專利名稱：一種無軸承同步磁阻電機無傳感器控制器及其控制方法
技術領域：
本發(fā)明屬于電力傳動控制設備的技術領域，是一種無軸承同步磁阻電機無傳感器控制器及其控制方法，對無軸承同步磁阻電機的無傳感器運行進行高性能的穩(wěn)定控制。
背景技術：
無軸承同步磁阻電機能滿足現(xiàn)代工業(yè)對高速度、無潤滑、無摩擦、免維修的高性能驅(qū)動電機的要求，它是一種既具有磁軸承優(yōu)良性能，又兼?zhèn)渫酱抛桦姍C特點的新型電機。 同傳統(tǒng)無軸承電機相比，無軸承同步磁阻電機具有諸多優(yōu)勢轉子上省略了永磁體，也無勵磁繞組，結構簡單，運行可靠，成本低，還因其可以實現(xiàn)很高的凸極比，從而同時具有高轉矩密度、快速動態(tài)響應、低轉矩脈動、低損耗、高功率因數(shù)等優(yōu)點，更加適合高速及高精度等特殊應用領域。無軸承同步磁阻電機包括轉矩繞組和懸浮力繞組兩套繞組，無軸承同步磁阻電機的控制系統(tǒng)由轉矩控制系統(tǒng)和懸浮力控制系統(tǒng)兩個子系統(tǒng)組成。對于轉矩控制系統(tǒng)，轉速傳感器要檢測轉子轉速，與給定值進行比較后送入控制系統(tǒng)產(chǎn)生轉矩命令電流。對于懸浮力控制系統(tǒng)，位移傳感器要得到轉子位置檢測值，與給定值進行比較后送入控制系統(tǒng)產(chǎn)生懸浮力命令電流。傳統(tǒng)的電機控制多采用傳感器采集信息進行反饋比較控制，轉速測量裝置多采用光電編碼盤等機械式的速度傳感器，轉子位置測量裝置通常采用電渦流傳感器進行檢測，這些傳感器增加了控制系統(tǒng)重量和成本，易受干擾，降低了系統(tǒng)可靠性，不便于安裝與維護，不適用于惡劣環(huán)境。而且當無軸承同步磁阻電機運行在高速、超高速狀態(tài)下，機械式傳感器已不能滿足系統(tǒng)性能要求。因此，無速度和無徑向位移傳感器技術成為解決這一問題的有效手段。對無軸承同步磁阻電機的無傳感器運行控制必將成為無軸承同步磁阻電機研究的一個重要方面，但目前還未見對無軸承同步磁阻電機無速度傳感器運行方面的研究報道。無傳感器控制就是利用電機繞組中容易測量的非位移、轉速信息，配合以適當?shù)乃惴▉慝@得位移、轉速信息，實現(xiàn)無物理傳感器的高性能控制。目前對于普通電機控制，已有很多關于無傳感器的研究方法反電動勢法、模型參考自適應法、擴展的卡爾曼濾波法、 高頻諧波信號注入法等。反電動勢法方法簡單，但是很大程度上依賴于參數(shù)的精確度；基于電壓電流的模型參考自適應法因存在純積分環(huán)節(jié)，辨識準確性差，且受定子電阻影響，低速時不穩(wěn)定；基于反電勢的模型參考自適應法可解決純積分問題，但速度過零點時辨識誤差大；基于瞬時無功模型的模型參考自適應法不受定子電阻影響，但速度給定為負階躍時轉速不穩(wěn)定；擴展的卡爾曼濾波法運用最小方差最優(yōu)預測估計法削弱隨機干擾和測量噪聲， 但算法復雜，參數(shù)配置缺乏一定的標準，運算量很大；高頻諧波信號注入法估計速度，可提高其低速性能，但受電機負載影響較大。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是為了能實現(xiàn)無軸承同步磁阻電機的無傳感器穩(wěn)定控制，提高無軸承同步磁阻電機的工作性能，擴大無軸承同步磁阻電機的應用而提供一種結構簡單、性能優(yōu)良的無軸承同步磁阻電機無傳感器控制器，同時提供一種簡單方便、快速準確的無軸承同步磁阻電機無傳感器控制器的控制方法。