專利名稱：一種充電移相控制器的制作方法
技術領域：
本實用新型涉及一種充電移相控制器，屬電動汽車充電電源控制設備技術領域。
背景技術：
目前給電動汽車的電池充電，一般采用高頻電力電子開關取代可控硅，提高了開關速度和充電效率，減小了變壓器、濾波器的體積，節(jié)約了原材料。但隨著開關頻率的提高及開關周期的縮短，每次開關管同步導通留下的死區(qū)時間產生的電流、電壓疊加損耗，嚴重抑制了開關頻率的提高，給快速穩(wěn)定充電、保證電動汽車有充足的電能驅動力造成極大障礙。
發(fā)明內容本實用新型的目的在于，提供一種采用控制芯片、外接運算放大器TL048，改變全橋整流電路開關管的開通次序，實現開關管零電壓狀態(tài)開關，功率損耗小，開關頻率高，且能保持恒頻運行，充電穩(wěn)定快速；解決現有技術因開關管同步導通留下死區(qū)時間產生電流電壓疊加損耗，嚴重抑制開關頻率提高，影響快速穩(wěn)定充電問題的充電移相控制器。本實用新型是通過如下技術方案來實現上述目的的該充電移相控制器由控制芯片UC3875、運算放大器TL048、RS鎖存器、或門4081、 或非門4011、輸出電壓反饋檢測電路、輸出電流反饋檢測電路、輸入電流檢測電路、全橋整流電路構成，其特征在于運算放大器TL048包括誤差放大器U1D、運算放大器U1C、比較器 LM111、比較器LM311、電壓跟隨器UlB ；輸出電壓反饋檢測電路由誤差放大器U1D、運算放大器U1C、比較器LMlll組成；輸出電流反饋檢測電路由電壓跟隨器U1B、比較器LMl 11組成； 輸入電流檢測電路由電壓變換器、比較器LM311組成；全橋整流電路包括四個MOS管Q1、 02、03、04、霍爾傳感器1、霍爾傳感器11、變壓器11 ；霍爾傳感器I串接在全橋整流電路輸入300伏直流電源的負極端，霍爾傳感器II串接在全橋整流電路輸出36伏直流電源的負極端；全橋整流電路的四個MOS管的Ql的漏極D、Q3的源極S的連接輸出端A通過電容 Cl連接至變壓器Tl的負極端，Q2的漏極D、Q4的源極S的連接輸出端B通過電感Ll連接至變壓器Tl的正極端，Ql和Q2的源極S連接至直流電源E正極；控制芯片UC3875的四個輸出腳14、13、9、8通過輸出延時電路分別連接MOS管Ql、Q2、Q3、Q4的柵極G ；電流檢測5 腳通過或非門4011、或門4081與輸出電壓反饋檢測電路的比較器LM111、輸出電流反饋檢測電路的比較器LM111、輸入電流檢測電路的比較器LM311連接；輸出延遲控制7腳、15腳分別連接由電阻Rt、電容Ct組成的延遲控制電路；誤差放大器同相輸入4腳連接輸出電壓反饋檢測電路的運算放大器UlC的同相輸出端；輸出電壓反饋檢測電路的比較器LMl 11、輸出電流反饋檢測電路的比較器LM111、輸入電流檢測電路的比較器LM311的輸出端均通過二極管D連接RS鎖存器、及或門4081、或非門4011 ；輸出電流反饋檢測電路的輸入端連接霍爾傳感器II，輸入電流檢測電路的輸入端連接霍爾傳感器I ；頻率設定16腳連接由電阻Rf、電容Cf組成的振蕩頻率電路；信號斜波19腳經連接電容C后接地；20腳為信號地；內置誤差放大器反相輸出2腳與反相輸入3腳短接；1腳為基準電壓+ 15V。本實用新型與現有技術相比的有益效果是該充電移相控制器采用控制芯片UC3875、外接運算放大器TL048，對全橋整流電路MOSFFT管Ql、Q2、Q3、Q4進行控制，通過改變全橋兩臂對角線上下兩管驅動電壓移相角的大小來調節(jié)輸出電壓，使全橋的四個開關管輪流導通，實現零電壓的開通，錯開大電流與高電壓同時出現的硬開關狀態(tài)，解決了現有技術開關管同步導通留下死區(qū)時間產生電流電壓疊加損耗，嚴重抑制開關頻率提高，影響快速穩(wěn)定充電的問題。外接運算放大器TL048，對全橋整流電路的輸出電壓、輸出電流、輸入電流進行反饋檢測輸出，保證電路恒頻運行，不會同時出現大電壓、大電流，減少了開關管所受應力，性能可靠，控制簡單，損耗小，非常適合用作高頻率、大功率充電使用。


