位θ Vl和結(jié)束相位θ ν2，從預(yù)先保持了運算結(jié)果的存儲器的表中通過檢索來計算出該范圍內(nèi)的上升沿相位θ on和下降沿相位θ off。基于該上升沿相位θ on和下降沿相位θ off，通過脈沖修正器438運算脈沖修正處理后的上升沿相位 θ on’和下降沿相位θ off’?；谶\算結(jié)果，利用與脈沖輸出電路436的相位計數(shù)器進行比較匹配的功能，輸出脈沖信號。另外如上所述，圖8和圖53中，作為代表例表示了一個用于進行六個開關(guān)元件的導(dǎo)通動作的脈沖信號的產(chǎn)生動作。在圖8所示動作中，控制周期Tn中的運算處理中，通過運算求得用于決定控制周期Tn+1中的脈沖信號的上升沿相位θ on’和脈沖信號的下降沿相位θ off’的時刻的計數(shù)器518(圖5 的計數(shù)值Cl和C2。在圖52中，通過運算求得與時間函數(shù)Ton和Toff對應(yīng)的計數(shù)值Cl和C2，這里，該時間函數(shù)Ton和TofT對應(yīng)于上升沿相位θ on’和脈沖信號的下降沿相位θ off’的時刻。將用于決定作為運算結(jié)果的相位θ on’和相位θ off’或者時間 Ton和TofT的位置的值Cl和C2設(shè)定到寄存器516，并且在指定脈沖信號的上升沿和下降沿的位(寄存器516的R/S部)，設(shè)定基于運算結(jié)果的內(nèi)容。在R/S部中，例如R用二進制的“O”表示下降沿，S用二進制的“ 1，，表示上升沿。在控制周期Tn+1開始時，基于運算結(jié)果的計算值Cl和“S”以及計算值C2和“R” 依次輸入寄存器516。基于輸入的數(shù)據(jù)，計算值Cl保持在寄存器518中，將信號“S”輸入觸發(fā)器512。在最初輸入寄存器516的數(shù)據(jù)中，基于“S ”信號，觸發(fā)器512變?yōu)樵O(shè)定狀態(tài)，將設(shè)定信號“1”發(fā)送到與門513S，另一方面將信號“O”發(fā)送到與門513R，使與門513S成為開狀態(tài)。另一方面使與門513R變?yōu)殛P(guān)狀態(tài)。計數(shù)器510對表示單位相位角的脈沖信號進行計數(shù)。如圖8所示，當(dāng)計算值Cl是角度函數(shù)時，計數(shù)器510對表示單位相位角的脈沖信號進行計數(shù)。在相位θ on’處，計數(shù)器510的計數(shù)值與寄存器518的值一致，比較器511的輸出通過門513S輸入觸發(fā)器514S，觸發(fā)器514S的輸出上升。脈沖信號從觸發(fā)器514供給到驅(qū)動電路174，從驅(qū)動電路174向?qū)?yīng)的開關(guān)元件供給驅(qū)動電流，對應(yīng)的開關(guān)元件變?yōu)閷?dǎo)通狀態(tài)。在脈沖信號的上升時刻，根據(jù)觸發(fā)器512的輸出，門513S打開，門513R關(guān)閉。另一方面，在運算結(jié)果的下降沿數(shù)據(jù)中，觸發(fā)器512變?yōu)橹刂脿顟B(tài)，門513S關(guān)閉，門513R打開。如果在上述相位θ on’的時刻產(chǎn)生比較器511的輸出，則由于比較器的輸出，觸發(fā)器514變?yōu)樵O(shè)定狀態(tài)，并且將信號發(fā)送到寄存器516，將寄存器516的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)移到寄存器 518，將運算結(jié)果C2輸入寄存器518，將表示下降沿的信號“R”輸入觸發(fā)器512，從觸發(fā)器 512的重置側(cè)將信號“1”送到門513R。門513S關(guān)閉，門513R打開。在相位θ off’的時刻，比較器511的輸出通過門513R輸入到觸發(fā)器514的重置側(cè)，來自觸發(fā)器514的輸出脈沖下降。通過該動作，產(chǎn)生圖8、圖52所示脈沖信號。另外，由于在控制周期Tn+1期間產(chǎn)生的脈沖就此結(jié)束，所以在寄存器516的剩余部分，輸入例如比計數(shù)器510的計數(shù)值大的值。通過相位θ off’的時刻的比較器511的輸出，在寄存器516中保持比計數(shù)器的最大計數(shù)大的值。直到寄存器516的數(shù)據(jù)被覆寫為止， 比較器511中條件都不成立，不產(chǎn)生輸出信號。圖9表示詳細(xì)說明上述圖6和圖7的脈沖運算器435的動作的流程圖。用于進行該流程圖動作的程序，在圖8、圖52的控制周期的開始時執(zhí)行，即與控制周期同步地執(zhí)行。 在步驟801中，將上一個周期中計算出并暫時保持在保持存儲器RAM中的運算結(jié)果輸入到輸出電路436。即，運算結(jié)果輸入圖53的寄存器516。接著在步驟802中，利用脈沖運算器 435內(nèi)的相位檢索器437，獲取來自電壓相位差運算器431的電壓相位信號θ v、來自調(diào)制度運算器432的調(diào)制度信號a和來自角速度運算器460的電角速度信號core。