專利名稱：無刷電動機(jī)的控制的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無刷電動機(jī)的控制。
背景技術(shù)：
無刷電動機(jī)通 常包括控制系統(tǒng)，所述控制系統(tǒng)用于控制電動機(jī)的相繞組的激勵。當(dāng)被AC電源驅(qū)動時，控制系統(tǒng)常常包括有源功率因數(shù)校正(PFC)電路，其輸出用于在激勵相繞組中使用的規(guī)則DC電壓，同時確保從AC電源得到的電流是基本上正弦的。因此，可以獲得相對較高的功率因數(shù)。但是，有源PFC電路顯著地增加控制系統(tǒng)的成本。另外，PFC電路需要高電容量DC鏈電容器，其體積大且昂貴，以便提供規(guī)則反饋電壓至PFC電路。

發(fā)明內(nèi)容
在第一方面，本發(fā)明提出一種控制無刷電動機(jī)的方法，該方法包括激勵電動機(jī)的繞組直到繞組中的電流超過閾值；繼續(xù)激勵繞組持續(xù)超出時段；和響應(yīng)于時間、電動機(jī)速度和激勵電壓中的一個的變化而調(diào)整超出時段的長度。超出時段的長度影響在特定電半周期上被驅(qū)動至繞組中的電 流的量，這繼而影響從電源得到的用于激勵繞組的電流的量。超出時段的長度可因此被調(diào)整以便實(shí)現(xiàn)特定電流波形。特別地，超出時段的長度可被調(diào)整以便減少電流波形內(nèi)的諧波的大小。因而，可實(shí)現(xiàn)相對較高的功率因數(shù)，而不需要PFC電路或高電容值鏈電容器。繞組被初始地激勵，直到繞組中的電流超過閾值。初始時段的長度因此沒有被預(yù)先確定，而是取決于電動機(jī)的物理特性以及激勵電壓的性質(zhì)。結(jié)果，初始激勵時段用于補(bǔ)償否則可由于電動機(jī)系統(tǒng)內(nèi)的容差和限制引起的一些計時錯誤。因而，可實(shí)現(xiàn)更穩(wěn)定的電流波形。在超出時段結(jié)束時，可使繞組續(xù)流持續(xù)電半周期的剩余部分。因而，電動機(jī)的每一個電半周期包括單個驅(qū)動時段(繞組在該驅(qū)動時段期間被激勵)和單個續(xù)流時段。通過使繞組續(xù)流，電動機(jī)中的磁通密度可被更好地控制。特別地，可避免磁飽和。超出時段可由隨時間周期性改變的波形定義。結(jié)果，繞組被激勵持續(xù)的時間段可從一個電半周期至下一個電半周期不同。超出時段的波形可被定義為使得從電源得到的電流的波形接近正弦曲線的波形。因而，可實(shí)現(xiàn)相對較高的功率因數(shù)，而不需要PFC電路。該方法該包括針對電動機(jī)的每一個電半周期確定超出時段。這隨后有助于實(shí)現(xiàn)針對從電源得到的電流波形的更平滑的包絡(luò)。在超出時段由波形定義的情況下，不是必須不同超出時段用于電動機(jī)的相繼電半周期。取決于波形的形狀以及每一個電半周期的長度，電動機(jī)的相繼電半周期很可能具有相同的超出時段。例如，如果超出時段的波形包括平點(diǎn)，則電動機(jī)的兩個相繼電半周期很可能具有相同的超出時段。超出時段的波形在波形的每一個周期上可基本上為三角形的、梯形的或正弦曲線形的。超出時段因此在波形的每一個周期的第一半上增加，在每一個周期的第二半上減少。已經(jīng)發(fā)現(xiàn)這些波形中的每一個在控制從AC電源得到電流的水平中表現(xiàn)良好。特別地，接近正弦曲線的波形的波形可針對從電源得到的電流而被實(shí)現(xiàn)，因此導(dǎo)致相對較高的功率因
數(shù)。 當(dāng)然，繞組被激勵所處于的超出時段不可以是負(fù)的。因此應(yīng)理解，超出時段的波形是單向的，即，該波形僅采取正值。 該方法可包括響應(yīng)于電動機(jī)速度和激勵電壓中的一個的變化而調(diào)整波形。因此，特定功率分布可在電動機(jī)速度和/或電壓上被實(shí)現(xiàn)。特別地，通過波形的適當(dāng)調(diào)整，可在電動機(jī)速度和/或電壓的范圍上實(shí)現(xiàn)恒定的平均功率。超出時段的長度可以包括第一部分和第二部分的和。第一部分則在波形的每一個周期上恒定，而第二部分在波形的每一個周期上改變。第一部分因此用作對于超出時段的波形的偏移或提升。因而，可以對于給定的峰值電流實(shí)現(xiàn)較高的平均輸入功率。第二部分可在該波形的每一個周期上作為半正弦曲線改變。因而，可實(shí)現(xiàn)接近正弦曲線的電流波形。將超出時段定義為兩個部分的和提供響應(yīng)于電動機(jī)速度和/或激勵電壓的變化而調(diào)整波形的便捷方法。特別地，該方法可包括響應(yīng)于電動機(jī)速度和/或激勵電壓的變化而僅調(diào)整第一部分。用于激勵的初始時段的閾值可以是恒定的。替換地，閾值可隨時間周期性地改變。隨著閾值改變，在初始時段期間被驅(qū)動到繞組中的電流的水平也改變。閾值的改變因此有助于從電源得到的電流波形的定形。因而，閾值的改變可定義以便進(jìn)一步改進(jìn)從電源得到的電流波形的包絡(luò)。盡管閾值可被預(yù)先確定，繞組仍繼續(xù)被激勵持續(xù)初始時段，所述初始時段沒有被預(yù)先確定，而是取決于電動機(jī)的物理特性。因而，電流閾值的使用繼續(xù)補(bǔ)償否則可由電動機(jī)系統(tǒng)內(nèi)的容差和限制引起的一些計時錯誤。該方法可包括整流交流電壓以提供被整流的電壓，以及利用被整流的電壓激勵繞組。超出時段的長度則可在交流電壓的每一個半周期上改變。更特別地，超出時段的波形可隨交流電壓的每一個半周期重復(fù)。因此，從電源得到的電流的波形隨交流電壓的每一個
半周期重復(fù)。被整流的電壓可具有至少50%的波動。超出時段的波形仍可被定義為使得從電源得到的電流的波形接近正弦曲線的波形。可因此實(shí)現(xiàn)相對較高的功率因數(shù)，而不需要PFC電路或高電容值鏈電容器。超出時段可在交流電壓的每一個半周期的第一半上增加，并且在交流電壓的每一個半周期的第二半上減少。因而，超出時段隨增加的電壓增加而隨減少的電壓減少。從電源得到的電流的水平于是隨交流電壓增加和減少，且因此可實(shí)現(xiàn)接近正弦曲線的波形的電流波形。超出時段的長度可由自交流電壓的過零起已經(jīng)逝去的時間的長度定義。例如，該方法可以包括測量自交流電壓的過零起已經(jīng)逝去的時間的長度，以及隨后使用測得的時間確定超出時段。這于是確保了超出時段的波形與交流電壓的波形同步。超出時段的長度可以包括第一部分和第二部分的和。第一部分則在交流電壓的每一個半周期上恒定，而第二部分在交流電壓的每一個半周期上改變。如上所述，第一部分用作對于超出時段的波形的偏移或提升。因而，可以對于給定的峰值電流實(shí)現(xiàn)較高的平均輸入功率。第二部分可在交流電壓的每一個半周期上基本上作為半正弦曲線改變。因而，可實(shí)現(xiàn)接近正弦曲線的電流波形。
該方法可包括響應(yīng)于電動機(jī)速度和/或交流電壓的RMS值的變化而調(diào)整第一部分。因此，特定功率分布可在電動機(jī)速度和/或電壓上被實(shí)現(xiàn)。超出時段的波形可作為一個或多個查找表被存儲。例如，該方法可包括存儲第一控制值的第一查找表。第一部分則通過使用速度和/或電壓索引第一查找表以選擇第一控制值以及使用第一控制值確定第一部分而被獲得。方法還可以包括存儲第二控制值的第二查找表。第二部分則通過使用自交流電壓的過零起已經(jīng)逝去的時間索引第二查找表以選擇第二控制值并且使用被選擇的第二控制值確定第二部分而被獲得。查找表的使用簡化了電動機(jī)的控制。因而，相對較簡單和廉價的控制器可用于實(shí)施本方法。每一個控制值可以是絕對值或差值。當(dāng)控制值是差值時，方法還包括存儲基準(zhǔn)值，差值被應(yīng)用于該基準(zhǔn)值以獲得第一或第二部分。存儲差值常常需要比絕對值少的存儲器。因此，查找表可以被更高效地存儲。所述閾值可與被整流電壓成比例。由于被整流電壓的波動，所述閾值則與交流電壓同步周期性地改變。隨著閾值改變，在初始時段期間被驅(qū)動到繞組中的電流的水平也改 變。由于被整流電壓的大致正弦曲線形波動，所述閾值有助于實(shí)現(xiàn)接近正弦曲線的電流波形。在第二方面，本發(fā)明提供一種用于無刷電動機(jī)的控制系統(tǒng)，該控制系統(tǒng)執(zhí)行如前述段落中任一個描述的方法?？刂葡到y(tǒng)可包括用于感測繞組中的電流的電流傳感器傳感器，和用于產(chǎn)生一個或多個用于激勵繞組的控制信號的控制器?？刂破饔谑钱a(chǎn)生控制信號以激勵繞組，并響應(yīng)于繞組中的電流超過所述閾值而繼續(xù)產(chǎn)生用于超出時段的控制信號?？刂葡到y(tǒng)可包括位置傳感器，所述位置傳感器用于感測電動機(jī)的轉(zhuǎn)子的位置?？刂破饔谑强梢皂憫?yīng)于由位置傳感器輸出的信號的每一個邊沿而確定超出時段。因而，控制器針對電動機(jī)的每一個電半周期確定超出時段。這隨后有助于實(shí)現(xiàn)針對從電源得到的電流波形的更平滑的包絡(luò)?？刂葡到y(tǒng)可以包括用于整流交流電壓以提供被整流電壓的整流器和用于檢測交流電壓的過零的過零檢測器。繞組通過所述被整流電壓被激勵，以及控制器使用由過零檢測器輸出的信號，以測量自交流電壓的過零起已經(jīng)逝去的時間。從該測量，控制器則確定要用于電動機(jī)的每一個電半周期的超出時段。在第三方面，本發(fā)明提供一種電動機(jī)系統(tǒng)，其包括永磁體電動機(jī)和如前述段落中任一個描述的控制系統(tǒng)。電動機(jī)因此包括永磁體轉(zhuǎn)子,其在電動機(jī)的繞組中感生反EMF。反EMF使得難以準(zhǔn)確地控制從電源得到的電流的量。因而，常規(guī)永磁體電動機(jī)通常包括有源PFC電路，其輸出規(guī)則DC電壓，用于在激勵繞組中使用，同時確保從電源得到的電流基本上正弦。通過本發(fā)明的電動機(jī)系統(tǒng)，在另一方面，繞組被激勵直到繞組中的電流超過閾值。其后，繞組被激勵持續(xù)隨時間周期性改變的超出時段。通過將適當(dāng)波形用于超出時段，接近正弦曲線波形的波形可對從電源得到的電流被實(shí)現(xiàn)。因而，可實(shí)現(xiàn)具有相對較高的功率因數(shù)的電動機(jī)系統(tǒng)，而不需要PFC電路或高電容值鏈電容器。


為了本發(fā)明可被更容易地理解，本發(fā)明的實(shí)施例現(xiàn)在將要參考附圖通過實(shí)例而被描述，其中圖I是根據(jù)本發(fā)明的電動機(jī)系統(tǒng)的方框圖；圖2是電動機(jī)系統(tǒng)的示意圖；圖3是電動機(jī)系統(tǒng)的電動機(jī)的剖面圖；圖4詳細(xì)示出逆變器響應(yīng)于通過電動機(jī)系統(tǒng)的控制器發(fā)出的控制信號的被允許狀態(tài)；圖5是電動機(jī)系統(tǒng)的電流調(diào)節(jié)器的不意圖；圖6示出當(dāng)在單轉(zhuǎn)換模式下操作時控制器使用的超出時段；·