本發(fā)明無軸承同步磁阻電機無傳感器控制器采用的技術方案是由電流采樣和轉換單元、最小二乘支持向量機預測模型、線性閉環(huán)控制器和并聯(lián)的第一、第二擴展的電流滯環(huán)PWM逆變器組成，線性閉環(huán)控制器由1個轉速控制器和2個徑向位置控制器組成，2個徑向位置控制器分別串接于第一擴展的電流滯環(huán)PWM逆變器之前，1個轉速控制器串接于第二擴展的電流滯環(huán)PWM逆變器之前；第一、第二擴展的電流滯環(huán)PWM逆變器分別串接于無軸承同步磁阻電機的懸浮力繞組子系統(tǒng)、轉矩繞組子系統(tǒng)之前；第一、第二擴展的電流滯環(huán) PWM逆變器的輸出分別連接電流采集和轉換單元的輸入，電流采集和轉換單元的輸出連接最小二乘支持向量機預測模型，最小二乘支持向量機預測模型輸出預測信號，預測信號分別與無軸承同步磁阻電機給定參考值比較后輸入線性閉環(huán)控制器。進一步地，所述的電流采集和轉換單元由并聯(lián)的第一路采集轉換轉矩繞組電流單元和第二路采集轉換懸浮力繞組單元組成，第一路采集轉換轉矩繞組電流單元由第一霍爾電流傳感器、第三Clark變換、第三Park變換依次串接組成；第二路采集轉換懸浮力繞組單元由第二霍爾電流傳感器、第四Clark變換、第四Park變換依次串接組成；第一、第二擴展的電流滯環(huán)PWM逆變器2的輸出分別連接第一、第二霍爾電流傳感器。所述支持向量機預測模型由2個最小二乘支持向量機2階預測模型和1個最小二乘支持向量機1階預測模型組成，是由內(nèi)積函數(shù)定義的非線性變換將輸入向量映射到高維特征空間的模型，且由采集的系統(tǒng)輸入輸出數(shù)據(jù)處理后得到的原始訓練樣本集、并依據(jù)最小二乘支持向量機的辨識學習能力對訓練樣本集進行離線訓練得到。本發(fā)明無軸承同步磁阻電機無傳感器控制器的控制方法的技術方案是具有如下步驟:A、由第一擴展的電流滯環(huán)PWM逆變器的輸出電流iw,ilv, 輸入懸浮力繞組子系統(tǒng)， 作為三相懸浮力繞組子系統(tǒng)的驅(qū)動控制電流。由第二擴展的電流滯環(huán)PWM逆變器的輸出電 ii2U，i2V, ii輸入轉矩繞組子系統(tǒng)，作為三相轉矩繞組子系統(tǒng)的驅(qū)動控制電流；B、由電流采樣和轉換單元的第一、第二霍爾電流傳感器分別采集所述輸出電流ilff，和i2「， i2ir,生成最小二乘支持向量機預測模型的輸入電流、，iq, ix, iy ；C、最小二乘支持向量機預測模型根據(jù)該輸入電流id，iq, ix, iy輸出無軸承同步磁阻電機的預測轉速量^和預測徑向位移量^、^ ；D、最小二乘支持向量機預測模型將輸出的預測徑向位移量^、^和預測轉速量 分別與無軸承同步磁阻電機的給定徑向位移量Z、/和給定轉速量乍差比較，比較結果作為線性閉環(huán)控制器的輸入信號；E、線性閉環(huán)控制器根據(jù)比較結果產(chǎn)生懸浮力繞組的控制電流分量參考值i/和i/、轉矩繞組的控制電流分量參考值i:和i/4個電流控制信號，將這4個電流信號輸入到第一、第二擴展的電流滯環(huán)逆變器，分別產(chǎn)生懸浮力繞組子系