在步驟803 中，利用相位檢索器437，將步驟801中獲取的電角速度ω re與控制周期Tn的長度相乘，由此算出每個控制周期的相位變化量θη。在步驟804中，利用相位檢索器437，將步驟802 中獲取的電壓相位θ ν與步驟803中算出的相位變化量θ η相加，求得控制周期Τη的結(jié)束相位，即下一個控制周期Tn+1的開始相位θ vl。另外，通過將相位變化量θ η乘以2后的值與電壓相位θ ν相加，求得下一個控制周期Tn+1的結(jié)束相位θν2。在步驟805中，利用相位檢索器437，在下一個控制周期Tn+1的期間，即在從開始相位θ vl到結(jié)束相位θ v2的范圍內(nèi)，基于存儲在存儲器中的相位信息表，算出上升沿相位 θ on和下降沿相位θ off。此時相位檢索器437進行ROM檢索。在ROM檢索中，基于步驟 801中獲取的調(diào)制度a，在步驟803中算出的電壓相位的范圍內(nèi)，利用預(yù)先存儲在ROM(未圖示)中的表，對規(guī)定開關(guān)的開時刻的上升沿相位，和規(guī)定開關(guān)關(guān)的時刻的下降沿相位進行檢索。將該ROM檢索所用的上升沿、下降沿相位表的例子用圖10表示。在這里，表示了對 MFl MFn的各調(diào)制度將上升沿相位和下降沿相位表格化的例子。步驟805中算出的上升沿相位θ on和下降沿相位θ off,向脈沖修正器438輸出。在步驟806中，利用脈沖運算器435內(nèi)的脈沖修正器438，對步驟805中算出的上升沿相位θ on和下降沿相位θ off，實施用于進行最小脈沖寬度限制和脈沖連續(xù)性補償?shù)拿}沖修正處理。然后，將脈沖修正后的上升沿相位θ on’和下降沿相位θ off’向脈沖輸出電路436輸出。該脈沖修正處理的具體內(nèi)容在后面詳細(xì)說明。通過基于控制周期的開始條件執(zhí)行以上說明的步驟801 806的處理，運算結(jié)果輸入到脈沖輸出電路436，從脈沖輸出電路436將脈沖信號送到切換器450。接著，對圖9的步驟806中執(zhí)行的脈沖修正處理進行說明。如上所述的脈沖修正處理，是為了在脈沖修正器438中對生成的PHM脈沖實施最小脈沖寬度限制和脈沖連續(xù)性補償而執(zhí)行的。所謂最小脈沖寬度限制，是指當(dāng)與步驟805中算出的上升沿相位θ on和下降沿相位θ off相應(yīng)的脈沖寬度不足最小脈沖寬度時，將該脈沖寬度作為最小脈沖寬度輸出。此時的最小脈沖寬度，根據(jù)作為開關(guān)元件的IGBT3^、330的響應(yīng)速度等決定。所謂脈沖連續(xù)性補償，是指當(dāng)在基于一個控制周期前的運算生成的脈沖波形與應(yīng)當(dāng)在目前的控制周期輸出的脈沖波形之間，脈沖模式(pattern)發(fā)生變化，這樣下去的話脈沖連續(xù)性無法保持時，將脈沖波形變化然后輸出，以保持脈沖連續(xù)性，或者不發(fā)生異常，或者特性不降低。另外，由于像這樣的脈沖模式的變化，因用于運算的輸入值的變化而發(fā)生，所以在由于外部擾動等主要原因而導(dǎo)致電動發(fā)電機192的狀態(tài)急劇變化時和切換控制模式時等特別容易發(fā)生。圖11表示當(dāng)不進行上述連續(xù)性補償時脈沖信號的脈沖模式發(fā)生變化的例子。在控制周期Tn-I中，通過上述方法算出上升沿相位θ on，在控制周期Tn中輸出脈沖信號Ila 的實線所示的信號。該脈沖信號Ila是控制周期Tn-I中已經(jīng)算出的結(jié)果，在控制周期Tn 的運算中無法更改。在控制周期Tn中，由于輸入?yún)?shù)與上一個控制周期相比發(fā)生變化，控制周期1 的運算結(jié)果相對于控制周期Tn-I的狀態(tài)發(fā)生變化。在圖11的例子中，基于控制周期Tn-I中的運算的脈沖信號11a，預(yù)定在控制周期Tn中取實線的值，并進一步在控制周期Tn+1的虛線部下降，下降位置預(yù)定在控制周期Tn中計算。但是，由于輸入?yún)?shù)的變化， 控制周期Tn中運算的結(jié)果變化為脈沖信號lib的波形，在通過控制周期Tn的運算無法控制的控制周期Tn中已經(jīng)變?yōu)橄陆祫幼?。像這樣，在輸入?yún)?shù)隨著電動發(fā)電機的狀態(tài)變化而變化等情況下，會產(chǎn)生在鄰接的控制周期間無法維持脈沖信號的連續(xù)性的問題。通過進行與控制周期Tn+1中產(chǎn)生的脈沖信號lib相關(guān)的運算的控制周期Tn中的運算，在圖11所示情況下，成為在下一個控制周期Tn+1中產(chǎn)生的脈沖信號lib的波形中不發(fā)生上升和下降的變化的結(jié)果。該脈沖信號11b，由于在控制周期Tn+1期間不存在上升沿相位θοη和下降沿相位θ 0ff，所以能夠不進行數(shù)據(jù)設(shè)定，或者能夠進行以下等操作，即， 新輸入比圖53的計數(shù)器510的最大值更大的值，實現(xiàn)不從比較器511產(chǎn)生上升和下降的定時脈沖的狀態(tài)。但是，在控制周期Tn中已經(jīng)輸出的脈沖波形Ila中，由于相位θ V1處不是關(guān) (OFF)(低電平)而是開(ON)(高電平)，所以實際從脈沖輸出電路436輸出的脈沖信號Ilc 中，本來應(yīng)該在控制周期Tn+1成為關(guān)(低電平)，但卻成為了開(高電平)，與運算結(jié)果不同，可能會輸出持續(xù)長時間高電平的異常的脈沖信號。