圖1為一種充電移相控制器的工作原理結構圖；圖2為全橋整流電路的工作原理結構圖。圖中1、輸出電壓反饋檢測電路，2、輸出電流反饋檢測電路，3、輸入電流檢測電路，4、輸出延時電路，5、延遲控制電路，6、振蕩頻率電路。
具體實施方式
該充電移相控制器由控制芯片UC3875、運算放大器TL048、RS鎖存器、或門4081、 或非門4011、輸出電壓反饋檢測電路1、輸出電流反饋檢測電路2、輸入電流檢測電路3、全橋整流電路構成，運算放大器TL048包括誤差放大器U1D、運算放大器U1C、比較器LMl 11、比較器LM311、電壓跟隨器UlB ；輸出電壓反饋檢測電路1由誤差放大器U1D、運算放大器U1C、 比較器LMl 11組成；輸出電流反饋檢測電路2由電壓跟隨器U1B、比較器LMl 11組成；輸入電流檢測電路3由電壓變換器、比較器LM311組成；全橋整流電路包括四個MOS管Q1、Q2、Q3、 Q4、霍爾傳感器I、霍爾傳感器II，變壓器Tl ；霍爾傳感器I串接在全橋整流電路輸入300 伏直流電源的負極端，霍爾傳感器II串接在全橋整流電路輸出36伏直流電源的負極端；全橋整流電路的四個MOS管的Ql的漏極D、Q3的源極S的連接輸出端A通過電容 Cl與變壓器Tl的負極端連接，Q2的漏極D、Q4的源極S的連接輸出端B通過電感Ll連接至變壓器Tl的正極端，Ql和Q2的源極S連接至直流電源E正極；控制芯片UC3875的四個輸出腳14、13、9、8通過輸出延時電路4分別連接MOS管Q1、Q2、Q3、Q4的柵極G ；電流檢測 5腳通過或非門4011、或門4081與輸出電壓反饋檢測電路1的比較器LM111、輸出電流反饋檢測電路2的比較器LMl 11、輸入電流檢測電路3的比較器LM311連接；輸出延遲控制7腳、 15腳分別連接由電阻Rt、電容Ct組成的延遲控制電路5 ；誤差放大器同相輸入4腳連接輸出電壓反饋檢測電路1的運算放大器UlC的同相輸出端；輸出電壓反饋檢測電路1的比較器LMl 11、輸出電流反饋檢測電路2的比較器LMl 11、輸入電流檢測電路3的比較器LM311 的輸出端均通過二極管D連接RS鎖存器，及或門4081、或非門4011 ；輸出電流反饋檢測電路2的輸入端連接霍爾傳感器II ；輸入電流檢測電路3的輸入端連接霍爾傳感器I ；頻率設定16腳連接由電阻Rf、電容Cf組成的振蕩頻率電路6 ；信號斜波19腳經連接電容C后接地；20腳為信號地；內置誤差放大器反相輸出2腳與反相輸入3腳短接；1腳為基準電壓 + 15V。[0016]該充電移相控制器采用電壓型控制，為調節(jié)方便，不使用控制芯片UC3875內置誤差放大器，故將控制芯片UC3875內置誤差放大器反相輸出2腳和反相輸入3腳短接。采用外接運算放大器TL048。霍爾傳感器I、霍爾傳感器II為輸入電流檢測電路3、輸出電流反饋檢測電路2提