統(tǒng)的輸入電流％、^ir和￥，轉矩繞
組子系統(tǒng)的輸入電流、i2F,由轉矩繞組子系統(tǒng)輸出轉速量『，由懸浮力繞組子系統(tǒng)
輸出徑向位移量z、_F，實現(xiàn)對無軸承同步磁阻電機無傳感器控制。本發(fā)明大大簡化了控制系統(tǒng)，降低了控制系統(tǒng)成本，克服了傳統(tǒng)有傳感器運行方式中存在的一系列缺點，而且簡單方便、快速準確，使得無軸承同步磁阻電機能夠?qū)崿F(xiàn)在全速范圍內(nèi)穩(wěn)定運行，并且具有很好的抗干擾動性能和優(yōu)良的魯棒性，實現(xiàn)無軸承同步磁阻電機無傳感器方式的穩(wěn)定懸浮運行，其優(yōu)點在于
1.無軸承同步磁阻電機既具有磁軸承的優(yōu)良性能，又兼?zhèn)渫酱抛桦姍C的特點。同傳統(tǒng)無軸承電機相比，無軸承同步磁阻電機具有諸多優(yōu)勢轉子上省略了永磁體，也無勵磁繞組，結構簡單，運行可靠，成本低，還因其可以實現(xiàn)很高的凸極比，從而同時具有高轉矩密度、快速動態(tài)響應、低轉矩脈動、低損耗、高功率因數(shù)等優(yōu)點，更加適合高速及高精度等特殊應用領域。2.無傳感器技術簡化了控制系統(tǒng)，降低了控制系統(tǒng)成本，克服了傳統(tǒng)有傳感器運行方式中存在的一系列缺點，而且簡單方便、快速準確，使得無軸承同步磁阻電機能夠?qū)崿F(xiàn)在全速范圍內(nèi)穩(wěn)定運行，并且具有很好的抗干擾性能和優(yōu)良的魯棒性。3.利用最小二乘支持向量機理論，理論依據(jù)扎實清晰，克服了神經(jīng)網(wǎng)絡和模糊技術的維數(shù)災難、局部最小及過擬合等問題，性能明顯優(yōu)于神經(jīng)網(wǎng)絡。相比于支持向量機，最小二乘支持向量機采用等式約束替代不等式約束，求解過程轉化為線性問題，極大減少了支持向量機中由于求解二次規(guī)劃問題帶來的計算復雜度。4.利用最小二乘支持向量機實現(xiàn)無傳感器技術，克服了其他方法的諸多缺點，比如反電動勢法方法簡單，但是很大程度上依賴于參數(shù)的精確度；基于電壓電流的模型參考自適應法因存在純積分環(huán)節(jié)，辨識準確性差，且受定子電阻影響，低速時不穩(wěn)定；基于反電勢的模型參考自適應法可解決純積分問題，但速度過零點時辨識誤差大；基于瞬時無功模型的模型參考自適應法不受定子電阻影響，但速度給定為負階躍時轉速不穩(wěn)定；擴展的卡爾曼濾波法運用最小方差最優(yōu)預測估計法削弱隨機干擾和測量噪聲，但算法復雜，參數(shù)配置缺乏一定的標準，運算量很大；高頻諧波信號注入法估計速度，可提高其低速性能，但受電機負載影響較大。


下面結合附圖和具體實施方式
對本發(fā)明作進一步具體說明 圖1是無軸承同步磁阻電機總體控制結構框圖2是擴展的電流滯環(huán)PWM逆變器結構示意圖； 圖3是支持向量機原理結構示意圖； 圖4是最小二乘支持向量機預測模型5結構示意圖中1.無軸承同步磁阻電機；2、3.第一、第二擴展的電流滯環(huán)PWM逆變器；4.電流采樣和轉換單元；5.最小二乘支持向量機預測模型；6.線性閉環(huán)控制器；7.復合被控對象； 11.懸浮力繞組子系統(tǒng)；12.轉矩繞組子系統(tǒng)；21.