例如，如果脈沖信號長時間持續(xù)高電平，就會發(fā)生開關(guān)元件的導(dǎo)通時間變得異常的長，電流值異常增大等問題，進一步會有損害安全性之虞。圖12表示為了解決跨越控制周期的脈沖信號的連續(xù)性的問題，進行脈沖信號的連續(xù)性補償時輸出的脈沖信號。此時，當(dāng)在控制周期Tn對下一個控制周期Tn+1的脈沖信號 12b進行運算時，確認(rèn)該脈沖信號12b的產(chǎn)生動作的開始位置——在本實施例中為控制周期的開始位置即相位θ Vl——的脈沖信號的電平的高低狀態(tài)，即作為開關(guān)元件的IGBT3^、 330的導(dǎo)通或關(guān)斷的控制狀態(tài)，與控制周期Tn的脈沖信號1 作比較。其結(jié)果，當(dāng)脈沖信號 12a與脈沖信號12b的信號電平(高或低)狀態(tài)在相位θ vl處不一致，在鄰接的控制周期的邊界處脈沖信號變得不連續(xù)時，進行修正處理。將修正處理后的脈沖信號表示為脈沖信號12c。進行強制使脈沖信號12c的電平(高或低)的狀態(tài)在相位θ vl處與上一個脈沖信號的電平(高或低)的狀態(tài)匹配(一致)的處理。由此，能夠解決由脈沖信號的不連續(xù)性導(dǎo)致的問題。前面已經(jīng)說過，在本說明書中脈沖信號的高電平代表二值信號的一個，是意味著使開關(guān)元件成為導(dǎo)通狀態(tài)的信號。另外，脈沖信號的低電平是二值信號的另一個，是意味著使開關(guān)元件成為關(guān)斷狀態(tài)的信號。脈沖信號的高電平和低電平，如上所述，意味著邏輯值的一個和另一個，不直接表示脈沖信號的實際電壓值是高還是低。
在圖12中，當(dāng)在向脈沖輸出電路436寫入新運算結(jié)果的時刻即相位Θν1處，脈沖信號1 是高電平，脈沖信號12b是低電平時，進行上述修正操作。在這種情況下，在相位 θ vl處進行使修正后的脈沖信號12c強制地成為低電平的操作。例如，將在相位θ vl處成為脈沖修正后的下降沿相位θ off’的數(shù)據(jù)，新設(shè)定到脈沖輸出電路436。另一方面，與圖12 的公開內(nèi)容相反地，當(dāng)在作為控制周期的切換部的相位θ vl處，脈沖信號1 是低電平，脈沖信號12b是高電平時，在相位θ vl處，使修正后的脈沖信號12d強制地成為高電平。此時，設(shè)定相位θ on’的數(shù)據(jù)，以使修正后的脈沖信號在相位θ vl處上升。另外，以使脈沖信號1 和脈沖信號12b的開關(guān)狀態(tài)通過相位θ vl處的數(shù)據(jù)設(shè)定而變得一致的方式進行修正，能夠解決因脈沖信號不連續(xù)導(dǎo)致的問題。在為了進行基于脈沖信號的連續(xù)性的補償控制而強制地改變脈沖信號的電平時， 優(yōu)選考慮逆變電路的死時間，以通過最小脈沖寬度限制來使該脈沖寬度不至小于最小脈沖寬度。圖13表示了滿足最小脈沖寬度限制的條件的脈沖信號的例子。脈沖信號13a表示在控制周期Tn-I算出的，在控制周期Tn的相位θ on的時刻上升的波形。該脈沖信號13a 的虛線部分是在控制周期Tn中算出的部分。在控制周期Tn的運算中，輸入?yún)?shù)相對于控制周期Tn-I發(fā)生變化，其結(jié)果是，控制周期Tn中的運算結(jié)果成為脈沖信號1 的虛線所示波形，與脈沖信號13a相比發(fā)生了變化。如果如圖12說明的那樣，在控制周期Tn+1開始時強制地使脈沖信號變化為低電平，則脈沖信號會成為脈沖信號13c的波形。脈沖信號的高電平的寬度變得非常短。如上所述，脈沖信號的高電平表示作為功率開關(guān)電路144的開關(guān)元件的IGBT的導(dǎo)通狀態(tài)。要想得到開關(guān)元件的正確的動作，需要以一定時間以上的寬度，對開關(guān)元件的柵極端子施加用于使開關(guān)元件導(dǎo)通的驅(qū)動信號。因此需要使上述脈沖信號的高電平寬度在規(guī)定的脈沖寬度以上。在脈沖信號13c無法滿足上述最小脈沖寬度的限制。在這樣的情況下，需要將脈沖信號的高電平的寬度擴大到最小脈沖寬度以上。脈沖信號13d是以使脈沖信號的高電平寬度在最小脈沖寬度以上的方式進行修正控制的例子。圖13是將脈沖信號的高電平寬度擴大到最小脈沖寬度以上的例子，但當(dāng)脈沖信號的低電平寬度非常短時也會產(chǎn)生問題。要想得到開關(guān)元件的正確的動作，如果開關(guān)元件的關(guān)斷時間較短，則無法得到正確的動作。若功率開關(guān)電路144的上下臂的串聯(lián)電路短路， 則會造成大事故。因此，需要使構(gòu)成串聯(lián)電路的上下臂中的一個處于關(guān)斷狀態(tài)。當(dāng)脈沖信號的低電平寬度非常短時，難以穩(wěn)定地關(guān)斷開關(guān)元件，有可能會導(dǎo)致串聯(lián)電路的短路事故。 因此，當(dāng)脈沖信號的低電平寬度較短時，進行將脈沖信號的低電平寬度擴大到規(guī)定時間以上的動作。