圖7示出當(dāng)測量模擬輸入信號時控制器使用的三步驟過程；圖8詳細(xì)示出電動機(jī)系統(tǒng)的各種操作模式；圖9詳細(xì)不出電動機(jī)響應(yīng)于控制器發(fā)出的控制信號而被驅(qū)動的方向；圖10示出當(dāng)在低速加速模式下操作時電動機(jī)系統(tǒng)的各波形；圖11示出當(dāng)在高速加速模式下操作時電動機(jī)系統(tǒng)的各波形；圖12示出當(dāng)在運(yùn)行模式下操作時電動機(jī)系統(tǒng)的各波形；圖13示出當(dāng)在運(yùn)行模式下操作時從電動機(jī)系統(tǒng)的電源得到的電流波形；圖14示出當(dāng)在過流單轉(zhuǎn)換模式下操作時電動機(jī)系統(tǒng)的各波形和中斷；圖15示出當(dāng)在無限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式下操作時電動機(jī)系統(tǒng)的各波形和中斷；圖16是布置為產(chǎn)生控制信號的計時器和比較器的示意圖；圖17是布置為產(chǎn)生控制信號的計時器和PWM模塊的示意圖；圖18示出當(dāng)在有限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式下操作時電動機(jī)系統(tǒng)的各波形和中斷；圖19詳細(xì)示出根據(jù)本發(fā)明的電動機(jī)系統(tǒng)的特定實(shí)施例的各硬件部件的值；圖20詳細(xì)示出特定電動機(jī)系統(tǒng)的控制器采用的各常數(shù)和閾值；圖21示出特定電動機(jī)系統(tǒng)的鏈電感器的磁鏈特性；圖22示出特定電動機(jī)系統(tǒng)的電動機(jī)的磁鏈特性；圖23詳細(xì)示出特定電動機(jī)系統(tǒng)的各種操作模式；圖24詳細(xì)示出當(dāng)在多轉(zhuǎn)換模式下操作時特定電動機(jī)系統(tǒng)的控制器使用的控制值的映射；圖25詳細(xì)示出當(dāng)在過流單轉(zhuǎn)換模式下操作時特定電動機(jī)系統(tǒng)的控制器使用的控制值的映射；圖26詳細(xì)示出當(dāng)在無限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式下操作時特定電動機(jī)系統(tǒng)的控制器使用的提前查找表的一部分；圖27詳細(xì)示出當(dāng)在無限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式下操作時特定電動機(jī)系統(tǒng)的控制器使用的偏移查找表的一部分；圖28詳細(xì)示出當(dāng)在無限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式下操作時特定電動機(jī)系統(tǒng)的控制器使用的相位查找表的一部分；圖29詳細(xì)示出當(dāng)在單轉(zhuǎn)換模式下操作時特定電動機(jī)系統(tǒng)的控制器使用的正弦映射的一部分；圖30示出在單轉(zhuǎn)換模式下的控制器使用的傳導(dǎo)時段的可能波形；和
圖31示出根據(jù)本發(fā)明的替換電動機(jī)系統(tǒng)的提前時段的可能波形。
具體實(shí)施例方式
圖I至3的電動機(jī)系統(tǒng)I包括無刷電動機(jī)2和控制系統(tǒng)3。至電動機(jī)系統(tǒng)I的電力由AC電源4提供。AC電源4意圖為家用市電電源，但是可以等同地使用其他能夠提供交流電壓的電源。電動機(jī)2包括四極永磁體轉(zhuǎn)子5，所述轉(zhuǎn)子5相對于定子6旋轉(zhuǎn)。定子6包括一對c形狀芯部，所述芯部限定出四個定子極。導(dǎo)線繞定子6纏繞并聯(lián)接在一起以形成單相繞組7?？刂葡到y(tǒng)3包括整流器8、DC鏈濾波器9、逆變器(inverteiOlO、門驅(qū)動器模塊11、電流傳感器12、位置傳感器13、過零檢測器(zero-cross detector) 14、溫度傳感器15、和控制器16。
整流器8是全波電橋D1-D4，其對AC電源4的輸出進(jìn)行整流以提供DC電壓。DC鏈過濾器9包括鏈電容器Cl和鏈電感器LI。鏈電容器Cl用于平滑化由逆變器轉(zhuǎn)換引起的相對較高頻率的波動。如下更加詳述的，不需要鏈電容器Cl來平滑化處于基本頻率下的被整流DC電壓。因此，可以使用相對較低電容值的鏈電容器。鏈電感器LI用于平滑化由逆變器轉(zhuǎn)換引起的任何殘余電流波動。再次，由于鏈電感器LI意圖減少處于逆變器10的開關(guān)頻率下的波動，可以使用相對較低的電感量的電感器。為了避免飽和，鏈電感器LI具有飽和點(diǎn)，該飽和點(diǎn)在電動機(jī)系統(tǒng)I的正常操作期間超過從AC電源4得到的峰值電流。逆變器10包括四個功率開關(guān)Q1-Q4的全橋，其將DC鏈電壓聯(lián)接至相繞組7。每一個功率開關(guān)Q1-Q4是IGBT，其能夠在通常大多數(shù)市電電源的電壓水平下操作?？商鎿Q地使用其他類型的功率開關(guān)，諸如BJT或M0SFET，取決于功率開關(guān)的額定值和AC電源4的電壓。每一開關(guān)Q1-Q4包括反激式二極管(flyback diode),其保護(hù)開關(guān)不受在逆變器轉(zhuǎn)換期間產(chǎn)生的電壓尖峰損害。門驅(qū)動器模塊11響應(yīng)于從控制器16接收的控制信號來驅(qū)動逆變器10的開關(guān)Q1-Q4的斷開和閉合。電流傳感器12包括一對分流電阻器Rl、R2，每一個電阻器定位在逆變器10的下臂上。每一個分流電阻器R1、R2的電阻值理想地在電動機(jī)系統(tǒng)I的正常操作期間在不超過功耗限制的情況下盡可能高?？邕^每一個分流電阻器Rl、R2的電壓作為電流感測信號，1_SENSE,I和I_SENSE_2，被輸出至控制器16。當(dāng)被從右向左驅(qū)動時，第一電流感測信號，1_SENSE_1，提供相繞組7中的電流的測量值(如下更詳述的)。當(dāng)被從左向右驅(qū)動時，第二電流感測信號，I_SENSE_2，提供相繞組7中的電流的測量值。在將分流電阻器Rl、R2定位在逆變器10的下臂上時，相繞組7中的電流在續(xù)流期間繼續(xù)被感測(再次地，如下更詳述的)。位置傳感器13是霍爾效應(yīng)傳感器，其輸出邏輯上高或低的數(shù)字信號，HALL，取決于磁通通過傳感器13的方向。通過將位置傳感器13定位為鄰近轉(zhuǎn)子5，HALL信號提供轉(zhuǎn)子5的角位置的測量值。更特別地，HALL信號的每一個邊沿指示轉(zhuǎn)子5的極性的變化。當(dāng)旋轉(zhuǎn)時，永磁轉(zhuǎn)子在繞組7中感生反EMF。因而，HALL信號的每一個邊沿還表示繞組7中的反EMF的極性的變化。
過零檢測器14包括一對鉗位二極管D5、D6，所述鉗位二極管D5、D6輸出數(shù)字信號，Z.CROSS,當(dāng)AC電源4的電壓為正時該數(shù)字信號為邏輯上高，當(dāng)AC電源4為負(fù)時該數(shù)字信號為邏輯上低。Z_CR0SS信號的每一個邊沿因此表示AC電源4穿過零時所處的時間點(diǎn)。溫度傳感器15包括熱變電阻器R7，該熱變電阻器R7輸出模擬信號，TEMP，該信號提供電動機(jī)系統(tǒng)I內(nèi)的溫度的測量值?？刂破?6包括微控制器，所述微控制器具有處理器17、存儲裝置18、多個外圍設(shè)備19 (例如，ADC、比較器、計時器等)，多個輸入引腳20、和多個輸出引腳21。存儲裝置18儲存用于由處理器17執(zhí)行的軟件指令。存儲裝置18還儲存多個查找表，在電動機(jī)系統(tǒng)I的操作期間，所述查找表被處理器17索引?？刂破?6負(fù)責(zé)控制電動機(jī)系統(tǒng)I的操作。響應(yīng)于輸入引腳20處的信號,控制器 16在輸出引腳21處產(chǎn)生控制信號。輸出引腳21聯(lián)接至門驅(qū)動器模塊11，所述門驅(qū)動器模塊11響應(yīng)于控制信號來控制逆變器10的開關(guān)Q1-Q4的斷開和閉合。七個信號在控制器16的輸入引腳20處被接收I_SENSE_1、I_SENSE_2、HALL、Z_CROSS、TEMP、DC_LINK 和 DC_SM00TH。I_SENSE_1 和 I_SENSE_2 是由電流傳感器 12 輸出的信號。HALL是由位置傳感器13輸出的信號。Z_CR0SS由過零檢測器14輸出的信號。TEMP是由溫度傳感器15輸出的信號。DC_LINK是DC鏈電壓的縮小比例的測量值，其通過定位在DC鏈線路和零伏線路之間的分壓器(potential divider)R3、R4獲得。DC_SM00TH是DC鏈電壓的平滑化測量值，通過分壓器R5、R6和平滑電容器C2獲得。響應(yīng)于在輸入處接受的信號，控制器16產(chǎn)生并輸出四個控制信號TRIP#、DIRUDIR2、和 FREEWHEEL#。TRIP#是失效安全控制信號。當(dāng)TRIP#被拉引為邏輯上低時，門驅(qū)動器模塊11斷開逆變器10的所有開關(guān)Q1-Q4。如下更詳述的，控制器16在通過相繞組7的電流超過失效安全閾值時將TRIP#拉引為邏輯上低。DIRl和DIR2控制電流通過逆變器10且因此通過相繞組7的方向。當(dāng)DIRl被拉引為邏輯上高而DIR2被拉引為邏輯上低時，門驅(qū)動器模塊11閉合開關(guān)Ql和Q4，并斷開開關(guān)Q2和Q3，因此致使電流被驅(qū)動從左至右通過相繞組7。相反地，當(dāng)DIR2被拉引為邏輯上高而DIRl被拉引為邏輯上低時，門驅(qū)動器模塊11閉合開關(guān)Q2和Q3，并斷開開關(guān)Ql和Q4，因此致使電流被驅(qū)動從右至左通過相繞組7。相繞組7中的電流因此通過反轉(zhuǎn)DIRl和DIR2而被變換方向。如果DIRl和DIR2兩者均被拉引為邏輯上低，門驅(qū)動模塊11斷開所有開關(guān)Q1-Q4。FREEWHEEL#用于將相繞組7與DC鏈電壓斷開連接，并允許相繞組7中的電流繞逆變器10的低壓側(cè)環(huán)路再流動或續(xù)流。相應(yīng)地，響應(yīng)于被拉引為邏輯上低的FREEWHEEL#信號，門驅(qū)動器模塊11致使高壓側(cè)Ql、Q2開關(guān)兩者斷開。電流隨后繞逆變器10的低壓側(cè)環(huán)路沿由DIRl和DIR2限定的方向續(xù)流。圖4總結(jié)了開關(guān)Q1-Q4響應(yīng)于控制器16的控制信號的被允許狀態(tài)。下文中，術(shù)語“設(shè)定”和“清除”將用于分別指示已經(jīng)被拉引為邏輯上高和低的信號。當(dāng)特定控制信號改變時，在控制信號的變化和功率開關(guān)的物理斷開或閉合之間存在短暫延遲。如果另外的控制信號在該延遲時段期間變化，在逆變器的特定臂上的兩個開關(guān)(即，Q1、Q3或Q2、Q4)可以被同時閉合。該短路，或通常所稱的貫穿，將損壞逆變器10的該特定臂上的開關(guān)。相應(yīng)地，為了防止貫穿，控制器16利用兩個控制信號的變化之間的死時間(deadtime)，T_DT。因此，例如，當(dāng)使相繞組7電流換向時，控制器16首先清除DIR1， 等待死時間T_DT，且隨后設(shè)定DIR2。死時間理想地被保持為盡可能短，以便優(yōu)化性能，同時確保門驅(qū)動器模塊11和功率開關(guān)Q1-Q4具有足夠的時間來響應(yīng)。
換向
控制器16響應(yīng)于HALL信號的邊沿而使相繞組7換向。換向包含反轉(zhuǎn)DIRl和DIR2 (即，清除DIRl和設(shè)定DIR2，或清除DIR2和設(shè)定DIRl )，以便反轉(zhuǎn)電流通過相繞組7的方向。 相繞組7可以在換向點(diǎn)處續(xù)流。因而，除了反轉(zhuǎn)DIRl和DIR2，控制器16設(shè)定FREEHWEEL#。
同步換向
在預(yù)定速度閾值SPEED_ADV以下，控制器16使相繞組7換向與HALL信號的邊沿同步。HALL信號的每一個邊沿表示繞組7中的反EMF的極性的變化。因此，在低于SPEED_ ADV的速度下，控制器16使相繞組7換向與反EMF的過零同步。
在轉(zhuǎn)子5加速時，每一個電半周期的時段減少，且因此與相繞組7的感應(yīng)系數(shù)相關(guān)聯(lián)的時間常數(shù)(L/R)變得越來越重要。另外，相繞組7中的反EMF的大小增加，這隨后影響電流在相繞組7中上升的速率。因此，如果控制器16繼續(xù)使相繞組7換向與HALL信號的邊沿同步， 會達(dá)到一速度，在該速度下，不再可以在每一個電半周期上將附加電流驅(qū)動至相繞組7中。因此，在達(dá)到SPEED_ADV時，控制器16從同步換向切換至提前換向。通過在HALL 信號的邊沿之前使相繞組7換向，用于激勵相繞組7的電壓被反EMF升高。因此，電流通過相繞組7的方向可以被更快地反轉(zhuǎn)。另外，可以致使相電流超前于反EMF，這隨后有助于補(bǔ)償電流上升的較低速率。盡管這隨后產(chǎn)生短時段的負(fù)扭矩，這通常被正扭矩中隨后增益而充分補(bǔ)償。
提前換向
在速度閾值SPEED_ADV處或在速度閾值SPEED_ADV以上的速度下，控制器16在 HALL信號的每一個邊沿之前以提前時段T_ADV使相繞組7換向。由于隨著轉(zhuǎn)子速度反EMF 增加以及電半周期時段降低，換向在HALL信號的邊沿之前發(fā)生所處于的電角度理想地隨著轉(zhuǎn)子的速度增加。對于特定提前時段T_ADV，對應(yīng)的提前角度々_々0￥可以定義為
A_ADV(elec. deg)=T_ADV(sec)*{ω (rpm)/60}*360(mech. deg)*η/2