供信號?？刂菩酒琔C3875的一些主要引腳設置如下第16腳為頻率設定由電阻Rf和電容Cf組成振蕩頻率電路；電阻Rf為43k，頻率為30KHZ，電容Cf的值為3300nF。第15腳和第7腳為輸出延遲控制設定延遲控制電路5由電阻Rt和電容Ct組成，設定最大占空比PWM為85%，延遲時間為T = RtCt，取TPi = 0. Ik ,Ct = 0. OluF, T=I 與。第6腳為軟啟動腳S/S 由使用手冊查知所接電容容量為5 ,UF。5腳為電流檢測端，當電壓超過其內部基準設置2. 5V時，輸出即被關斷，經軟起動 6腳復位，即可實現過流保護。第11腳為芯片供電電源。第10腳接輔助電源。為了防止同一橋臂開關管同時導通，通過外接輸出延時電路4，可以將延時時間擴大為S左右。輸出延時電路4由四個或門電路4081和相應的電容C、電阻R組成， 為了增加電路的平衡性，四路輸出都設置了輸出延時電路4。工作過程輸出端14腳通過電阻R給電容C充電，當電容C充電完畢，1端導通，或門電路4081輸出導通。13腳、9腳、 8腳連接的輸出延時電路4的工作原理與之相同。該充電移相控制器工作原理如下控制芯片UC3875的四個輸出端13腳、14腳、8腳、9腳，其13腳的輸出信號與14 腳的輸出信號反相，9腳的輸出信號與8腳的輸出信號反相，這四個驅動信號經擴流后由驅動變壓器去驅動MOS管Q1、Q2、Q3、Q4，以在全橋整流電路A，B兩端得到脈寬可調的高頻交流方波電壓。四個輸出端具有相同的驅動脈沖分別驅動Q1/Q2、Q3/Q4兩個半橋，通過移相錯位控制有源時間，使全橋的四個開關管Ql、Q2、Q3、Q4輪流導通。通過改變全橋兩臂對角線上下兩管驅動電壓移相角的大小來調節(jié)輸出電壓，讓超前臂管柵壓領先于滯后臂管柵壓一個相位，并在Li、Cl控制端對同一橋臂的兩個反向驅動電壓設置小同的死區(qū)時間，利用變壓器漏感和功率管輸出端結電容和原副邊之間的寄生電容來完成諧振的過程，實現零電壓開通，錯開功率器件大電流與高電壓同時出現的硬開關狀態(tài)，抑制感性關斷電壓尖峰和容性開通時管溫過高，以減小開關損耗與干擾。輸出電壓反饋檢測電路1 基準電壓信號通過電壓跟隨器接入運算放大器TL048 的同相端，反饋電壓通過誤差放大器UlD調節(jié)后的誤差電壓信號接入TL048的運算放大器 UlC的反相端。通過運算放大器UlC運算放大后，接入控制芯片UC3875的4腳，即誤差放大器同相輸入E/A+端。通過這個信號調節(jié)占空比，控制UC3875的輸出端14腳、13腳、9 腳、8腳輸出信號電平。所接電阻和電容構成補償網絡。輸出反饋電壓信號同時通過比較器 LMlll和二極管D送入RS鎖存器，將狀態(tài)鎖存。輸出電流反饋檢測電路2:輸出電流信號經過全橋整流電路輸出端霍爾傳感器II轉換為電壓信號，通過電壓跟隨器UlB后接入比較器LMlll同相端，比較后的信號一路送入 RS鎖存器，另一路通過或門電路4081和或非門4011后送入UC3875的5腳，CS +電流檢測端；當CS +檢測到的電壓信號超過2. 5V時，UC3875的輸出端關斷。輸入電流檢測電路3的工作原理與輸出電流反饋檢測電路2的原理相似，由全橋整流電路輸入端霍爾傳感器I檢測的電流信號轉換為電壓信號后，通過比較器LM311后一路信號送入RS鎖存器，另一路信號通過或門4081、或非門4011后送入控制芯片UC3875的 5腳，CS +電流檢測端；當輸入電流過高，CS +端檢測電壓超過2. 5V,控制芯片UC3875的輸出端全部關斷。全橋整流電路的電源從18V 36V連續(xù)可調。輸出直流DU8V，可通過接線柱或專用連接器輸出。(參見附圖1、2)