將用于解決以上說明的跨越脈沖信號的控制周期時的問題的修正處理的步驟，用圖14的流程圖進行詳細(xì)的說明。該流程圖是用于解決圖11 圖13說明的課題的處理，作為控制周期Tn的運算處理中進行的脈沖信號的修正處理例進行說明。因此，圖14的流程圖中處理的運算結(jié)果，在控制周期Tn+1開始時輸入到脈沖輸出電路436，反映到控制周期 Tn+1中的脈沖信號的產(chǎn)生動作中。在步驟901中，脈沖修正器438判定在下一個控制周期Tn+1的期間內(nèi)是否存在圖 9的步驟805中由相位檢索器437算出的上升沿相位θ on。當(dāng)控制周期Tn+1的期間內(nèi)存在上升沿相位θ on時，前進至步驟902，當(dāng)不存在時前進至步驟907。在步驟902中，脈沖修正器438判定在下一個控制周期Tn+1的期間內(nèi)是否存在圖9的步驟805中由相位檢索器437算出的下降沿相位θ off。當(dāng)控制周期Τη+l的期間內(nèi)存在下降沿相位θ off時，前進至步驟903，當(dāng)不存在時前進至步驟905。在步驟903中，脈沖修正器438，判定與從上升沿相位θ on到下降沿相位θ off為止的期間或從下降沿相位θ off到上升沿相位θ on為止的期間所對應(yīng)的脈沖寬度ΔΤ，是否不足規(guī)定的最小脈沖寬度。另外，脈沖寬度△ T能夠通過求取上升沿相位θ on和下降沿相位θ off的相位差，并將該相位差除以電角速度core來求得。另外，最小脈沖寬度如上所述能夠根據(jù)作為開關(guān)元件的IGBT3^、330的響應(yīng)速度等預(yù)先決定。當(dāng)脈沖寬度ΔΤ不足最小脈沖寬度時前進至步驟904，當(dāng)為最小脈沖寬度以上時前進至步驟916。在步驟904中，脈沖修正器438將由相位檢索器437算出的脈沖消除。即，與從相位檢索器437輸出的上升沿相位θ on和下降沿相位θ off的值無關(guān)地，不將脈沖修正后的上升沿相位θ on’和下降沿相位θ off’的任何一個向脈沖輸出電路436輸出。由此，由脈沖輸出電路436生成的PHM脈沖信號在控制周期Τη+l的期間內(nèi)不發(fā)生變化，使作為開關(guān)元件的IGBT3^、330的導(dǎo)通或關(guān)斷的控制狀態(tài)得以維持。執(zhí)行步驟904后，前進至步驟916。在步驟905中，脈沖修正器438判定下一個控制周期Τη+l的開頭是否是關(guān)(OFF) 區(qū)域。當(dāng)是關(guān)區(qū)域時，即控制周期Tn中由相位檢索器437算出的脈沖信號在相位θ Vl處是關(guān)狀態(tài)時，前進至步驟906。另一方面，當(dāng)是開區(qū)域時，即控制周期Tn中由相位檢索器437 算出的脈沖信號在相位θ vl處是開狀態(tài)時，前進至步驟913。在步驟906中，脈沖修正器438使由相位檢索器437算出的脈沖在下一個控制周期Τη+l的開頭強制地下降。即，通過將相位θ vl新設(shè)定為脈沖修正后的下降沿相位 θ off’，能夠使由脈沖輸出電路436生成的PHM脈沖信號在控制周期Τη+l的開頭強制地變?yōu)殛P(guān)。由此，在脈沖修正器438中，在控制周期Tn的IGBT3^、330的關(guān)斷狀態(tài)和下一個控制周期 ι+l的IGBT3^、330的關(guān)斷狀態(tài)的關(guān)系變?yōu)椴贿B續(xù)關(guān)系時，追加IGBT3^、330的關(guān)斷控制。執(zhí)行步驟906后，前進至步驟913。在步驟907中，脈沖修正器438判定在下一個控制周期Τη+l的期間內(nèi)是否存在圖 9的步驟805中由相位檢索器437算出的下降沿相位θ off。當(dāng)控制周期Τη+l的期間內(nèi)存在下降沿相位θ off時前進至步驟908，當(dāng)不存在時前進至步驟910。在步驟908中，脈沖修正器438判定下一個控制周期Τη+l的開頭是否是開(ON)區(qū)域。當(dāng)是開區(qū)域時，即控制周期Tn中由相位檢索器437算出的脈沖信號在相位θ vl處是開狀態(tài)時，前進至步驟909。另一方面，當(dāng)是關(guān)區(qū)域時，即控制周期Tn中由相位檢索器437 算出的脈沖信號在相位θ vl處是關(guān)狀態(tài)時，前進至步驟913。在步驟909中，脈沖修正器438使由相位檢索器437算出的脈沖在下一個控制周期Τη+l的開頭強制地上升。即，通過將相位θ vl新設(shè)定為脈沖修正后的上升沿相位θοη’， 能夠使由脈沖輸出電路436生成的脈沖信號在控制周期Τη+l的開頭強制地變?yōu)殚_。由此， 在脈沖修正器438中，在控制周期Tn的IGBT3^、330的導(dǎo)通狀態(tài)和下一個控制周期Τη+l 的IGBT3^、330的導(dǎo)通狀態(tài)的關(guān)系變?yōu)椴贿B續(xù)關(guān)系時，追加進行IGBT3^、330的導(dǎo)通控制。 執(zhí)行步驟909后，前進至步驟913。在步驟910中，脈沖修正器438判定下一個控制周期Τη+l的開頭是否是開區(qū)域。 