其中，A_ADV是以電角度計的提前角，T_ADV是以秒計的提前時段，ω是以rpm計的轉(zhuǎn)子速度，以及η是轉(zhuǎn)子極的數(shù)量。從該方程，可以看到提前角與轉(zhuǎn)子速度直接成比例。 因此，即使對于固定的提前時段，提前角隨著轉(zhuǎn)子速度增加。但是，對加速、功率和效率更好的控制可以通過在不同轉(zhuǎn)子速度下采用不同提前時段來實(shí)現(xiàn)?？刂破?6因此包括提前查找表，所述查找表儲存對于多個轉(zhuǎn)子速度中的每一個的提前時段。
響應(yīng)于Z_CR0SS信號的邊沿，控制器16從提前查找表中選擇對應(yīng)于轉(zhuǎn)子5的速度的提前時段T_ADV。轉(zhuǎn)子5的速度從HALL信號的兩個相繼邊沿之間的間隔TJiALL確定。 該間隔在下文中將稱為霍爾時段。轉(zhuǎn)子5的速度則被如下定義
ω (rpm)=60/{n*T_HALL(sec)}
其中ω是以rpm計的轉(zhuǎn)子速度，T_HALL是以秒計的霍爾時段，以及η是轉(zhuǎn)子的極的數(shù)量?？刂破?6使用被選擇的提前時段，以在HALL信號的邊沿之前使相繞組7換向。 相同提前時段T_ADV隨后被控制器16使用，直到檢測到Z_CR0SS信號的進(jìn)一步的邊沿時為CN 102939712 A書明說8/33 頁止。響應(yīng)于Z_CR0SS信號的進(jìn)一步的邊沿，控制器16從提前查找表中選擇對應(yīng)于轉(zhuǎn)子5的速度的新的提前時段。提前時段因此僅當(dāng)AC電源4的電壓跨過零時被更新，且在AC電源 4的每一個半周期上恒定。
為了在HALL信號的特定邊沿之前使相繞組7換向，控制器6響應(yīng)于HALL信號的先前邊沿而動作。響應(yīng)于HALL信號的邊沿，控制器16從霍爾時段TJiALL減去提前時段T_ ADV,以便獲得換向時段T_C0M
T_C0M=T_HALL - T_ADV
控制器16隨后在HALL信號的邊沿之后的時間1'_0)1時使相繞組7換向。因此， 相繞組7在HALL信號的隨后邊沿之前以提前時段T_ADV被換向。
如上所述，提前時段T_ADV在AC電源4的每一個半周期上保持固定。然而，由于在DC鏈電壓中的正弦增加和減少，轉(zhuǎn)子5的速度在AC電源4的每一個半周期上改變?；魻枙r段TJiALL在AC電源4的每一個半周期上改變。因此，與提前時段相反，控制器16針對HALL信號的每一個邊沿計算換向時段T_C0M。
電流控制
控制器16的多個外圍設(shè)備19配置為限定電流調(diào)節(jié)器22。電流調(diào)節(jié)器22監(jiān)測并調(diào)節(jié)相繞組7中的電流。電流調(diào)節(jié)器22執(zhí)行兩個功能。第一，電流調(diào)節(jié)器22在相繞組7 中的電流超過失效安全閾值的情況下清除TRIP#。第二，電流調(diào)節(jié)器22在相繞組7中的電流超過過流閾值·的情況下產(chǎn)生過流信號。
如圖5中所示，電流調(diào)節(jié)器22包括失效安全模塊23和過流模塊24。
失效安全模塊23包括多路轉(zhuǎn)接器(multipleXer)25、比較器26、非門27、和SR鎖存器。多路轉(zhuǎn)接器25具有兩個輸入部，用于選擇兩個電流感測信號I_SENSE_1和 I_SENSE_2 中第一個。由多路轉(zhuǎn)接器25進(jìn)行的該選擇由處理器17響應(yīng)于電流通過相繞組7中的方向而控制。特別地，當(dāng)DIRl被設(shè)定時，致使多路轉(zhuǎn)接器25選擇I_SENSE_1，當(dāng)DIR2被設(shè)定時， 致使多路轉(zhuǎn)接器25選擇I_SENSE_2。多路轉(zhuǎn)接器25的輸出被傳遞至比較器26，所述比較器26將被選擇的電流感測信號的電壓與預(yù)定失效安全電壓TRIP_REF進(jìn)行比較。TRIP_REF 被設(shè)置為使得，當(dāng)通過被選擇的分流電阻器Rl、R2的電流大于預(yù)定失效安全閾值時，比較器26的輸出被拉引為邏輯上高。TRIP_REF因此由分流電阻器R1、R2的電阻值和I_MAX定義。比較器26的輸出被傳遞到非門27，所述非門27的輸出被傳遞到SR鎖存器28的S-輸入部。SR鎖存器28的Q#輸出被電流調(diào)節(jié)器22作為TRIP#信號輸出。因而，當(dāng)電流感測信號I_SENSE_1或I_SENSE_2的電壓大于TRIP_REF時，TRIP#被清除。
如上所述，門驅(qū)動器模塊11響應(yīng)于被清除的TRIP#信號而斷開逆變器10的所有開關(guān)Q1-Q4。電流調(diào)節(jié)器22的失效安全模塊23因此防止相繞組7中的電流超過失效安全閾值I_MAX，在該失效安全閾值之上，開關(guān)Q1-Q4可損壞和/或轉(zhuǎn)子5可退磁。通過利用硬件清除TRIP#信號，當(dāng)相繞組7中的電流超過失效安全閾值時，電流調(diào)節(jié)器22相對較快地響應(yīng)。如果改為采用由處理器17執(zhí)行的軟件來清除TRIP#信號，延遲可在電流超過失效安全閾值和TRIP#信號的清除之間產(chǎn)生，在該期間，電流可以上升至損壞開關(guān)Q1-Q4或使轉(zhuǎn)子 5退磁的水平。
處理器17響應(yīng)于HALL信號的每一個邊沿而檢驗(yàn)TRIP#信號。如果TRIP#信號針對五個相繼的HALL邊沿清除，則處理器17將“超過失效安全”錯誤寫到存儲裝置18并進(jìn)11入故障模式，所述故障模式將在以下更詳細(xì)地描述。以該方式監(jiān)控TRIP#信號確?？刂破?16不會由于TRIP#信號中的瞬態(tài)噪聲而無意地進(jìn)入故障模式。
過流模塊24包括多路轉(zhuǎn)接器29和比較器30。多路轉(zhuǎn)接器29，類似于失效安全模塊23的多路轉(zhuǎn)接器，具有兩個輸入部，用于選擇兩個電流感測信號I_SENSE_1和I_SENSE_2 中第一個。再次，由多路轉(zhuǎn)接器29進(jìn)行的該選擇由處理器17響應(yīng)于電流通過相繞組7中的方向而控制。因此，當(dāng)DIRl被設(shè)定時，多路轉(zhuǎn)接器29選擇I_SENSE_1，當(dāng)DIR2被設(shè)定時， 多路轉(zhuǎn)接器25選擇I_SENSE_2。多路轉(zhuǎn)接器29的輸出被傳遞至比較器30，所述比較器30 將電流感測信號的電壓與DC_LINK信號的電壓進(jìn)行比較。當(dāng)電流感測信號I_SENSE_1或1_ SENSE_2大于DC_LINK時，比較器30的輸出被拉引為邏輯上低。當(dāng)相繞組7中的電流超過與DC鏈電壓成比例的過流閾值時，過流模塊24因此輸出被拉引為邏輯上低的過流信號。
過流模塊24的輸出部被聯(lián)接至處理器17，所述處理器17響應(yīng)于低的過流信號而執(zhí)行過流例程。由于過流閾值與DC鏈電壓成比例，過流閾值跨AC電源4的每一個周期如被整流的正弦曲線那樣改變，其益處在下面更詳細(xì)地解釋。
分壓器R3、R4的電阻值被選擇為使得DC_LINK信號的峰值電壓不超過TRIP_REF。 因此，電流調(diào)節(jié)器22在相繞組7中的電流超過失效安全閾值之前觸發(fā)過流事件。因此期望過流模塊24和處理器17調(diào)節(jié)相繞組7中的電流。僅在處理器17內(nèi)的不太可能的故障事件(例如,軟件故障)中或如果相繞組7中的電流以在處理器17能夠響應(yīng)過流事件之前而達(dá)到失效安全閾值I_MAX的速率上升，失效安全模塊23被預(yù)期會清除TRIP#。
響應(yīng)于過流事件，控制器16取決于轉(zhuǎn)子5的速度而執(zhí)行不同系列的動作。在預(yù)定閾值SPEED_SINGLE以下的速度下，控制器16以“多轉(zhuǎn)換模式”操作。在預(yù)定閾值SPEED_ SINGLE或以上的速度下，控制器16以“單轉(zhuǎn)換模式”操作。
多轉(zhuǎn)換模式
響應(yīng)于多轉(zhuǎn)換模式中的過流事件，控制器16通過清除FREEHWEEL#使相繞組7續(xù)流。續(xù)流持續(xù)一續(xù)流時段T_FW，在該期間，預(yù)期相繞組7中的電流衰減到過流閾值以下的水平。如果相繞組7中的電流繼續(xù)超過過流閾值，控制器16再次使相繞組7續(xù)流一續(xù)流時段T_FW。在另一方面，如果相繞組7中的電流掉落到過流閾值之下，控制器16通過設(shè)定 FREEWHEEL#而恢復(fù)相繞組7的激勵。
對于特定續(xù)流時段T_FW，對應(yīng)的電角A_FW可以定義為
A_Fff (elec. deg) =T_FW (sec) * { ω (rpm)/60} *360 (mech. deg)*n/2
其中，A_FW是以電角度計的續(xù)流角，T_FW是以秒計的續(xù)流時段，ω是以rpm計的轉(zhuǎn)子速度，以及η是轉(zhuǎn)子極的數(shù)量。因此，對于固定的續(xù)流時段，對應(yīng)的續(xù)流角隨著轉(zhuǎn)子速度增加。但是，在續(xù)流角增加時，電流且因此電力被驅(qū)動進(jìn)入相繞組7中的剩余時段減少。 控制器16因此采用續(xù)流時段T_FW，所述續(xù)流時段T_FW隨著增加的轉(zhuǎn)子速度而減少，使得對應(yīng)的續(xù)流角A_FW不隨轉(zhuǎn)子5加速而變得過大。
控制器16包括續(xù)流查找表，所述續(xù)流查找表儲存對于多個轉(zhuǎn)子速度中的每一個的續(xù)流時段。響應(yīng)于Z_CR0SS信號的邊沿，控制器16從續(xù)流查找表中選擇對應(yīng)于轉(zhuǎn)子5的速度的續(xù)流時段T_FW?？刂破?6隨后響應(yīng)于過流事件而使用被選擇的續(xù)流時段使相繞組 7續(xù)流。相同續(xù)流時段T_FW被控制器16使用，直到檢測到Z_CR0SS信號的進(jìn)一步的邊沿時為止。響應(yīng)于Z_CR0SS信號的進(jìn)一步的邊沿，控制器16從續(xù)流查找表中選擇對應(yīng)于轉(zhuǎn)子5的速度的新的續(xù)流時段。因而，如提前時段那樣，續(xù)流時段僅當(dāng)AC電源4的電壓跨過零時被更新，且在AC電源4的每一個半周期上保持恒定。
僅在轉(zhuǎn)子5從靜止加速至SPEED_SINGLE時，控制器16以多轉(zhuǎn)換模式操作。這樣， 在多轉(zhuǎn)換模式下控制器16花費(fèi)的時間的長度相對較短。由此相對較粗的速度分辨度可以用于續(xù)流查找表，而不會不利地影響電動機(jī)系統(tǒng)IV功率或效率。實(shí)際上，可想到使用固定的續(xù)流時段，只要對應(yīng)的續(xù)流角在轉(zhuǎn)子5接近SPEED_SINGLE時不變得過大。
在相對較低轉(zhuǎn)子速度下，由轉(zhuǎn)子5在相繞組7中感生的反EMF相對較小。因而，相繞組7中的電流相對較快地上升至過流閾值。由于電流達(dá)到過流閾值所占用的相對較短的時間段，在電動機(jī)2的每一個電半周期期間，控制器16將通常在激勵和續(xù)流之間轉(zhuǎn)換相繞組7多次。正是由于該原因，控制器16可以說在低于SPEED_SINGLE的速度下以多轉(zhuǎn)換模式操作。隨著轉(zhuǎn)子速度增加，霍爾時段自然地減少。另外，反EMF增加，且因此相繞組7中的電流達(dá)到過流閾值所占用的時間增加。因而，控制器16隨著轉(zhuǎn)子5加速而在激勵和續(xù)流之間不那么頻繁地轉(zhuǎn)換相繞組7。最后，轉(zhuǎn)子5的速度上升到一水平，在該水平處，控制器 16在電動機(jī)2的每一個電半周期期間在激勵和續(xù)流之間轉(zhuǎn)換相繞組7僅一次。
單轉(zhuǎn)換模式
響應(yīng)于單轉(zhuǎn)換模式中的過流事件，控制器16不立即使相繞組7續(xù)流。而是，控制器16繼續(xù)激勵相繞組7持續(xù)超出時段(overrun period) T_0VR。在超出時段已經(jīng)逝去之后，控制器16通過清除FREEHWEEL#使相繞組7續(xù)流。續(xù)流隨后無限期地繼續(xù)，直到控制器 16使相繞組7換向的時候?yàn)橹??？刂破?6因此在電動機(jī)2的每一個電半周期期間將相繞組從激勵轉(zhuǎn)換至續(xù)流僅一次。
現(xiàn)在參考圖6，超出時段1'_0￥1 由以下方程定義
T_0VR=T_0VR_0FFSET+T_0VR_AMP*abs{sin(Θ)}