第一 Park逆變換；22.第一 Clark逆變換；23.第一電流滯環(huán)PWM逆變器；31.第二 Park逆變換；32.第二 Clark逆變換；33.第二電流滯環(huán)PWM逆變器；41.第一霍爾電流傳感器；42.第二霍爾電流傳感器；43.第三Clark 變換；44.第四Clark變換；45.第三Park變換；46.第四Park變換；51、52.最小二乘支持向量機2階預測模型；53.最小二乘支持向量機1階預測模型；61、62.徑向位置控制器； 63.轉速控制器。
具體實施例方式
6
如圖1所示，本發(fā)明無軸承同步磁阻電機無傳感器控制器由電流采樣和轉換單元 4、最小二乘支持向量機預測模型5、線性閉環(huán)控制器6和并聯(lián)的第一、第二擴展的電流滯環(huán) PWM逆變器2、3共同構成，其中，線性閉環(huán)控制器6由1個轉速控制器63和2個徑向位置控制器61、62組成，2個徑向位置控制器61、62分別串接在第一擴展的電流滯環(huán)PWM逆變器2 之前，1個轉速控制器63串接在第二擴展的電流滯環(huán)PWM逆變器3之前。第一和第二兩個擴展的電流滯環(huán)PWM逆變器2、3和無軸承同步磁阻電機1共同組成復合被控對象7;無軸承同步磁阻電機1由懸浮力繞組子系統(tǒng)11和轉矩繞組子系統(tǒng)12組成。第一擴展的電流滯環(huán) PWM逆變器2串接在無軸承同步磁阻電機1的懸浮力繞組子系統(tǒng)11之前，第二擴展的電流滯環(huán)PWM逆變器3串接在轉矩繞組子系統(tǒng)12之前。第一、第二擴展的電流滯環(huán)PWM逆變器 2、3的輸出分別連接電流采集和轉換單元4的輸入，電流采集和轉換單元4的輸出連接最小二乘支持向量機預測模型5，即將支持向量機預測模型5置于電流采樣與轉換單元4之前， 最小二乘支持向量機預測模型5輸出預測信號，預測信號分別與給定參考值比較后輸入線性閉環(huán)控制器6。
電流采集和轉換單元4由并聯(lián)的第一路采集轉換轉矩繞組電流單元和第二路采集轉換懸浮力繞組單元組成，這兩路采集轉換轉矩繞組電流單元的輸出分別連接最小二乘支持向量機預測模型5。其中，第一路采集轉換轉矩繞組電流單元由第一霍爾電流傳感器 41、第三Clark變換43、第三Park變換45依次串接組成；第二路采集轉換懸浮力繞組單元由第二霍爾電流傳感器42、第四Clark變換44、第四Park變換46依次串接組成。第一擴展的電流滯環(huán)PWM逆變器2的輸出連接電流采集和轉換單元4中的第一霍爾電流傳感器41， 第二擴展的電流滯環(huán)PWM逆變器3的輸出連接電流采集和轉換單元4中的第一霍爾電流傳感器42。
線性閉環(huán)控制器6可采用線性系統(tǒng)理論中的各種常用控制器設計方法如極點配置、線性最優(yōu)控制、PID控制、魯棒控制等方法來設計。其中線性二次型最優(yōu)控制器不僅能夠克服測量噪聲，并能處理非線性干擾，是反饋系統(tǒng)設計的一種重要工具。在本發(fā)明中，1個轉速控制器63和2個徑向位置控制器61、62均選用線性二次型最優(yōu)控制理論設計控制器， 控制器的參數(shù)根據(jù)實際控制對象需進行調(diào)整。