當(dāng)是開區(qū)域時，即控制周期Tn中由相位檢索器437算出的脈沖信號在相位θ vl處是開狀態(tài)時，前進至步驟911。另一方面，當(dāng)是關(guān)區(qū)域時，即控制周期Tn中由相位檢索器437算出的脈沖信號在相位θ vl處是關(guān)狀態(tài)時，前進至步驟912。在步驟911中，脈沖修正器438與步驟909同樣地，使由相位檢索器437算出的脈沖在下一個控制周期Τη+1的開頭強制地上升。即，通過將相位θ vl新設(shè)定為脈沖修正后的上升沿相位θ οη’，能夠使由脈沖輸出電路436生成的PHM脈沖信號在控制周期Τη+1的開頭強制地變?yōu)殚_。由此，在脈沖修正器438中，在控制周期Tn的IGBT3^、330的導(dǎo)通狀態(tài)和下一個控制周期Τη+1的IGBT3^、330的導(dǎo)通狀態(tài)的關(guān)系變?yōu)椴贿B續(xù)關(guān)系時，追加進行 IGBT328.330的導(dǎo)通控制。執(zhí)行步驟911后，前進至步驟913。在步驟912中，脈沖修正器438與步驟906同樣地，使由相位檢索器437算出的脈沖在下一個控制周期Τη+1的開頭強制地下降。即，通過將相位θ vl新設(shè)定為脈沖修正后的下降沿相位θ off，，能夠使由脈沖輸出電路436生成的PHM脈沖信號在控制周期Τη+1的開頭強制地變?yōu)殛P(guān)。由此，在脈沖修正器438中，在控制周期Tn的IGBT3^、330的關(guān)斷狀態(tài)和下一個控制周期Τη+1的IGBT3^、330的關(guān)斷狀態(tài)的關(guān)系變?yōu)椴贿B續(xù)關(guān)系時，追加進行 IGBT328.330的關(guān)斷控制。執(zhí)行步驟912后，前進至步驟913。在步驟913中，脈沖修正器438，將上一個控制周期Tn-I中算出的脈沖修正后的上升沿相位θ on’或下降沿相位θ off’的信息作為上次值獲取，基于該上次值計算強制切換時的脈沖寬度。即，求得步驟906、909、911或912中作為這一次的脈沖修正后的上升沿相位θ on’或下降沿相位θ off’新設(shè)定的相位θ vl，與上次值的上升沿相位θ οη’或下降沿相位θ off’的相位差，通過將該相位差除以電角速度core計算強制切換時的脈沖寬度。 另外，上次值的上升沿相位θοη’或下降沿相位θο Τ’的信息，通過后述的步驟917中保存的數(shù)據(jù)獲取。當(dāng)作為上次值的上升沿相位θ οη’或下降沿相位off’保存多個相位值時， 獲取其中離相位θ vl最近的值。在步驟914中，脈沖修正器438判定步驟913中計算出的強制切換時的脈沖寬度是否不足最小脈沖寬度。其中，最小脈沖寬度采用與步驟903的判定中使用的相同的脈沖寬度。當(dāng)強制切換時的脈沖寬度不足最小脈沖寬度時，前進至步驟915，當(dāng)在最小脈沖寬度以上時，前進至步驟916。在步驟915中，脈沖修正器438使步驟913中計算出的強制切換時的脈沖寬度設(shè)定為最小脈沖寬度。即，將步驟906、909、911或912中設(shè)定的這一次的脈沖修正后的上升沿相位θοη’或下降沿相位Θο Τ’的值，從作為其初始設(shè)定值的θ vl起變更為對上次值的上升沿相位θ οη’或下降沿相位Θο Τ’加上相當(dāng)于最小脈沖寬度的相位值而得的值。由此，在脈沖修正器438中，將強制切換時的脈沖寬度限制為不會不足最小脈沖寬度。另外，當(dāng)步驟906、909、911和912都不執(zhí)行時，也可以省略步驟913 915的各處理。在步驟916中，脈沖修正器438將通過上述各處理最終決定的脈沖修正后的上升沿相位θοη’或下降沿相位θ off’向脈沖輸出電路436輸出。即，當(dāng)步驟903中判定為脈沖寬度ΔΤ在最小脈沖寬度以上時，將來自相位檢索器437的上升沿相位θ on和下降沿相位θ off保持原樣作為脈沖修正后的上升沿相位θ on’和下降沿相位θ off’輸出。另外， 通過步驟906、909、911或912，設(shè)定了使脈沖強制地上升或下降時的脈沖修正后的上升沿相位θοη’或下降沿相位Θο Τ’的值時，將該設(shè)定值輸出。但是，在通過執(zhí)行步驟915更改了設(shè)定值時，將該更改后的設(shè)定值輸出。
在步驟917中，脈沖修正器438，將步驟916中輸出的脈沖修正后的上升沿相位 θ on’或下降沿相位θ off’的值保存到未圖示的存儲器中。當(dāng)在下一個控制周期Tn+1中執(zhí)行圖14的流程圖時，作為上次值獲取該保存的值。通過以上說明的步驟901 917，在脈沖修正器438中進行脈沖修正處理。將由上述脈沖修正處理輸出的脈沖信號的例子用圖15 圖22分別表示。圖15表示的是在圖14的流程圖中依次執(zhí)行步驟901、902、903和904的各處理時的脈沖信號的例子，即圖14的①-②-③-④的處理。在這種情況下，在控制周期Tn中，例如輸出脈沖信號15a。該脈沖信號1 基于控制周期Tn-I中的運算，無法在控制周期Tn中更改。在控制周期Tn中，進行對下一個控制周期Tn+1的脈沖信號15b的預(yù)測運算。如果在步驟903中判定為該脈沖信號15b的脈沖寬度△ T比最小脈沖寬度窄，則在步驟904中將該脈沖消除。 