權利要求1. 一種充電移相控制器，它由控制芯片UC3875、運算放大器TL048、RS鎖存器、或門 4081、或非門4011、輸出電壓反饋檢測電路(1)、輸出電流反饋檢測電路(2)、輸入電流檢測電路(3)、全橋整流電路構成，其特征在于運算放大器TL048包括誤差放大器U1D、運算放大器U1C、比較器LMl 11、比較器LM311、電壓跟隨器UlB ；輸出電壓反饋檢測電路(1)由誤差放大器U1D、運算放大器U1C、比較器LMl 11組成；輸出電流反饋檢測電路(2)由電壓跟隨器 U1B、比較器LMlll組成；輸入電流檢測電路(3)由電壓變換器、比較器LM311組成；全橋整流電路包括四個^)5管01、02、03、04、霍爾傳感器1、霍爾傳感器II、變壓器Tl ；霍爾傳感器I串接在全橋整流電路輸入300伏直流電源的負極端，霍爾傳感器II串接在全橋整流電路輸出36伏直流電源的負極端；全橋整流電路的四個MOS管的Ql的漏極D、Q3的源極S的連接輸出端A通過電容Cl 連接至變壓器Tl的負極端，Q2的漏極D、Q4的源極S的連接輸出端B通過電感Ll連接至變壓器Tl的正極端，Ql和Q2的源極S連接至直流電源E正極；控制芯片UC3875的四個輸出腳14、13、9、8通過輸出延時電路(4)分別連接MOS管QU Q2、Q3、Q4的柵極G ；電流檢測 5腳通過或非門4011、或門4081與輸出電壓反饋檢測電路(1)的比較器LM111、輸出電流反饋檢測電路(2)的比較器LM111、輸入電流檢測電路(3)的比較器LM311連接；輸出延遲控制7腳、15腳分別連接由電阻Rt、電容Ct組成的延遲控制電路(5);誤差放大器同相輸入4 腳連接輸出電壓反饋檢測電路(1)的運算放大器UlC的同相輸出端；輸出電壓反饋檢測電路(1)的比較器LMl 11、輸出電流反饋檢測電路(2 )的比較器LMl 11、輸入電流檢測電路(3 ) 的比較器LM311的輸出端均通過二極管D連接RS鎖存器、及或門4081、或非門4011 ；輸出電流反饋檢測電路(2)的輸入端連接霍爾傳感器II，輸入電流檢測電路(3)的輸入端連接霍爾傳感器I ；頻率設定16腳連接由電阻Rf、電容Cf組成的振蕩頻率電路(6)；信號斜波 19腳經連接電容C后接地；20腳為信號地；內置誤差放大器反相輸出2腳與反相輸入3腳短接；1腳為基準電壓+ 15V。
專利摘要本實用新型涉及一種充電移相控制器，屬電動汽車充電電源控制設備技術領域。它由控制芯片UC3875、運算放大器TL048、RS鎖存器、或門4081、或非門4011、輸出電壓反饋檢測電路、輸出電流反饋檢測電路、輸入電流檢測電路、全橋整流電路構成，其特點是控制芯片UC3875的輸出端通過延時電路分別連接4個MOS管的柵極；通過改變全橋兩臂對角線上下兩管驅動電壓移相角的大小來調節(jié)輸出電壓，使全橋的四個開關管輪流導通，實現零電壓開通；外接運算放大器TL048，對全橋整流電路的輸出電壓、輸出電流、輸入電流進行反饋檢測輸出，保證電路恒頻運行,不會同時出現大電壓、大電流，減少了開關管所受應力，性能可靠，控制簡單，損耗小，非常適合用作高頻率、大功率充電使用。
文檔編號H02J7/02GK202309182SQ20112042466
公開日2012年7月4日 申請日期2011年11月1日 優(yōu)先權日2011年11月1日
發(fā)明者吳洪濤, 張鷹峰, 李永全, 杜國鋒, 杜松江, 童學軍, 賈建波, 趙廣峰, 邱建軍, 郭麥成, 高璐 申請人:湖北紫電電氣設備有限公司, 長江大學