如圖2所示，第一擴展的電流滯環(huán)PWM逆變器2由第一 Park逆變換21、第一 Clark 逆變換22和第一電流滯環(huán)PWM逆變器23依次串接組成，第二擴展的電流滯環(huán)PWM逆變器 3由第二 Park逆變換31、第二 Clark逆變換32和第二電流滯環(huán)PWM逆變器33依次串接組成。
如圖3所示，支持向量機預測模型5是通過內(nèi)積函數(shù)定義的非線性變換將輸入向量映射到一個高維特征空間的模型，通過采集系統(tǒng)輸入、輸出數(shù)據(jù)處理后得到原始訓練樣本集，根據(jù)訓練樣本集，依據(jù)最小二乘支持向量機的辨識學習能力，對其進行離線訓練得到。支持向量機分類函數(shù)形式上類似于一個神經(jīng)網(wǎng)絡，輸出是中間節(jié)點的線性組合，每個中間節(jié)點對應一個支持向量，對于最小二乘支持向量機，它是采用最小二乘線性系統(tǒng)作為損失函數(shù)，代替?zhèn)鹘y(tǒng)所采用的二次規(guī)劃方法，對給定訓練樣本集^iJl1,利用非線性映射減勸將輸入空間映射為高維特征空間，再進行最優(yōu)線性回歸，對未知函數(shù)進行回歸估計可表達為/0) = " /妖幻+1> ,式中，『為確定這個特征空間的權值向量，b為閾值(偏置量)，這樣構造的函數(shù)/1 可使得對于樣本集之外的輸入X，也能精確地估計出相應的輸出7。最小二乘支持向量機定義優(yōu)化問題為
權利要求
1.一種無軸承同步磁阻電機無傳感器控制器，其特征是由電流采樣和轉換單元(4)、 最小二乘支持向量機預測模型(5)、線性閉環(huán)控制器(6)和并聯(lián)的第一、第二擴展的電流滯環(huán)PWM逆變器(2、3 )組成，線性閉環(huán)控制器(6 )由1個轉速控制器(63 )和2個徑向位置控制器(61、62)組成，2個徑向位置控制器(61、62)分別串接于第一擴展的電流滯環(huán)PWM逆變器(2)之前，1個轉速控制器(63)串接于第二擴展的電流滯環(huán)PWM逆變器(3)之前；第一、 第二擴展的電流滯環(huán)PWM逆變器(2、3)分別串接于無軸承同步磁阻電機(1)的懸浮力繞組子系統(tǒng)(11)、轉矩繞組子系統(tǒng)(12)之前；第一、第二擴展的電流滯環(huán)PWM逆變器(2、3)的輸出分別連接電流采集和轉換單元(4)的輸入，電流采集和轉換單元(4)的輸出連接最小二乘支持向量機預測模型(5)，最小二乘支持向量機預測模型(5)輸出預測信號，預測信號分別與無軸承同步磁阻電機(1)給定參考值比較后輸入線性閉環(huán)控制器(6)。
2.根據(jù)權利要求1所述的一種無軸承同步磁阻電機無傳感器控制器，其特征是所述電流采集和轉換單元(4)由并聯(lián)的第一路采集轉換轉矩繞組電流單元和第二路采集轉換懸浮力繞組單元組成，第一路采集轉換轉矩繞組電流單元由第一霍爾電流傳感器(41)、第三 Clark變換(43)、第三Park變換(45)依次串接組成；第二路采集轉換懸浮力繞組單元由第二霍爾電流傳感器(42)、第四Clark變換(44)、第四Park變換(46)依次串接組成；第一、第二擴展的電流滯環(huán)PWM逆變器(2)的輸出分別連接第一、第二霍爾電流傳感器(41、42)。