其中，T_0VR_0FFSET是偏移值，T_0VR_AMP*abs {sin ( θ )}是具有由 T_0VR_AMP 定義的振幅的被整流的正弦波，以及Θ是AC電源4的電壓周期中的角。
角Θ可以表示為距AC電源4的電壓中的過零的時間間隔
Θ (deg) =t (sec) *f (Hz) *360 (deg)
其中，t是以秒計的自AC電源4中的過零起逝去的時間，以及f是以赫茲計的AC 電源4的頻率。超出時段可以隨后被定義為
T_0VR=T_0VR_0FFSET+T_0VR_AMP*abs{sin(t*f*360deg)}
更簡單地，超出時間T_0VR可以被視為兩個部分的和
T_0VR=T_0VR_0FFSET+T_0VR_SINE
其中T_0VR_0FFSET是獨(dú)立于時間的超出偏移值，以及T_0VR_SINE是取決于時間的超出正弦值。
T_0VR_SINE被控制器16作為超出正弦查找表存儲。超出正弦查找表包括針對多個時間的每一個的超出正弦值T_0VR_SINE。響應(yīng)于HALL信號的邊沿，控制器16確定自Z_ CROSS信號的最近邊沿起已經(jīng)逝去的時間段t。控制器16隨后從超出正弦查找表中選擇對應(yīng)于逝去的時間段的超出正弦值T_0VR_SINE?？刂破?6隨后將超出偏移值T_0VR_0FFSET 和超出正弦值T_0VR_SINE相加，以獲得超出時段T_0VR。
如下面更詳細(xì)地描述的，通過選擇提前時段T_ADV、超出偏移T_0VR_0FFSET、和超出振幅T_0VR_AMP的適當(dāng)?shù)闹?，電動機(jī)系統(tǒng)I的效率可以針對具體平均輸入功率或平均輸出功率優(yōu)化。此外，適當(dāng)?shù)闹悼梢员贿x擇為使得從AC電源4得到的電流的波形符合由主管主體設(shè)定的諧波標(biāo)準(zhǔn)(harmonic standards set)。
軺時
不考慮轉(zhuǎn)子速度，期望過流事件在電動機(jī)2的每一個電半周期期間至少發(fā)生一次。萬一過流沒有發(fā)生，控制器16會繼續(xù)激勵相繞組7，并因此相繞組7中的電流會繼續(xù)上升。在相對較高的轉(zhuǎn)子速度下，相繞組7中的反EMF的大小相對較大。因此,相繞組7中的電流不能達(dá)到過剩水平，即使在沒有過流事件的情況下也是如此。然而，在相對較低轉(zhuǎn)子速度下，相繞組7中感生的反EMF相對較小。因此，在沒有過流事件的情況下，相繞組7中的電流可以上升到過剩水平。實(shí)際上，電流可以上升到失效安全閾值I_MAX，其會隨后導(dǎo)致控制器16進(jìn)入故障模式。因而，當(dāng)在多轉(zhuǎn)換模式下操作時，在相繞組7已經(jīng)沿相同方向被不斷激勵持續(xù)超時時段!^ 之后，控制器16自動地執(zhí)行過流例程。因此通過確保相繞組 7可被激勵的最大時間段受到限制，超時時段用作失效安全機(jī)制。
隨著轉(zhuǎn)子5的速度增加，相繞組7中感生的反EMF的大小也增加。因而，電流在相繞組7中上升的速率隨著增加的轉(zhuǎn)子速度而減小。換句話說，相繞組7中的電流上升至過流閾值的電角隨著轉(zhuǎn)子速度而增加?？刂破?6因此采用隨轉(zhuǎn)子速度增加的超時角Α_Τ0。 對于特定超時時段Τ_Τ0，對應(yīng)的超時角Α_Τ0可以定義為
A_T0 (elec. deg) =T_T0 (sec) * { ω (rpm)/60} *360 (mech. deg)*n/2
其中，Α_Τ0是以電角度計的超時角，Τ_Τ0是以秒計的超時時段，ω是以rpm計的轉(zhuǎn)子速度，以及η是轉(zhuǎn)子極的數(shù)量。因而，對于固定的超時時段，對應(yīng)的超時角隨著轉(zhuǎn)子速度線性地增加。控制器16可以因此使用固定的超時時段!^ 。然而，如果控制器16針對不同轉(zhuǎn)子速度使用不同超時時段，可實(shí)現(xiàn)更好的控制?？刂破?6因此包括超時查找表，所述超時查找表儲存對于多個轉(zhuǎn)子速度中的每一個的超時時段Τ_Τ0。
響應(yīng)于Z_CR0SS信號的邊沿，控制器16從超時查找表中選擇對應(yīng)于轉(zhuǎn)子5的速度的超時時段Τ_Τ0。相同超時時段隨后被控制器16使用，直到檢測到Z_CR0SS信號的進(jìn)一步的邊沿時為止。響應(yīng)于Z_CR0SS信號的進(jìn)一步的邊沿，控制器16從超時查找表中選擇對應(yīng)于轉(zhuǎn)子5的速度的新的超時時段。因而，正如提前時段和續(xù)流時段，超時時段僅當(dāng)AC電源 4的電壓跨過零時被更新，且在AC電源4的每一個半周期上保持恒定。
恒定功率
控制器16主要以提前換向單轉(zhuǎn)換模式操作。在該模式內(nèi)，轉(zhuǎn)子5的速度在轉(zhuǎn)子5 經(jīng)歷不同負(fù)載時改變。隨著轉(zhuǎn)子速度改變，相繞組7中感生的反EMF的大小也改變。如果控制器16要采用固定的提前時段和超出時段，系統(tǒng)I的平均輸入功率和平均輸出功率會隨轉(zhuǎn)子速度改變。然而，可存在應(yīng)用，可期望所述應(yīng)用具有在特定速度范圍上保持恒定輸入或輸出功率的電動機(jī)系統(tǒng)I。
電動機(jī)系統(tǒng)I的平均輸入和輸出功率還取決于AC電源4的RMS電壓。然而，RMS 電壓可能不規(guī)則。再次，可存在應(yīng)用，可期望所述應(yīng)用具有不論AC電源4的電壓變化而保持恒定輸入或輸出功率的電動機(jī)系統(tǒng)I。另外，兩個不同國家中的市電電源可以在RMS電壓而不是頻率上不同。因此如果通過電動機(jī)系統(tǒng)I在兩個國家中實(shí)現(xiàn)相同性能，這是有利的。
因而，為了在特定速度范圍和/或電壓范圍上保持恒定平均功率(輸入或輸出)，控制器16響應(yīng)于AC電源4的RMS電壓和/或轉(zhuǎn)子速度的變化而調(diào)整提前時段和超出時段。
提前查找表因此存儲針對多個轉(zhuǎn)子速度和多個電壓中的每一個的提前時段T_ ADV0控制器16還包括超出偏移查找表，所述超出偏移查找表存儲針對多個轉(zhuǎn)子速度和多個電壓中的每一個的超出偏移值T_0VR_0FFSET。每一個查找表因此是二維的，并通過轉(zhuǎn)子速度和電壓索引。如下更詳細(xì)所述，控制器16采樣DC_SM00TH信號以獲得AC電源4的RMS 電壓的測量值，其隨后被控制器16使用以索引每一個查找表。
正如提前時段，控制器16響應(yīng)于Z_CR0SS信號的邊沿更新超出偏移值。特別地， 控制器16從超出偏移查找表中選擇對應(yīng)于轉(zhuǎn)子速度和AC電源4的RMS電壓的超出偏移值 T_0VR_0FFSET。超出偏移因此僅當(dāng)AC電源4的電壓跨過零時被更新，且在AC電源4的每一個半周期上保持恒定。
響應(yīng)于HALL信號的每一個邊沿，控制器16從超出正弦查找表中選擇對應(yīng)于自AC 電源4的之前過零起已經(jīng)逝去的時間段t的超出正弦值T_0VR_SINE?？刂破?6隨后將超出偏移值T_0VR_0FFSET和超出正弦值T_0VR_SINE相加，以獲得超出時段T_0VR。
提前時段1'_八0￥和超出時段T_0VR可以因此定義為
T_ADV=T_ADV_TABLE [速度，電壓]
T_0VR=T_0FFSET_TABLE [速度，電壓]+T_OVR_SINE_TABLE [t]
提前時段和超出時段因此響應(yīng)于轉(zhuǎn)子速度和AC電源4的RMS電壓的變化而被調(diào)整，以便確保實(shí)現(xiàn)恒定平均功率(輸入或輸出)。還可以響應(yīng)于轉(zhuǎn)子速度和/或RMS電壓來調(diào)整超出振幅T_0VR_AMP。例如，控制器16可存儲超出振幅查找表，所述超出振幅查找表存儲針對多個轉(zhuǎn)子速度和/或電壓中的每一個的超出振幅值T_0VR_AMP?？刂破?6會隨后響應(yīng)于Z_CR0SS信號的每一個邊沿而更新超出振幅值。通過將超出振幅值T_0VR_AMP與從正弦查找表獲得的值相乘會隨后獲得超出正弦值T_0VR_SINE。然而，兩個數(shù)值的相乘增加了控制器16執(zhí)行的指令的數(shù)量。另外，會需要具有較高位分辨度的控制器16，以便處理乘法。因而，為了相對較簡單和廉價的微控制器可以用于控制器16，不調(diào)整超出振幅。但是， 一旦證明有必要或期望這樣做，超出振幅也可以被調(diào)整。
恒定平均功率在由SPEED_CP_MIN和SPEED_CP_MAX界定的速度范圍上和在由V_ CP_MIN和V_CP_MAX界定的電壓范圍上被保持。超出這些范圍，控制器16不試圖保持恒定平均功率。這么做的原因可改變，取決于電動機(jī)系統(tǒng)I的特點(diǎn)。例如，在低的電壓下，可能不能在電動機(jī)2的每一個電半周期上將足夠電流驅(qū)動至相繞組7中以便保持恒定平均功率。替換地，電動機(jī)系統(tǒng)I的效率可在低于V_CP_MIN的電壓下顯著地急下降， 或在該電壓以下保持恒定平均功率可導(dǎo)致過多電流諧波。
在恒定平均功率在具體速度范圍和電壓范圍上被保持的同時，電動機(jī)系統(tǒng)I仍能夠在超出這些范圍的速度和電壓下有效地操作。電動機(jī)系統(tǒng)I因此具有由SPEED_MIN和 SPEED_MAX限定的速度范圍和由V_MIN和V_MAX限定的操作電壓范圍。提前查找表和超出偏移查找表存儲覆蓋電動機(jī)系統(tǒng)I的全操作速度和電壓范圍的值。然而，僅在SPEED_CP_ MIN和SPEED_CP_MAX之間的速度下和V_CP_MIN和V_CP_MAX之間的電壓下實(shí)現(xiàn)恒定平均功率。
電壓和溫度測量
控制器16的外圍設(shè)備19包括具有多個通道的模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)。ADC的第一通道聯(lián)接至DC_SM00TH信號的輸入引腳，ADC的第二通道聯(lián)接至TEMP信號的輸入引腳。
為了測量AC電源的RMS電壓，處理器17選擇ADC的第一通道并使用ADC采樣DC_ SMOOTH信號。R6、C2電路的時間常數(shù)足夠長，以使得DC_SM00TH信號在AC電源4的每一個半周期上表現(xiàn)較恒定。DC_SM00TH信號因此提供AC電源4的峰值電壓的測量值。由于峰電壓與RMS電壓直接成比例，DC_SM00TH還提供RMS電壓的測量值。盡管DC_SM00TH信號在AC電源4的每一個半周期上較恒定，但信號仍具有由逆變器10的轉(zhuǎn)換引起的小程度的高頻波動。因而，為了補(bǔ)償該波動，處理器17在AC電源4的每一個周期上采樣DC_SM00TH 信號許多次。處理器17采取采樣的平均值，以便獲得AC電源4的RMS電壓的測量值。
為了測量溫度，處理器17選擇ADC的第二通道并使用ADC采樣TEMP信號。再次， 處理器17采樣TEMP信號許多次并確定平均值，以便獲得溫度的測量值。通過采取多次采樣的平均，控制器16沒有無意地對TEMP信號中的寄生噪音或電動機(jī)系統(tǒng)I內(nèi)的瞬時溫度變化起反應(yīng)。
當(dāng)在相對較高轉(zhuǎn)子速度下操作時，ADC選擇通道和采樣相關(guān)輸入信號所需要的時間可能延遲其他例程的執(zhí)行。如下更詳述的，任何延遲都可能不利地影響電動機(jī)系統(tǒng)I的性能。因而，當(dāng)采樣DC_SM00TH或TEMP時，采樣過程被分為三個不同步驟，每一個步驟響應(yīng)于HALL信號的邊沿被相繼執(zhí)行。
響應(yīng)于HALL信號的第一邊沿,處理器17選擇ADC的合適通道。響應(yīng)于第二邊沿， 處理器17啟動ADC。響應(yīng)于第三邊沿，處理器17讀取ADC的輸出寄存器。處理器17讀取的輸出因此表示被選擇的輸入信號(即，DC_SM00TH或TEMP)的單個樣本。處理器17讀取的樣本隨后被存儲到存儲裝置18。該三步驟過程隨后被重復(fù)，以獲得輸入信號的進(jìn)一步樣本，所述樣本隨后被加至已經(jīng)存儲在存儲裝置18中的值。存儲在存儲裝置18中的值因此對應(yīng)于處理器17讀取的各個樣本的和。三步驟過程被重復(fù)預(yù)定次數(shù)。處理器17隨后以該預(yù)定次數(shù)除存儲在存儲裝置18中的值，以獲得輸入信號的平均測量值。
通過將采樣過程分為三個不同步驟，采樣輸入信號所需的時間分散為跨電動機(jī)2 的三個電半周期。因而，在電動機(jī)2的每一個電半周期期間控制器16采樣輸入信號花費(fèi)的時間顯著減少，并因此事件沖突的可能性減少。