其結(jié)果是，實際輸出的基于修正運算的脈沖信號成為脈沖信號15c，脈沖信號的高電平部分被消除。通過這樣的方式，抑制具有最小脈沖寬度以下的高電平寬度(開關(guān)元件的導(dǎo)通寬度)的脈沖信號的產(chǎn)生。圖16表示在圖14的流程圖中依次執(zhí)行了步驟901、902、903的各處理，不進行步驟904的處理時的脈沖信號的例子，即圖14的①-②-③-⑤的處理。在這種情況下，在控制周期Tn中，例如輸出脈沖信號16a。該脈沖信號16a基于控制周期Tn-I中的預(yù)測運算， 無法在控制周期Tn中更改。在控制周期Tn中，對下一個控制周期Tn+1的脈沖信號16b進行運算。如果在步驟903中判定為該脈沖信號16b的脈沖寬度ΔΤ在最小脈沖寬度以上， 則不執(zhí)行步驟904。其結(jié)果是，脈沖信號16b保持原樣作為修正后的脈沖信號16c輸出。圖17表示在圖14的流程圖中依次執(zhí)行了步驟901、902、905和906的各處理時的脈沖信號的例子，即圖14的①-②-⑥-⑦的處理。在這種情況下，在控制周期Tn中，例如輸出脈沖信號17a。該脈沖信號17a基于控制周期Tn-I中的運算，無法在控制周期Tn中更改。在控制周期Tn中，進行對下一個控制周期Tn+1的脈沖信號17b的預(yù)測運算。根據(jù)該脈沖信號17b，如果在步驟905中判定控制周期Tn+1的開始時刻的相位θ V1是關(guān)狀態(tài) (低電平狀態(tài))，則在步驟906中新對脈沖輸出電路436設(shè)定用于使相位θ vl為脈沖修正后的下降沿相位θ off’的數(shù)據(jù)。其結(jié)果是，實際輸出的基于修正運算的脈沖信號成為脈沖信號17c所示波形。使該脈沖信號17c在控制周期Tn+1的開始時刻強制地下降。如此，能夠通過修正處理解決脈沖信號的高電平狀態(tài)異常地長時間持續(xù)的課題。圖18表示在圖14的流程圖中依次執(zhí)行了步驟901、902、905的各處理，不進行步驟906時的脈沖信號的例子，即圖14的①-②-⑥-⑧的處理。在這種情況下，在控制周期Tn中，例如輸出脈沖信號18a。該脈沖信號18a基于控制周期Tn-I中的運算，無法在控制周期Tn中更改。在控制周期Tn中，對下一個控制周期Tn+1的脈沖信號18b進行運算。 根據(jù)該脈沖信號18b，如果在步驟905中判定為控制周期Tn+1的開始時刻的相位θ vl是開狀態(tài)(高電平狀態(tài))，則不執(zhí)行步驟906。其結(jié)果是，脈沖信號18b保持原樣作為修正處理后的脈沖信號18c輸出。圖19表示在圖14的流程圖中依次執(zhí)行了步驟901、907、908和909的各處理時的脈沖信號的例子，即圖14的①-⑨-⑩- 的處理。在這種情況下，在控制周期Tn中，例如輸出脈沖信號19a。該脈沖信號19a基于控制周期Tn-I中的運算，無法在控制周期Tn中更改。在控制周期Tn中，對下一個控制周期Tn+1的脈沖信號19b進行運算。根據(jù)該脈沖信號19b，如果在步驟908中判定為控制周期Tn+1的開始時刻的相位θ vl是開狀態(tài)(高電平狀態(tài))，則在步驟909中將相位θ vl作為脈沖修正后的上升沿相位θ οη’在脈沖輸出電路436中設(shè)定新數(shù)據(jù)。其結(jié)果是，實際輸出的修正處理后的脈沖信號19c，在控制周期Tn+1 的開始時刻強制地上升。如此，能夠使脈沖信號接近基于新參數(shù)的處理結(jié)果，使控制性得以改善。圖20表示在圖14的流程圖中依次執(zhí)行了步驟901、907和908的各處理，不進行步驟909時的脈沖信號的例子，即圖14的①-⑨-⑩-◎的處理。在這種情況下，在控制周期Tn中，例如輸出脈沖信號20a。該脈沖信號20a基于控制周期Tn-I中的運算，無法在控制周期Tn中更改。在控制周期Tn中，對下一個控制周期Tn+1的脈沖信號20b進行運算。 根據(jù)該脈沖信號20b，如果在步驟908中判定為控制周期Tn+1的開始時刻的相位θ vl是關(guān)狀態(tài)(低電平狀態(tài))，則在不執(zhí)行步驟909。其結(jié)果是，脈沖信號20b保持原樣作為修正后的脈沖信號20c輸出。圖21表示在圖14的流程圖中依次執(zhí)行了步驟901、907、910和911的各處理時的脈沖信號的例子，即圖14的①-⑨-Θ的處理。在這種情況下，在控制周期Tn中，例如輸出脈沖信號21a。該脈沖信號21a基于控制周期Tn-I中的運算，無法在控制周期Tn中更改。在控制周期Tn中，對下一個控制周期Tn+1的脈沖信號21b進行運算。根據(jù)該脈沖信號21b，如果在步驟910中判定為控制周期Tn+1的開始時刻的相位θ vl是開狀態(tài)，則在步驟911中將相位θ vl作為脈沖修正后的上升沿相位θ οη’在脈沖輸出電路436中新設(shè)定數(shù)據(jù)。其結(jié)果是，實際輸出的修正處理后的脈沖信號21c，在控制周期Tn+1的開始時刻強制地上升。通過這樣的方式，能夠使脈沖信號接近基于新參數(shù)的運算結(jié)果，使控制性得以改