3.根據(jù)權利要求1所述的一種無軸承同步磁阻電機無傳感器控制器，其特征是所述支持向量機預測模型(5)由2個最小二乘支持向量機2階預測模型(51、52)和1個最小二乘支持向量機1階預測模型(53)組成，是由內(nèi)積函數(shù)定義的非線性變換將輸入向量映射到高維特征空間的模型，且由采集的系統(tǒng)輸入輸出數(shù)據(jù)處理后得到的原始訓練樣本集、并依據(jù)最小二乘支持向量機的辨識學習能力對訓練樣本集進行離線訓練得到。
4. 一種權利要求1所述的無軸承同步磁阻電機無傳感器控制器的控制方法，其特征是具有如下步驟A、由第一擴展的電流滯環(huán)PWM逆變器(2)的輸出電流ilff，i1K，iiy輸入懸浮力繞組子系統(tǒng)(11)，作為三相懸浮力繞組子系統(tǒng)(11)的驅(qū)動控制電流，由第二擴展的電流滯環(huán)PWM逆變器(3)的輸出電流i2ff，i2V, 輸入轉矩繞組子系統(tǒng)(12)，作為三相轉矩繞組子系統(tǒng)(12) 的驅(qū)動控制電流；B、由電流采樣和轉換單元(4)的第一、第二霍爾電流傳感器(41、42)分別采集所述輸出電流iw，ilv, 和i2V, i2W,生成最小二乘支持向量機預測模型(5)的輸入電流id, iq,iX，iy ；C、最小二乘支持向量機預測模型(5)根據(jù)該輸入電流、，iq,ix, 輸出無軸承同步磁阻電機(1)的預測轉速量A和預測徑向位移量Α、。；D、最小二乘支持向量機預測模型(5)將輸出的預測徑向位移量Z1^1和預測轉速量W1 分別與無軸承同步磁阻電機(1)的給定徑向位移量Z、/和給定轉速量乍差比較，比較結果作為線性閉環(huán)控制器(6)的輸入信號；E、線性閉環(huán)控制器(6)根據(jù)比較結果產(chǎn)生懸浮力繞組的控制電流分量參考值i/和i/、 轉矩繞組的控制電流分量參考值i:和i:這4個電流控制信號，將這4個電流信號輸入到第一、第二擴展的電流滯環(huán)逆變器(2、3)，分別產(chǎn)生懸浮力繞組子系統(tǒng)(11)的輸入電流W、&和％^、轉矩繞組子系統(tǒng)(12)的輸入電流‘、 和hp ,由轉矩繞組子系統(tǒng)(12)輸出轉速量w，由懸浮力繞組子系統(tǒng)(11)輸出徑向位移量H，實現(xiàn)對無軸承同步磁阻電機無傳感器控制。
全文摘要
本發(fā)明公開一種無軸承同步磁阻電機無傳感器控制器及其控制方法，由電流采樣和轉換單元、最小二乘支持向量機預測模型、線性閉環(huán)控制器和并聯(lián)的兩個擴展的電流滯環(huán)PWM逆變器組成；由電流采樣和轉換單元采集輸出電流，生成最小二乘支持向量機預測模型的輸入電流，最小二乘支持向量機預測模型將輸出的預測徑向位移量和轉速量分別與給定參考值作差比較后作為線性閉環(huán)控制器的輸入信號，由線性閉環(huán)控制器產(chǎn)生的懸浮力繞組和轉矩繞組的控制電流分量輸入到兩個電流滯環(huán)逆變器，分別產(chǎn)生系統(tǒng)的輸入電流，使得無軸承同步磁阻電機能夠?qū)崿F(xiàn)在全速范圍內(nèi)的無傳感器方式的穩(wěn)定懸浮運行，并且具有很好的抗干擾動性能和優(yōu)良的魯棒性。
文檔編號H02P6/08GK102510253SQ20111034653
公開日2012年6月20日 申請日期2011年11月7日 優(yōu)先權日2011年11月7日
發(fā)明者刁小燕, 張濤, 朱熀秋, 李天博, 李衍超 申請人:江蘇大學