控制器16同時采樣DC_SM00TH和TEMP信號。如圖7中所示，控制器16對DC_ SMOOTH信號執(zhí)行該三步驟過程，以獲得AC電源4的RMS電壓的單個樣本?？刂破?6隨后對TEMP信號執(zhí)行該三步驟過程，以獲得溫度的單個樣本。交替采樣DC_SM00TH和TEMP的該過程隨后被重復(fù)預(yù)定次數(shù)。存儲裝置18因此存儲與AC電源4的RMS電壓的樣本的和對應(yīng)的第一值和與溫度的樣本的和對應(yīng)的第二值。
不是同時采樣DC_SM00TH和TEMP信號，控制器16可以相繼地采樣兩個輸入信號。 特別地，控制器16可先采樣DC_SM00TH信號預(yù)定次數(shù)，隨后采樣TEMP信號預(yù)定次數(shù)。通過相繼地而不是同時地采樣兩個輸入信號，ADC的通道針對每一組樣本僅變化一次。因此，選擇通道的步驟可以從除了正好第一樣本之外的所有樣本去掉。兩步驟過程(S卩，開始ADC和讀取ADC)于是可以用于采樣除了正好第一樣本之外的所有樣本。因而，較大數(shù)量的樣本可以在特定時間段上被采集。然而，相繼采樣兩個輸入信號的缺點(diǎn)是，對于每一個信號，存在一時段，在該時段期間信號不被測量。
控制器16僅具有一個ADC，所述ADC需要用于采樣兩個輸入信號，即，DC_SM00TH和TEMP。正是由于該原因，采樣過程包括選擇ADC通道的步驟。如果溫度傳感器15從控制系統(tǒng)3省略，AC電源4的RMS電壓可被采樣，而不需要通道選擇。替換地，如果控制器16 的外圍設(shè)備包括附加ADC，則每一個輸入信號可以被專門的ADC采樣，且因此選擇通道的步驟也可被省略。但是，在兩種情況下，采樣過程繼續(xù)被分為兩個步驟，使得采樣輸入信號所需的時間分散為跨電動機(jī)2的兩個電半周期。
在圖7所示的特定實(shí)施例中，采樣過程的每一個步驟響應(yīng)于HALL信號的相繼邊沿而被執(zhí)行。這于是具有優(yōu)勢每一個樣本被較快地獲得，即，在HALL信號的三個邊沿之后。 但是，不是必須響應(yīng)于HALL信號的相繼邊沿執(zhí)行每一個步驟。例如，采樣過程的每一個步驟可響應(yīng)于HALL信號的每兩個或三個邊沿被執(zhí)行。盡管這于是需要較長時間段以獲得每一個采樣，控制器16可以使用不處理ADC的時間來執(zhí)行其他例程。
不是將各個樣本的平均值用作輸入信號的測量值，控制器16可替換地使用樣本的和。替換地，控制器16可將樣本的峰值用作輸入信號的測量值。例如，在從ADC的輸出寄存器讀取樣本之后，處理器17可將樣本與存儲在存儲裝置18中的值進(jìn)行比較。如果樣本大于存儲在存儲裝置18中的值，處理器17用樣本的值重寫該值。比較和重寫的步驟隨后針對預(yù)定數(shù)量樣本中的每一個重復(fù)。在已經(jīng)采集了所有樣本之后，存儲在存儲裝置18中的值代表樣本的峰值。當(dāng)測量峰值時，代表AC電源4的電壓的輸入信號不是必須是平滑的， 只要采樣跨過AC電源4的至少一個半周期。因而，平滑化電容器C2可以被省略，或電容值可顯著降低以便減少控制系統(tǒng)3的尺寸和/或成本。
除了當(dāng)在速度下操作時測量溫度和AC電源4的電壓，控制器16還測量初始加電期間的電壓和溫度。進(jìn)行該初始檢查，以便確保電動機(jī)系統(tǒng)I內(nèi)的溫度和AC電源4的RMS 電壓處于安全操作限制內(nèi)。在該初始階段，控制器16在采樣輸入信號中花費(fèi)的時間不關(guān)鍵。因而，在初始加電期間，控制器16采樣電壓和溫度，而沒有將過程分為三個步驟。
杳找表
控制器16的存儲裝置18存儲多個查找表，每一個具有特定速度和/或電壓分辨度。每一個查找表的分辨度不需要與其他查找表的分辨度相同，并可以跨查找表改變。例如，提前查找表可以在相對較低速度下每IOkrpm存儲提前時段，其逐漸增加至在相對較高速度下的lkrpm。
在多轉(zhuǎn)換模式和單轉(zhuǎn)換模式下均采用提前換向。在單轉(zhuǎn)換模式下，提前時段響應(yīng)于轉(zhuǎn)子速度和AC電源4的RMS電壓兩者的變化而被調(diào)整，以便保持恒定平均功率。在多轉(zhuǎn)換模式下，不必響應(yīng)于電壓的變化而調(diào)整提前時段。因而，為了最小化需要存儲提前查找表的存儲器的量，存儲裝置18存儲兩個提前查找表一維查找表，其通過在低于SPEED_ SINGLE的速度下操作時的轉(zhuǎn)子速度索引；和二維查找表，其通過處于SPEED_SINGLE或 SPEED_SINGLE以上的速度下的轉(zhuǎn)子速度和電壓索引。
不是存儲絕對值，每一個查找表可存儲差值。控制器16隨后存儲基準(zhǔn)值，差值被應(yīng)用于該基準(zhǔn)值。因而，當(dāng)更新特定參數(shù)時，控制器16索引相關(guān)查找表以選擇差值，并將該差值應(yīng)用至基準(zhǔn)值以獲得參數(shù)。因此，例如，控制器16可以采用針對轉(zhuǎn)子速度85krpm、 90krpm和95krpm的47 μ s、50 μ s和52 μ s的提前時段。控制器16可隨后將50 μ s作為基準(zhǔn)值存儲。提前查找表會隨后存儲_2 μ s、0 μ S、和1μ s用于三個速度中的每一個。存儲差值通常需要比絕對值更少的存儲器。因此，查找表可以被更有效地存儲。用于查找表的較高分辨度可隨后針對給定的存儲器的量被實(shí)現(xiàn)。替換地或此外地，可以使用具有較小存儲容量的較廉價控制器。因此，在更一般的意義上，每一個查找表可以說是存儲控制值(例如，絕對值或差值)，所述控制值被控制器16使用以確定相關(guān)參數(shù)，例如，提前時段、超出偏移等。
為了減少控制器16執(zhí)行的指令的數(shù)量，控制器16僅更新相關(guān)操作模式所需的那些參數(shù)。例如，當(dāng)以同步換向模式操作時，控制器16沒有選擇或更新提前時段的需要。類似地，當(dāng)以單轉(zhuǎn)換模式操作時，控制器16沒有選擇或更新續(xù)流時段的需要。作為僅更新特定操作模式所需的那些參數(shù)的結(jié)果，當(dāng)轉(zhuǎn)子到達(dá)SPEED_SINGLE時，控制器16沒有立即從多轉(zhuǎn)換模式變化至單轉(zhuǎn)換模式。如果控制器16要立即從多轉(zhuǎn)換變化值單轉(zhuǎn)換模式，控制器16 將不知道自AC電源4的電壓的之前過零起已經(jīng)逝去了多長時間段。因此，控制器16將不知道使用什么超出時段。因而，當(dāng)轉(zhuǎn)子速度達(dá)到SPEED_SINGLE時，控制器16等待，直到Z_ CROSS信號的下一邊沿，然后從多轉(zhuǎn)換模式變化至單轉(zhuǎn)換模式。
隨著電動機(jī)2從靜止加速，霍爾時段的長度減少。因而，如果參數(shù)(例如，續(xù)流時段) 在HALL信號的每第η個邊沿被更新，則每一次更新之間的間隔會逐漸減少。每一個參數(shù)會于是在低速下以較低的頻率被更新，而在高速下以較高頻率被更新。通過響應(yīng)于AC電源4 的電壓的過零而更新每一個參數(shù)，每一個參數(shù)以規(guī)則間隔被更新，而不論速度如何。
如果在以單轉(zhuǎn)換模式下操作的同時，參數(shù)在HALL信號的每第η個邊沿上被更新， 參數(shù)會在AC電源 4的周期內(nèi)的不同點(diǎn)處更新。這繼而可潛在地增加從AC電源4得到的電流波形的諧波含量。另外，當(dāng)電動機(jī)系統(tǒng)I以恒定平均速度操作時，由于DC鏈電壓的正弦增加和減少，轉(zhuǎn)子5的即時速度仍在AC電源4的每一個半周期上改變。如果參數(shù)在HALL 信號的每第η個邊沿上被更新，可選擇不同的參數(shù)值，而不管電動機(jī)系統(tǒng)I的平均速度還未變化的事實(shí)。再次，這可以引起從AC電源4得到的電流波形內(nèi)的增加的諧波。通過響應(yīng)于 AC電源4的過零而更新每一個參數(shù)，AC電源4的周期中的相同基準(zhǔn)點(diǎn)被使用。因而，實(shí)現(xiàn)了更穩(wěn)定的電流波形。此外，通過在AC電源4的每半周期僅更新一次參數(shù)，控制器16執(zhí)行的指令被保持相對較簡單，且因此可以使用更簡單和更廉價的微控制器。當(dāng)然，如果非常期望，可以通過在Z_CR0SS信號的每第η個邊沿上更新而以較低頻率更新各個參數(shù)。
電動機(jī)操作
現(xiàn)在將描述在電動機(jī)系統(tǒng)I從靜止加速至運(yùn)行速度時電動機(jī)系統(tǒng)I的操作。如可從圖8中看到的，控制器16具有六個操作模式初始化，靜止，低速加速，高速加速，運(yùn)行，和故障。在各個操作模式內(nèi)，控制器16通過使用以下四個參數(shù)中的一個或多個來控制電動機(jī) 2 :續(xù)流時段、提前時段、超出時段、和超時時段。
初始化模式
在加電時，控制器16使得外圍設(shè)備19運(yùn)行并采樣DC_SM00TH信號和TEMP信號， 以便獲得電動機(jī)系統(tǒng)I內(nèi)的溫度和AC電源4的RMS電壓的測量值。如果RMS電壓小于欠電壓閾值V_MIN，或大于過電壓閾值V_MAX，則控制器16將‘欠電壓’或‘過電壓’錯誤寫到存儲裝置18并進(jìn)入故障模式。類似地，如果溫度小于欠溫度閾值TEMP_MIN，或大于過溫度閾值TEMP_MAX，則控制器16將‘欠溫度’或‘過溫度’錯誤寫到存儲裝置18并進(jìn)入故障模式。
如果RMS電壓和溫度處于操作閾值內(nèi)，控制器16確定轉(zhuǎn)子5的速度是否超過靜止閾值SPEED_STATIONARY。如上所述，電動機(jī)5的速度從HALL信號的兩個相繼邊沿之間的間隔，即霍爾時段，獲得。如果控制器16沒有檢測到與SPEED_STATIONARY對應(yīng)的時間段內(nèi)的 HALL信號的兩個邊沿，控制器16進(jìn)入靜止模式。否則，控制器16進(jìn)入低速加速模式。
靜止模式(ω<SPEED_STATIONARY)
控制器16反向驅(qū)動電動機(jī)2持續(xù)預(yù)定的反向驅(qū)動時間T_RD。為了當(dāng)前描述的目的，將假設(shè)響應(yīng)于當(dāng)HALL信號邏輯上低時將相繞組7從左至右驅(qū)動以及當(dāng)HALL信號邏輯上高時將相繞組7從右至左驅(qū)動而向前驅(qū)動電動機(jī)2。因此，響應(yīng)于當(dāng)HALL信號邏輯上低時將相繞組從右至左驅(qū)動以及當(dāng)HALL信號邏輯上高時將相繞組7從左至右驅(qū)動而反向驅(qū)動電動機(jī)2,如圖9中詳示。
暫時地反向驅(qū)動電動機(jī)2應(yīng)致使轉(zhuǎn)子5或向前進(jìn)方向旋轉(zhuǎn)或采用相對于定子6的特定角位置。轉(zhuǎn)子5是否向前旋轉(zhuǎn)或與定子6對齊將取決于轉(zhuǎn)子5的開始位置。轉(zhuǎn)子5因此或向前進(jìn)方向運(yùn)動，或處于準(zhǔn)備好沿前進(jìn)方向加速的位置。
在暫時地反向驅(qū)動電動機(jī)2之后，控制器16使相繞組7換向，以便向前驅(qū)動電動機(jī)2。向前驅(qū)動應(yīng)致使轉(zhuǎn)子5沿前進(jìn)方向旋轉(zhuǎn)。如果轉(zhuǎn)子5如預(yù)期地旋轉(zhuǎn)，HALL信號的邊沿應(yīng)發(fā)生在預(yù)定時間T_FD內(nèi)。如果沒有邊沿在預(yù)定時間T_FD內(nèi)被檢測到，控制器將‘啟動失敗’錯誤寫到儲存裝置18并進(jìn)入故障模式。否則，控制器16響應(yīng)于HALL信號的邊沿而使相繞組7換向，以便繼續(xù)向前驅(qū)動電動機(jī)2。HALL信號的第二邊沿應(yīng)隨后發(fā)生在與SPEED_ STATIONARY對應(yīng)的時間段內(nèi)。如果第二邊沿在預(yù)定時間內(nèi)被檢測到，則控制器16進(jìn)入低速加速模式。否則，控制器將‘啟動失敗’錯誤寫到儲存裝置18并進(jìn)入故障模式。
低諫加諫樽式(SPEEDSTATIONARY ^ ω〈SPEED ADV)
當(dāng)在低速加速模式下操作時，控制器16在同步換向多轉(zhuǎn)換模式下驅(qū)動電動機(jī)2。 圖10示出在幾個霍爾時段上HALL信號、控制信號、和相電流的波形。