口 ο圖22表示在圖14的流程圖中依次執(zhí)行了步驟901、907、910和912的各處理時的脈沖信號的例子，即圖14的①-⑨-◎的處理。在這種情況下，在控制周期Tn中，例如輸出脈沖信號22a。該脈沖信號2 基于控制周期Tn-I中的運算，無法在控制周期Tn中更改。在控制周期Tn中，對下一個控制周期Tn+1的脈沖信號22b進行運算。根據(jù)該脈沖信號22b，如果在步驟910中判定為控制周期Tn+1的開始時刻的相位θ vl是關(guān)狀態(tài)(低電平狀態(tài))，則在步驟912中將相位θ vl作為脈沖修正后的下降沿相位θ off’在脈沖輸出電路 436中新設(shè)定數(shù)據(jù)。其結(jié)果是，實際輸出的修正后的脈沖信號22c，在控制周期Tn+1的開始時刻強制地下降。通過這樣的方式，能夠改善脈沖信號的高電平狀態(tài)異常地長時間持續(xù)，流過開關(guān)元件的電流異常地增大的課題。接著，對脈沖修正前的相位檢索器的運算方法即脈沖信號的上升沿相位和下降沿相位的決定方法進行說明。圖10的表所示的上升沿相位和下降沿相位的相位，能夠通過以下式( (8)所示行列式預(yù)先運算。在這里，作為一例，列舉消除3次、5次、7次諧波成分的情況。作為消除的高次諧波次數(shù)，指定3次、5次、7次諧波成分，進行如下的矩陣運算。在這里對3次、5次、7次的消除次數(shù)生成如式(5)的行向量。[X1 x2 X3] =31/2 [V3 k2/5 k3/7]......(5)式(5)的右邊括號內(nèi)的各元素為kl/3、k2/5、k3/7。kl、k2、k3可以選擇任意的奇數(shù)。但是，不能選擇kl = 3、9、15，k2 = 5、15、25，k3 = 7、21、；35等。在該條件下，3次、5次、7次的成分被完全消除。上式的一般性地表述為設(shè)分母的值為要消除的高次諧波次數(shù)，設(shè)分子的值為除了分母的奇數(shù)倍以外的任意的奇數(shù)，由此能夠確定式(5)的各元素的值。此處在式(5)的示例中，因為消除次數(shù)為三種(3次、5次、7次)，所以行矢量的元素數(shù)為三個。同樣，能夠?qū)?N種消除次數(shù)設(shè)定元素數(shù)為N的行矢量，確定各元素的值。另外，在式(5)中，還可以通過使各元素的分子和分母的值為上述情況以外的值， 從而將該譜(spectrum)整形而不是消除高次諧波成分。因此，在以譜整形而不是以消除高次諧波成分為主要目的的情況下，也可以任意選擇各元素的分子和分母的值。該情況下，分子和分母的值不一定需要為整數(shù)，但是作為分子的值不能選擇分母的奇數(shù)倍。此外，分子和分母的值不需要為常數(shù)，可以為隨時間變化的值。如上所述，在通過分母和分子的組合來確定其值的元素為三個的情況下，能夠如式(5)所示設(shè)定3列的矢量。同樣，能夠設(shè)定通過分母和分子的組合來確定其值的元素數(shù)為N的矢量，即N列的矢量。以下，將該N列的矢量稱為高次諧波基準(zhǔn)相位矢量。在高次諧波基準(zhǔn)相位矢量如式( 所示為3列的矢量的情況下，將該高次諧波基準(zhǔn)相位矢量轉(zhuǎn)置，進行式(6)的運算。其結(jié)果，獲得Sl S4的脈沖基準(zhǔn)角度。脈沖基準(zhǔn)角度Sl S4為表示電壓脈沖的中心位置的參數(shù)，用于與后述的三角波載波進行比較。像這樣，在脈沖基準(zhǔn)角度為4個(Si S4)的情況下，一般而言，線電壓每一個周期的脈沖數(shù)為16個。
權(quán)利要求
1.一種電力變換裝置，其特征在于，包括功率開關(guān)電路，具有多個將上臂用的開關(guān)元件和下臂用的開關(guān)元件串聯(lián)連接而成的串聯(lián)電路，接受直流電力產(chǎn)生交流電力；控制電路，基于輸入信息按規(guī)定的控制周期反復(fù)運算所述開關(guān)元件的狀態(tài)，并根據(jù)該運算結(jié)果，產(chǎn)生用于以基于由所述功率開關(guān)電路產(chǎn)生的交流輸出的相位的時序?qū)λ鲩_關(guān)元件的導(dǎo)通或關(guān)斷進行控制的控制信號；和驅(qū)動電路，基于來自所述控制電路的控制信號，產(chǎn)生用于使所述開關(guān)元件導(dǎo)通或關(guān)斷的驅(qū)動信號，其中，所述控制電路，在基于所述輸入信息運算出的一個控制周期中所述開關(guān)元件的狀態(tài)和下一個控制周期中所述開關(guān)元件的狀態(tài)的關(guān)系成為不連續(xù)的關(guān)系時，基于所述一個控制周期中所述開關(guān)元件的狀態(tài)和所述下一個控制周期中所述開關(guān)元件的狀態(tài)，在所述下一個控制周期中追加進行使所述開關(guān)元件導(dǎo)通或關(guān)斷的控制。
2.如權(quán)利要求1所述的電力變換裝置，其特征在于所述控制電路，當(dāng)所述一個控制周期的結(jié)尾處的所述開關(guān)元件的狀態(tài)是導(dǎo)通狀態(tài)，所述下一個控制周期的開頭處的所述開關(guān)元件的狀態(tài)是關(guān)斷狀態(tài)時，在所述下一個控制周期中，追加進行使所述開關(guān)元件關(guān)斷的控制。
3.如權(quán)利要求1或2所述的電力變換裝置，其特征在于所述控制電路，當(dāng)所述一個控制周期的結(jié)尾處的所述開關(guān)元件的狀態(tài)是關(guān)斷狀態(tài)，所述下一個控制周期的開頭處的所述開關(guān)元件的狀態(tài)是導(dǎo)通狀態(tài)時，在所述下一個控制周期中，追加進行使所述開關(guān)元件導(dǎo)通的控制。
4.如權(quán)利要求1或2所述的電力變換裝置，其特征在于所述控制電路，當(dāng)相應(yīng)于自所述一個控制周期中最后切換所述開關(guān)元件的狀態(tài)的時刻起至所述下一個控制周期的開頭為止的時間的脈沖寬度在規(guī)定的最小脈沖寬度以上時，在所述下一個控制周期的開頭，追加進行使所述開關(guān)元件導(dǎo)通或關(guān)斷的控制，當(dāng)相應(yīng)于自所述一個控制周期中最后切換所述開關(guān)元件的狀態(tài)的時刻起至所述下一個控制周期的開頭為止的時間的脈沖寬度不足所述最小脈沖寬度時，在所述下一個控制周期的與開頭錯開的時刻，追加進行使所述開關(guān)元件導(dǎo)通或關(guān)斷的控制。
5.如權(quán)利要求1或2所述的電力變換裝置，其特征在于所述控制電路，當(dāng)所述運算結(jié)果的脈沖寬度不足規(guī)定的最小脈沖寬度時，消除該脈沖來產(chǎn)生所述控制信號。
6.如權(quán)利要求1或2所述的電力變換裝置，其特征在于所述功率開關(guān)電路，產(chǎn)生具有U相、V相和W相的三相交流電力，為了產(chǎn)生所述相間的交流電壓，從所述驅(qū)動電路對所述功率開關(guān)電路，供給表示基于所述交流電壓的相位角0 π的開關(guān)時序的驅(qū)動信號，并且將表示與所述基于相位角0 JI的開關(guān)時序相同的開關(guān)時序的信號，以相位角η 的相位供給到所述功率開關(guān)電路。
7.如權(quán)利要求1或2所述的電力變換裝置，其特征在于所述控制電路，在要除去的高次諧波的種類存在多個的第一高次諧波除去控制中，產(chǎn)生對基于要除去的所述高次諧波確定的交流波形的每半周期的開關(guān)動作進行控制的第一控制信號，并將其供給到所述驅(qū)動電路，所述控制電路，在要除去的高次諧波的種類比第一高次諧波除去控制多的的第二高次諧波除去控制中，產(chǎn)生對基于要除去的所述高次諧波確定的交流波形的每半周期的開關(guān)動作進行控制的第二控制信號，并將其供給到所述驅(qū)動電路，通過所述驅(qū)動電路的控制，所述功率開關(guān)電路，進行所述第二高次諧波除去控制的每半周期的開關(guān)次數(shù)比所述第一高次諧波除去控制的每半周期的開關(guān)次數(shù)多的開關(guān)動作。
8.如權(quán)利要求1或2所述的電力變換裝置，其特征在于 基于規(guī)定的條件切換下述模式PHM控制模式，根據(jù)電角度，交替地形成在不同的相上使所述上臂用的開關(guān)元件和所述下臂用的開關(guān)元件分別導(dǎo)通而從所述直流電源向所述電動機供給電流的第一期間，和在全相上使所述上臂用的開關(guān)元件與所述下臂用的開關(guān)元件中的任一者導(dǎo)通而用蓄積于所述電動機的能量維持扭矩的第二期間；和正弦波PWM控制模式，根據(jù)基于正弦波指令信號和載波的比較結(jié)果而確定的脈沖寬度，使所述開關(guān)元件導(dǎo)通，由此從所述直流電源向所述電動機供給電流。
9.如權(quán)利要求1或2所述的電力變換裝置，其特征在于根據(jù)電角度，交替地形成在不同的相上使所述上臂用的開關(guān)元件和所述下臂用的開關(guān)元件分別導(dǎo)通而從所述直流電源向所述電動機供給電流的第一期間，和在全相上使所述上臂用的開關(guān)元件與所述下臂用的開關(guān)元件中的任一者導(dǎo)通而用蓄積于所述電動機的能量維持扭矩的第二期間，通過使所述第一期間的長度根據(jù)調(diào)制度變化，使流過所述電動機的交流電流的高次諧波成分變化為期望的值，當(dāng)所述調(diào)制度最大時，進行按所述電動機的每一轉(zhuǎn)使各相的所述開關(guān)元件各自導(dǎo)通和關(guān)斷一次的矩形波控制。
全文摘要
本發(fā)明提供一種電力變換裝置。電力變換裝置的控制電路，在基于輸入信息計算出的一個控制周期中開關(guān)元件的狀態(tài)和下一個控制周期中開關(guān)元件的狀態(tài)的關(guān)系成為不連續(xù)的關(guān)系時，基于一個控制周期中開關(guān)元件的狀態(tài)和下一個控制周期中開關(guān)元件的狀態(tài)，在下一個控制周期中追加進行使開關(guān)元件導(dǎo)通或關(guān)斷的控制。
文檔編號H02P27/10GK102237816SQ20111004386
公開日2011年11月9日 申請日期2011年2月18日 優(yōu)先權(quán)日2010年4月28日
發(fā)明者三井利貞, 古川公久, 大山和人, 神谷昭范, 西口慎吾 申請人:株式會社日立制作所