響應(yīng)于HALL信號的每一個邊沿，控制器16立即使相繞組7換向(S卩，通過反轉(zhuǎn) DIRl和DIR2，和通過設(shè)定FREEWHEEL#)?？刂破?6隨后基于霍爾時段TJiALL來確定轉(zhuǎn)子 5的速度?？刂破?6隨后檢驗(yàn)過零標(biāo)記，該標(biāo)記響應(yīng)于Z_CR0SS信號的邊沿而被設(shè)定。如果標(biāo)記被設(shè)定以及轉(zhuǎn)子5的速度大于或等于SPEED_ADV，控制器16進(jìn)入高速加速模式。在另一方面，如果過零標(biāo)記被設(shè)定但轉(zhuǎn)子速度小于SPEED_ADV，控制器16更新續(xù)流時段T_FW 和超時時段Τ_Τ0并清除過零標(biāo)記。續(xù)流和超時時段通過使用轉(zhuǎn)子速度索引續(xù)流和超時查找表而被更新。
在檢驗(yàn)過零標(biāo)記之后，且如果有必要更新續(xù)流和超時時段，控制器16執(zhí)行用于采樣DC_SM00TH和TEMP信號的三個步驟中的一個。如果已經(jīng)采集了預(yù)定數(shù)量的樣本，控制器 16確定樣本的平均值，以獲得AC電壓4的RMS電壓或電動機(jī)系統(tǒng)I內(nèi)的溫度的測量值。如果RMS電壓小于V_MIN或大于V_MAX，或如果溫度小于TEMP_MIN或大于TEMP_MAX，控制器 16將對應(yīng)的錯誤寫到存儲裝置18并進(jìn)入故障模式。
在換向之后，控制器16繼續(xù)激勵相繞組7，直到過流事件發(fā)生或超時時段Τ_Τ0終止。響應(yīng)于這兩個事件的任一個，控制器16使相繞組7續(xù)流(S卩，通過清除FREEHWEEL#)持續(xù)續(xù)流時段T_FW。在續(xù)流時段結(jié)束時，如果相繞組7中的電流超過過流閾值，控制器16再次使相繞組7續(xù)流持續(xù)續(xù)流時段T_FW。否則，在續(xù)流時段結(jié)束時，控制器16恢復(fù)相繞組7 的激勵(即，通過設(shè)定FREEWHEEL#)。
控制器16因此使相繞組7換向與HALL信號的邊沿同步，并響應(yīng)于Z_CR0SS信號的邊沿更新續(xù)流時段和超時時段。控制器16在同步換向多轉(zhuǎn)換模式下驅(qū)動電動機(jī)2，直到轉(zhuǎn)子5的速度達(dá)到SPEED_ADV的時候位置。在達(dá)到SPEED_ADV時，控制器16響應(yīng)于Z_CR0SS 信號的下一邊沿進(jìn)入高速加速模式。
高速加速模式(SPEED_ADV( ω <SPEED_SINGLE)
當(dāng)在高速加速模式下操作時，控制器16在提前換向多轉(zhuǎn)換模式下驅(qū)動電動機(jī)2。 圖11示出在幾個霍爾時段上HALL信號、控制信號、和相電流的波形。
響應(yīng)于HALL信號的每一個邊沿，控制器16基于霍爾時段T_HALL來確定轉(zhuǎn)子5的速度?？刂破?6隨后檢驗(yàn)過零標(biāo)記，其響應(yīng)于Z_CR0SS信號的邊沿而被設(shè)定。如果標(biāo)記被設(shè)定以及轉(zhuǎn)子5的速度大于或等于SPEED_SINGLE，控制器16進(jìn)入運(yùn)行模式。在另一方面， 如果過零標(biāo)記被設(shè)定以及轉(zhuǎn)子速度小于SPEED_SINGLE，控制器16更新提前時段T_ADV、續(xù)流時段T_FW和超時時段Τ_Τ0并清除過零標(biāo)記。提前、續(xù)流和超時時段通過使用轉(zhuǎn)子速度索引對應(yīng)的查找表而被更新。
在檢驗(yàn)過零標(biāo)記之后，且如果有必要更新提前、續(xù)流和超時時段，控制器16通過從霍爾時段TJiALL減去提前時段T_ADV來計算換向時段T_C0M?？刂破?6隨后將換向時段1'_0)11加載到計時器。
在計算換向時段之后，控制器16執(zhí)行用于采樣DC_SM00TH和TEMP信號的三個步驟中的一個。如果已經(jīng)采集了預(yù)定數(shù)量的樣本，控制器16確定樣本的平均值，以獲得AC電壓4的RMS電壓或電動機(jī)系統(tǒng)I內(nèi)的溫度的測量值。如果RMS電壓小于V_MIN或大于V_ MAX,或如果溫度小于TEMP_MIN或大于TEMP_MAX，控制器16將對應(yīng)的錯誤寫到存儲裝置18 并進(jìn)入故障模式。
控制器16接著在計時器已經(jīng)計入換向時段T_C0M之后使相繞組7換向(S卩，通過反轉(zhuǎn)DIRl和DIR2，和通過設(shè)定FREEWHEEL#)。因此，控制器16在HALL信號的下一邊沿之前以提前時段T_ADV使相繞組7換向。在換向之后，控制器16激勵相繞組7，直到過流事件發(fā)生或超時時段Τ_Τ0終止。響應(yīng)于這兩個事件中的任一個，控制器16使相繞組7續(xù)流 (即，通過清除FREEHWEEL#)持續(xù)續(xù)流時段T_FW。在續(xù)流時段結(jié)束時，如果相繞組7中的電流超過過流閾值，控制器16再次使相繞組7續(xù)流持續(xù)續(xù)流時段T_FW。否則，在續(xù)流時段結(jié)束時，控制器16恢復(fù)相繞組7的激勵(即，通過設(shè)定FREEWHEEL#)。
控制器16因此在HALL信號的邊沿之前使相繞組7換向，并響應(yīng)于Z_CR0SS信號的邊沿更新提前時段、續(xù)流時段和超時時段?？刂破?6在提前換向多轉(zhuǎn)換模式下驅(qū)動電動機(jī)2，直到轉(zhuǎn)子5的速度達(dá)到SPEED_SINGLE的時候?yàn)橹?。在達(dá)到SPEED_SINGLE時，控制器 16響應(yīng)于Z_CR0SS信號的下一邊沿進(jìn)入運(yùn)行模式。
運(yùn)行模式(SPEED_SINGLE( ω )
當(dāng)在運(yùn)行模式下操作時，控制器16在提前換向單轉(zhuǎn)換模式下驅(qū)動電動機(jī)2。圖12 示出在幾個霍爾時段上HALL信號、控制信號、和相電流的波形。
響應(yīng)于HALL信號的每一個邊沿，控制器16基于霍爾時段TJiALL來確定轉(zhuǎn)子5的速度。期望轉(zhuǎn)子5的速度保持在由SPEED_MIN和SPEED_MAX界定的速度范圍內(nèi)。但是，控制器16將允許該范圍外的瞬時速度。因而，如果轉(zhuǎn)子5的速度掉落在SPEED_MIN以下持續(xù)比T_US長的時間段，控制器16將‘欠速度’錯誤寫到存儲裝置18并進(jìn)入故障模式。類似地，如果轉(zhuǎn)子5的速度超過SPEED_MAX持續(xù)比T_0S長的時間段，控制器16將‘過速度’錯誤寫到存儲裝置18并進(jìn)入故障模式。但是，一旦轉(zhuǎn)子5的速度超過SPEED_TRIP，控制器16 立即將‘速度脫扣’錯誤寫到存儲裝置18并進(jìn)入故障模式。在超過SPEED_TRIP的速度下， 機(jī)械和/或電故障的可能性顯著增加。
控制器16隨后檢驗(yàn)過零標(biāo)記，其響應(yīng)于Z_CR0SS信號的邊沿而被設(shè)定。如果過零標(biāo)記被設(shè)定，控制器16更新提前時段T_ADV和超出偏移值T_0VR_0FFSET。通過使用轉(zhuǎn)子速度和AC電源4的測得的RMS電壓索引相關(guān)查找表更新每一個值。在更新提前時段和超出偏移值后，控制器16清除過零標(biāo)記，并開始過零計時器。
在檢驗(yàn)過零標(biāo)記之后，且如果有必要更新提前時段和超出偏移值，控制器16通過從霍爾時段TJiALL減去提前時段T_ADV來計算換向時段T_C0M?？刂破?6隨后將換向時段1'_0)11加載到計時器。在確定換向時段之后，控制器16使用過零計時器存儲的時間t索引超出正弦查找表，以選擇超出正弦值T_0VR_SINE?？刂破?6隨后將超出偏移值T_0VR_ OFFSET和超出正弦值T_0VR_SINE相加，以獲得超出時段T_0VR。
在確定換向和超出時段之后，控制器16執(zhí)行用于采樣DC_SM00TH和TEMP信號的三個步驟中的一個。如果已經(jīng)采集了預(yù)定數(shù)量的樣本，控制器16確定樣本的平均值，以獲得AC電壓4的RMS電壓或電動機(jī)系統(tǒng)I內(nèi)的溫度的測量值。如果RMS電壓小于V_MIN或大于V_MAX，或如果溫度小于T_MIN或大于T_MAX，控制器16將對應(yīng)的錯誤寫到存儲裝置18 并進(jìn)入故障模式。
控制器16接著在計時器已經(jīng)計入換向時段T_C0M之后使相繞組7換向(S卩，通過反轉(zhuǎn)DIRl和DIR2，和通過設(shè)定FREEWHEEL#)。因此，控制器16在HALL信號的下一邊沿之前以提前時段T_ADV使相繞組7換向。在換向之后，控制器16激勵相繞組7，直到過流事件發(fā)生。響應(yīng)于過流事件，控制器16繼續(xù)激勵相繞組7持續(xù)超出時段T_0VR。在超出時段已經(jīng)逝去之后，控制器16使相繞組7續(xù)流(S卩，通過清除FREEHWEEL#)。續(xù)流隨后無限期地繼續(xù)，直到控制器16下一次使相繞組7換向的時候?yàn)橹?。控制?6因此在HALL信號的每一個邊沿之前使相繞組7換向，響應(yīng)于HALL信號的每一個邊沿更新超出時段，以及響應(yīng)于Z_ CROSS信號的每一個邊沿更新提前時段和超出偏移值。
當(dāng)在運(yùn)行模式下操作時，由轉(zhuǎn)子5在相繞組7中感生的反EMF的大小具有足夠大小，使得相繞組7中的電流不能上升至過高水平，即使在沒有過流事件的情況下也是如此。 因此，當(dāng)在運(yùn)行模式下運(yùn)行時，控制器16不采用超時時段。這隨后減少了控制器16執(zhí)行的指令的數(shù)量。
控制器16在由SPEED_MIN和SPEED_MAX界定的操作速度范圍上驅(qū)動電動機(jī)2， 該速度響應(yīng)于負(fù)載的變化而改變。在該速度范圍內(nèi)，控制器16選擇確保恒定平均功率在 SPEED_CP_MIN和SPEED_CP_MAX之間實(shí)現(xiàn)的控制值。因而，恒定平均功率針對不同負(fù)載實(shí)現(xiàn)?？刂破?6還在由V_MIN和V_MAX界定的電壓范圍上驅(qū)動電動機(jī)2。在該電壓范圍內(nèi)， 控制器16選擇確保恒定平均功率在V_CP_MIN和V_CP_MAX之間實(shí)現(xiàn)的控制值。因而，實(shí)現(xiàn)了相同的功率和性能，而不論AC電源4的電壓的變化。
故障樽式
控制器16響應(yīng)于錯誤進(jìn)入故障模式，意圖阻止或限制對電動機(jī)系統(tǒng)I的損害?？刂破?6因此通過在進(jìn)入故障模式時清除DIRl和DIR2而停用電動機(jī)2?？刂破?6可以要求至電動機(jī)系統(tǒng)I的電力在電動機(jī)系統(tǒng)I可被重新使用前被關(guān)掉。替換地，控制器16可阻止電動機(jī)系統(tǒng)I的任何進(jìn)一步使用；這可取決于已經(jīng)發(fā)生的故障的類型。
益處
對于由AC電源驅(qū)動的常規(guī)永磁體電動機(jī)，相繞組中感生的反EMF使得難于準(zhǔn)確地控制從AC電源得到的電流的量。因此，從AC電源得到的電流的波形將通常具有高諧波含量，導(dǎo)致較差的功率因數(shù)。為了解決該問題，常規(guī)永磁體電動機(jī)一般包括有源功率因數(shù)校正 (PFC)電路。有源PFC電路輸出規(guī)則DC電壓，用于在激勵相繞組中使用，同時確保從AC電源得到的電流基本上正弦。因此，可以獲得相對較高的功率因數(shù)。但是，有源PFC電路的包括增加電動機(jī)系統(tǒng)的成本。另外，PFC電路需要高電容值DC鏈電容器，以便由PFC電路采樣的DC鏈電壓穩(wěn)定。沒有穩(wěn)定的DC鏈電壓，PFC電路會估計不正確的電流命令水平，導(dǎo)致較差的電流諧波。但是，高電容值DC鏈電容器實(shí)體上較大并且昂貴。
通過本發(fā)明的電動機(jī)系統(tǒng)1，控制器16采用與DC鏈電壓直接成比例的過流閾值和跨過AC電源4的每一個半周期改變的超出時段。最終結(jié)果是，在電動機(jī)2的每一個電半周期期間，針對跨過AC電源4的每一個半周期改變的傳導(dǎo)時段，控制器16激勵相繞組7。特別地，傳導(dǎo)時段的長度基本上在AC電源4的每一個半周期上以半正弦曲線改變。因此，從 AC電源4得到的電流的波形接近正弦曲線的波形。因此實(shí)現(xiàn)了相對較高的功率因數(shù)和低諧波含量，而不需要PFC電路或高電容值鏈電容器?！?br> 圖13示出可通過本發(fā)明的電動機(jī)系統(tǒng)I實(shí)現(xiàn)的電流波形。電流波形覆疊有完美的正弦曲線，用于比較的目的。通過采用跨過AC電源4的每一個半周期改變的傳導(dǎo)時段， 電流波形可被實(shí)現(xiàn)為，對于該電流波形，低階諧波的振幅相對較小。在圖13的電流波形中可看到的高頻波動由逆變器轉(zhuǎn)換引起。
針對不具有諧波含量的電流波形實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)。隨著諧波含量增加，功率因數(shù)降低。本發(fā)明的電動機(jī)系統(tǒng)I因此能夠?qū)崿F(xiàn)相對較高的功率因數(shù)。實(shí)際上，通過本發(fā)明的電動機(jī)系統(tǒng)，可實(shí)現(xiàn)至少O. 95的功率因數(shù)。因此，電動機(jī)系統(tǒng)I能夠針對給定的峰值電流實(shí)現(xiàn)相對較高的平均輸入功率。相反地，具有相對較大的低階諧波的電動機(jī)系統(tǒng)將遭受較差的功率因數(shù)之累。因此，針對相同峰值電流實(shí)現(xiàn)了較低平均輸入功率。為了補(bǔ)救這種情況，可以增加峰值電流的水平。但是，隨著峰值電流增加，系統(tǒng)的效率由于增加的功率損失而降低。另外，過高峰值電流可以損害逆變器的開關(guān)和/或使轉(zhuǎn)子退磁。
許多國家具有規(guī)定，所述規(guī)定對可從市電電源得到的電流諧波的大小加以嚴(yán)格限制，例如，IEC61000-3-2。通過利用適當(dāng)?shù)奶崆皶r段、超出偏移、和超出振幅的值，電動機(jī)系統(tǒng)I能夠跨電動機(jī)系統(tǒng)I的整個全操作速度和電壓范圍符合諧波標(biāo)準(zhǔn)。實(shí)際上，圖13的電流波形，盡管不是完美正弦，還是符合IEC61000-3-2中列出的諧波標(biāo)準(zhǔn)。
與常規(guī)電動機(jī)系統(tǒng)相比，本發(fā)明的電動機(jī)系統(tǒng)I實(shí)現(xiàn)具有相對較小的低階諧波的電流波形，而不需要有源PFC電路或高電容值鏈電容器。控制系統(tǒng)3的鏈電容器Cl僅被用于平滑化由于逆變器轉(zhuǎn)換造成的相對較高頻率的波動。不需要鏈電容器Cl來平滑化處于基本頻率下的DC鏈電壓。這樣，可以使用鏈電容器，其導(dǎo)致在基本頻率下的50%或更多的 DC鏈電壓中的波動，即，Vr= (Vmax-Vmin) /Vmax彡O. 5?？刂破?6仍確保，即使在該水平的波動下，低階諧波被保持為相對較小，且因此好的功率因數(shù)可以在相對較高的平均輸入功率下實(shí)現(xiàn)。實(shí)際上，圖13的電流波形在100%的電壓波動下實(shí)現(xiàn)。由于鏈電容器Cl僅被需要用于過濾高頻轉(zhuǎn)換波動，可以使用相對較低電容值的鏈電容器，因此顯著減少電動機(jī)系統(tǒng)I的成本和尺寸。
由于可通過電動機(jī)系統(tǒng)I實(shí)現(xiàn)的相對較高的功率因數(shù),相對較高的平均輸入功率可被實(shí)現(xiàn)，而不管DC鏈電壓的波動?？蓪?shí)現(xiàn)的平均輸入功率將自然地取決于AC電源4的 RMS電壓。但是，針對100V的RMS電壓，超過1000W的恒定平均輸入功率可實(shí)現(xiàn)，而不論DC 鏈電壓的波動。因而，當(dāng)與市電電源一起使用時，電動機(jī)系統(tǒng)I能夠?qū)崿F(xiàn)至少1000W的恒定平均輸入功率。
通過選擇提前時段T_ADV、超出偏移T_0VR_0FFSET和超出振幅T_0VR_AMP的適當(dāng)?shù)闹担谕钠骄斎牖蜉敵龉β士梢员粚?shí)現(xiàn)用于電動機(jī)系統(tǒng)I。此外，合適的值可以被選擇為使得電動機(jī)系統(tǒng)I在每一個操作點(diǎn)(即，速度和電壓)的效率被優(yōu)化用于期望的輸入或輸出功率。這就是說，T_ADV、T_0VR_0FFSET和T_0VR_AMP的各組值可以導(dǎo)致相同的期望平均輸入或輸出功率。但是，從這些各組值中，提供最好效率的單個組可以被選擇。
提前時段、超出偏移和超出振幅中的一個或多個可以響應(yīng)于轉(zhuǎn)子速度和/或AC電源4的RMS電壓的改變而被調(diào)整，使得針對平均輸入或輸出功率的特定分布在速度范圍和/ 或電壓范圍上被獲得。特別地，通過響應(yīng)于轉(zhuǎn)子速度和/或RMS電壓的改變而調(diào)整至少提前時段和超出偏移，可以實(shí)現(xiàn)相同的平均輸入或輸出功率。
針對單個電動機(jī)系統(tǒng)，合適的值可以被選擇為使得平均功率(輸入或輸出)的改變在跨過至少IOkrpm的速度范圍和/或跨過至少IOV的電壓范圍上不超過± 1%。但是，如果在多個大批量生產(chǎn)的電動機(jī)系統(tǒng)中使用相同的值，針對每一個電動機(jī)系統(tǒng)的平均功率的改變由于部件和制造公差而增加。但是，合適的值可以被選擇為使得平均功率的改變針對大量生產(chǎn)的電動機(jī)系統(tǒng)在前述速度和電壓范圍上不超過±5%。還可以在相對較高的速度下實(shí)現(xiàn)恒定平均功率(即，在±5%內(nèi))。特別地，恒定平均功率可以在具有大于60krpm最小值和大于80krpm的最大值的速度范圍上被實(shí)現(xiàn)。實(shí)際上,恒定平均功率可以在超過IOOkrpm的速度下被實(shí)現(xiàn)。除了在速度和/或電壓范圍上實(shí)現(xiàn)恒定平均功率之外，合適的值可以被選擇為使得至少80%的效率在該速度和/或電壓范圍上被保持。
本發(fā)明因此提供高功率電動機(jī)系統(tǒng)1，其能夠符合現(xiàn)有的諧波標(biāo)準(zhǔn)，而不需要有源 PFC電路或高電容值鏈電容器。此外，電動機(jī)系統(tǒng)I能夠在轉(zhuǎn)子速度和RMS電壓的范圍上實(shí)現(xiàn)較高效率(即，至少80%)以及恒定平均功率(即，在±5%內(nèi))。
事件沖突
控制器16響應(yīng)于不同事件執(zhí)行不同軟件例程。例如，控制器16響應(yīng)于HALL信號的邊沿而執(zhí)行特定例程。控制器16響應(yīng)于過流事件等而執(zhí)行不同例程。
相對較簡單的微控制器通常包括單線程處理器。因而，當(dāng)處理器響應(yīng)于特定事件而執(zhí)行例程時，處理器不能響應(yīng)其他事件，直到其已經(jīng)完成執(zhí)行該例程的時候。因而，當(dāng)兩個事件沖突時，其中一個事件例程的執(zhí)行將被延遲。
當(dāng)在相對較低轉(zhuǎn)子速度下操作時，與總霍爾時段相比較，對特定例程的執(zhí)行的任何延遲將相對較小。因而，延遲不大可能不利地影響電動機(jī)系統(tǒng)I的性能。而且，期望在低于SPEED_SINGLE的速度下花費(fèi)的時間相對較短，且因此事件沖突可對電動機(jī)系統(tǒng)I性能的任何影響在這些速度下不視為是關(guān)鍵的。但是，在處于SPEED_SINGLE或在SPEED_SINGLE 以上的速度下，例程的執(zhí)行的任何延遲可不利地影響電動機(jī)系統(tǒng)I的性能。特別地，延遲可影響輸入功率、輸出功率、效率和電流諧波中的一個或多個。
例如，當(dāng)在單轉(zhuǎn)換模式下操作時，控制器16響應(yīng)于HALL信號的每一個邊沿而計算換向時段T_C0M和超出時段T_0VR。如果在該時間期間過流事件發(fā)生，則過流例程不會被執(zhí)行，直到控制器16已經(jīng)完成執(zhí)行霍爾例程的時候?yàn)橹?。因此，比理想期望的更多的電流會被?qū)動至相繞組7中。替換地，如果在控制器16正在執(zhí)行過流例程的同時HALL信號的邊沿要發(fā)生，霍爾例程的執(zhí)行會被延遲。由于霍爾例程用于計算相繞組7被換向所處于的時間， 霍爾例程的執(zhí)行中的任何延遲將具有減少提前時段的作用。在這些示例的每一個中，由于較小的過流閾值，沖突可能在AC電源4的電壓的過零附近發(fā)生。因而，不管被驅(qū)動到相繞組7中的電流的量未被良好控制的事實(shí)，在功率和效率上的凈作用不大可能是顯著的。但是，在電流諧波上的凈作用可以是顯著的。
可以采用各測量值，以便最小化事件沖突的風(fēng)險。特別地，沖突的風(fēng)險可以通過簡化每一個例程的指令以使得執(zhí)行每一個例程的所需的時間保持得相對較短而被減少。為了該原因，控制器16使用存儲控制值(為時間段形式)的查找表。通過使用存儲時間段的查找表，控制器16進(jìn)行的數(shù)學(xué)計算可以被保持為相對較簡單。特別地，數(shù)學(xué)計算可被限于簡單的加(例如，當(dāng)計算超出時段時)和減(例如，當(dāng)計算換向時段時)。但是，不管這些測量值，事件沖突可在相對較高的速度下在相對簡單的處理器中發(fā)生。
事件沖突可以通過具有更快或多核處理器而被解決。但是，兩種選擇均增加控制器16的成本。相應(yīng)地，現(xiàn)在將描述用于在單轉(zhuǎn)換模式下驅(qū)動電動機(jī)2的兩種替換方案。兩種方案均減少在電動機(jī)2的每一個電半周期期間發(fā)生的事件的數(shù)量，且因此減少事件沖突的可能性。在描述兩種替換方案之前，針對上述方案首先進(jìn)行考慮的是在電動機(jī)2的每一個電半周期期間發(fā)生的事件。為了清楚的目的，上述用于單轉(zhuǎn)換模式的控制方案會在下文中稱為“過流單轉(zhuǎn)換模式”。用于單轉(zhuǎn)換模式的兩個替換控制方案將稱為“無限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式”和“有限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式”。
過流單轉(zhuǎn)換模式
事件處理的共同方法是通過中斷的使用。響應(yīng)于中斷，控制器16中斷主代碼的執(zhí)行并通過執(zhí)行中斷服務(wù)例程(ISR)來服務(wù)中斷。
當(dāng)在過流單轉(zhuǎn)換模式下操作時，控制器16采用以下四個中斷霍爾、過流、續(xù)流和換向。圖14示出當(dāng)在過流單轉(zhuǎn)換模式下操作時HALL信號、控制信號和相電流的波形，以及控制器16采用的中斷。
霍爾中斷響應(yīng)于HALL信號的邊沿而產(chǎn)生。在服務(wù)霍爾中斷中，控制器16隨后首先檢驗(yàn)過零標(biāo)記，所述過零標(biāo)記響應(yīng)于Z_CR0SS信號的邊沿而被設(shè)定。如果過零標(biāo)記被設(shè)定，控制器16更新提前時段和超出偏移值，并清除過零標(biāo)記。Z_CR0SS信號因此用于設(shè)定標(biāo)記而不是產(chǎn)生中斷。這于是最小化中斷的總數(shù)，以及因此最小化中斷沖突的可能性。在檢驗(yàn)過零標(biāo)記之后，控制器16計算換向時段T_C0M和超出時段T_0VR?？刂破?6隨后將換向時段加載到第一計時器Timerl中。最后，控制器16執(zhí)行用于采樣DC_SM00TH和TEMP信號的三個步驟中的一個。
過流中斷響應(yīng)于由電流調(diào)節(jié)器22輸出的邏輯上低的過流信號而產(chǎn)生。在服務(wù)過流中斷中，控制器16將超出時段T_0VR加載到第二計時器Timer2。
當(dāng)超出時段已經(jīng)逝去時，續(xù)流中斷由第二計時器產(chǎn)生。在服務(wù)續(xù)流中斷時，控制器2416使相繞組7續(xù)流。
當(dāng)換向時段已經(jīng)逝去時，換向中斷由第一計時器產(chǎn)生。在服務(wù)換向中斷時，控制器 16使相繞組7換向。
由于過流ISR負(fù)責(zé)用超出時段加載第二計時器，過流和續(xù)流中斷不可能沖突。此外，通過確保提前時段比執(zhí)行換向ISR所需的時間更長，可以避免霍爾和換向中斷的沖突。 但是，仍有四個可能的中斷沖突，即霍爾和過流、霍爾和續(xù)流、換向和過流，以及換向和續(xù)流。
無限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式
當(dāng)在無限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式下操作時，過流中斷被停用，即，控制器16忽視由電流調(diào)節(jié)器22輸出的過流信號。響應(yīng)于HALL信號的邊沿，除了換向時段T_C0M，控制器16還計算傳導(dǎo)時段T_CD?？刂破?6在HALL信號的邊沿之后的時間T_C0M處使相繞組7換向。 在換向之后，控制器16激勵相繞組7持續(xù)傳導(dǎo)時段T_CD，在此之后，控制器16使相繞組7續(xù)流。
傳導(dǎo)時段類似于在過流單轉(zhuǎn)換模式下采用的超出時段。特別地，傳導(dǎo)時段包括偏移值和正弦值。但是，與超出時段不同，傳導(dǎo)時段的波形包括相對于AC電源4的電壓周期的相移。
在過流單轉(zhuǎn)換模式下，控制器16初始地激勵相繞組7，直到相繞組7中的電流達(dá)到過流閾值。之后，控制器16激勵相繞組7持續(xù)超出時段T_0VR。相繞組7被激勵的總傳導(dǎo)時段因此是初始激勵時段和超出時段的和。相繞組7中的電流通過監(jiān)測跨過每一個分流電阻器R1、R2的電壓而被感測。更具體地，跨過每一個分流電阻器Rl、R2的電壓作為電流感測信號，I_SENSE_1和I_SENSE_2，被輸出至控制器16。如圖2中所示，每一個電流感測信號被RC濾波器R8、C3和R9、C4過濾，其用于去除高頻噪聲。RC濾波器的時間常數(shù)引入了相繞組7中測得的電流和實(shí)際電流之間的時間延遲。凈結(jié)果是，傳導(dǎo)時段的波形相對于AC 電源4的周期相移。該相移有助于減少低階電流諧波的大小。
在無限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式下，停用過流中斷。RC濾波器R8、C3和R9、C4因此不影響傳導(dǎo)時段的波形。相應(yīng)地，為了復(fù)制存在于過流單轉(zhuǎn)換模式下的相移，傳導(dǎo)時段的波形包括相對于AC電源4的周期的相移。傳導(dǎo)時段1~_00因此由以下方程定義
T_CD=T_CD_OFFSET+T_CD_AMP*abs{sin(Θ+A_CD_PHASE)}
其中T_CD_0FFSET 是偏移值，以及 T_CD_AMP*abs {sin ( Θ +A_CD_PHASE)丨是具有由T_CD_AMP定義的振幅的被整流正弦波。Θ是AC電源4的電壓周期中的角，以及A_CD_ PHASE是相角。
角Θ和傳導(dǎo)相角A_CD_PHASE均可以被表不為時間間隔
Θ (deg) =t (sec) *f (Hz) *360 (deg)
A_CD_PHASE(deg)=T_CD_PHASE(sec)*f(Hz)*360(deg)
因而，傳導(dǎo)時段可以被定義為
T_CD=T_CD_0FFSET+
T_CD_AMP*abs{sin({t+T_CD_PHASE}*f*360deg)}
更簡單地，傳導(dǎo)時段T_CD可以被視為
T_CD=T_CD_OFFSET+T_CD_SINE
其中T_CD_0FFSET是獨(dú)立于時間的傳導(dǎo)偏移值，以及T_CD_SINE是取決于時間的傳導(dǎo)正弦值。
T_CD_SINE由控制器16作為傳導(dǎo)正弦查找表存儲，所述查找表包括針對多個時間的每一個的傳導(dǎo)正弦值T_CD_SINE。
在過流單轉(zhuǎn)換模式下，控制器16響應(yīng)于轉(zhuǎn)子速度和AC電源4的電壓的變化而調(diào)整提前時段和超出偏移值，以便保持恒定的平均功率。同樣地，在無限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式下，控制器16響應(yīng)于轉(zhuǎn)子速度和電壓的變化而調(diào)整提前時段T_ADV和傳導(dǎo)偏移值T_CD_ OFFSET,以便保持恒定的平均功率。控制器16因此存儲提前查找表和傳導(dǎo)偏移查找表，其每一個被轉(zhuǎn)子速度和電壓索引
T_ADV=T_ADV_TABLE [速度，電壓]
T_CD_OFFSET=T_CD_OFFSET_TABLE [速度，電壓]
在過流單轉(zhuǎn)換模式下，控制器16初始地激勵相繞組7，直到相繞組7中的電流達(dá)到過流閾值。過流閾值與DC 鏈電壓成比例，且因此該初始激勵時段的長度對AC電源4的電壓的變化敏感。初始激勵時段的長度還對由轉(zhuǎn)子5在相繞組7中感生的反EMF的大小的變化敏感。因而，初始激勵時段對轉(zhuǎn)子速度和AC電源4的電壓兩者均敏感。由于對每一個電流感測信號起作用的RC濾波器，該初始激勵時段將相延遲引入傳導(dǎo)時段的波形，這有助于減少低階電流諧波的大小。在無限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式中，相延遲通過使傳導(dǎo)時段的波形相對于AC電源4的電壓波形相移而被復(fù)制。由于相延遲對轉(zhuǎn)子速度和AC電源4的電壓敏感， 控制器16響應(yīng)于轉(zhuǎn)子速度和電壓的變化而調(diào)整傳導(dǎo)時段波形的相位?？刂破?6因此包括傳導(dǎo)相移查找表，所述傳導(dǎo)相移查找表存儲針對多個轉(zhuǎn)子速度和多個電壓中的每一個的相移值T_CD_PHASE_SHIFT。傳導(dǎo)時段可以因此被定義為
T_CD=T_CD_OFFSET_TABLE [速度，電壓]+
T_CD_SINE_TABLE [t+T_CD_PHASE_SHIFT [速度，電壓]]
提前時段T_ADV、傳導(dǎo)偏移值T_CD_0FFSET、和傳導(dǎo)相移值T_CD_PHASE_SHIFT每一個響應(yīng)于Z_CR0SS信號的邊沿而被更新。所述值因此僅當(dāng)AC電源4的電壓跨過零時被更新，且在AC電源4的每一個半周期上保持恒定。
響應(yīng)于HALL信號的邊沿，控制器16確定自Z_CR0SS信號的最近邊沿起已經(jīng)逝去的時間段t?？刂破?6隨后使用逝去的時間t和傳導(dǎo)相移值T_CD_PHASE_SHIFT的和來索引傳導(dǎo)正弦查找表，以便選擇傳導(dǎo)正弦值T_CD_SINE?？刂破?6隨后將傳導(dǎo)偏移值T_CD_ OFFSET和傳導(dǎo)正弦值T_CD_SINE相加，以獲得傳導(dǎo)時段T_CD。
當(dāng)在無限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式下操作時，控制器16采用三個中斷霍爾、續(xù)流和換向。 圖15示出當(dāng)在無限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式下操作時，HALL信號、控制信號和相電流的波形，以及控制器16采用的中斷。
霍爾中斷響應(yīng)于HALL信號的邊沿而產(chǎn)生。在服務(wù)霍爾中斷中，控制器16隨后檢驗(yàn)過零標(biāo)記，所述過零標(biāo)記響應(yīng)于Z_CR0SS信號的邊沿而被設(shè)定。如果過零標(biāo)記被設(shè)定，控制器16更新提前時段、傳導(dǎo)偏移值和傳導(dǎo)相移值，并清除過零標(biāo)記。在檢驗(yàn)過零標(biāo)記之后， 控制器16計算換向時段T_C0M和傳導(dǎo)時段T_CD?？刂破?6隨后將換向時段加載到第一計時器Timerl中。最后，控制器16執(zhí)行用于采樣DC_SM00TH和TEMP信號的三個步驟中的一個。
當(dāng)換向時段已經(jīng)逝去時，換向中斷由第一計時器產(chǎn)生。在服務(wù)換向中斷中，控制器 16使相繞組7換向，并將傳導(dǎo)時段加載到第二計時器Timer2中。
當(dāng)傳導(dǎo)時段已經(jīng)逝去時，續(xù)流中斷由第二計時器產(chǎn)生。在服務(wù)續(xù)流中斷時，控制器 16使相繞組7續(xù)流。
與過流單轉(zhuǎn)換模式相比較，控制器16采用少一個中斷。此外，由于換向ISR負(fù)責(zé)用傳導(dǎo)時段加載第二計時器，換向和續(xù)流中斷不可能沖突。因而，中斷沖突的風(fēng)險被顯著地減少。
通過確保提前時段大于服務(wù)換向中斷所需的時間(T_C0M_ISR)且小于霍爾時段減去服務(wù)霍爾中斷所需的時間(T_HALL_ISR)，可避免霍爾和換向中斷的沖突，SP，
T_C0M_ISR<T_ADV<T_HALL-T_HALL_ISR
但是，續(xù)流中斷仍可能與霍爾中斷沖突。然而，如現(xiàn)在將描述的，控制器16可以配置為使得續(xù)流在傳導(dǎo)時段結(jié)束時開始，而不需要產(chǎn)生中斷。
具有能夠在輸出比較模式下操作的計時器的微控制器是已知的。在輸出比較模式下，比較器將計時器的計數(shù)寄存器與輸出比較寄存器進(jìn)行比較。當(dāng)兩個寄存器的值對應(yīng)時， 比較器產(chǎn)生中斷或設(shè)定/清除/切換微控制器的輸出引腳。比較器承擔(dān)的特定動作通常借助寄存器位而設(shè)定。
在一個實(shí)施例中，輸出比較模式被控制器16利用以在不產(chǎn)生中斷的情況下清除 FREEWHEEL#信 號。如圖16中所示，控制器16的外圍設(shè)備包括兩個計時器30、31和比較器模塊32。存儲裝置18包括用于每一個計時器30、31的計時器寄存器33、34和比較寄存器 35。第一計時器30用于對換向時段T_C0M計時，第二計時器31用于對傳導(dǎo)時段T_CD計時。 第二計時器31配置為在輸出比較模式下操作。因而，當(dāng)服務(wù)由第一計時器30產(chǎn)生的換向中斷時，控制器16使相繞組7換向，將傳導(dǎo)時段加載到比較寄存器35中，并重新設(shè)定第二計時器31。比較器模塊32隨后比較第二計時器寄存器34和比較寄存器35。當(dāng)兩個寄存器 34、35對應(yīng)時(其當(dāng)傳導(dǎo)時段已經(jīng)逝去時發(fā)生)，比較器模塊32重新設(shè)定SR鎖存器36，其繼而清除控制器16的輸出引腳21。該輸出引腳21隨后被控制器16使用，用于FREEWHEEL# 信號。相應(yīng)地，當(dāng)傳導(dǎo)時段逝去時，F(xiàn)REEWHEEL#被清除，而中斷不產(chǎn)生。由于輸出引腳被栓鎖，F(xiàn)REEWHEEL#繼續(xù)被清除，直到當(dāng)控制器16服務(wù)換向中斷時設(shè)定鎖存器36的時候?yàn)橹埂?br> 控制器16因此能夠使用僅兩個中斷，即霍爾和換向，而在無限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式下操作。然而，如上所述，可以通過確保提前時段被保持在特定限制內(nèi)而避免霍爾和換向中斷的沖突。因而，可以完全避免中斷沖突。
取決于用于控制器16的微控制器的類型，可能不能使用輸出比較模式對傳導(dǎo)時段計時并清除用于FREEWHEEL#的輸出引腳。例如，微控制器可能不具有能夠在輸出比較模式下操作的任何計時器。替換地，微控制器可以具有8位計時器和16位計時器，但僅16位計時器能夠在輸出比較模式下操作。然而，由于換向時段通常比傳導(dǎo)時段長，可能必須使用 16位計時器用于換向時段。在輸出比較模式不可用于清除FREEWHEEL#的這些實(shí)例中，PWM 模塊可以替代地用于清除FREEWHEEL#，而不依靠中斷，如現(xiàn)在將描述的。
圖17示出一替換實(shí)施例，其中控制器16的外圍設(shè)備19包括兩個計時器30、31和 PWM模塊37。存儲裝置18包括用于每一個計時器30、31的計時器寄存器33、34，工作周期 (duty-cycle)寄存器38和時段寄存器39。第一計時器30同樣用于對換向時段T_C0M計時。然而，第二計時器31用作PWM模塊37的時鐘信號。PWM模塊37包括一對比較器40、 41和SR鎖存器42。第一比較器40比較第二計時器寄存器34和工作周期寄存器38。當(dāng)兩個寄存器34、38的值對應(yīng)時，第一比較器40重新設(shè)定SR鎖存器42，所述SR鎖存器36繼而清除控制器16的輸出引腳21。第二比較器41比較第二計時器寄存器34和時段寄存器 39。當(dāng)這兩個寄存器34、39的值對應(yīng)時，兩件事發(fā)生。第一，第二比較器41設(shè)定SR鎖存器 42，所述SR鎖存器42繼而設(shè)定輸出引腳21。第二，第二計時器31被重新設(shè)定。因此，控制器16的輸出引腳21當(dāng)?shù)诙嫊r器寄存器34和工作周期寄存器38對應(yīng)時被清除，且當(dāng)?shù)诙嫊r器寄存器34和時段寄存器39對應(yīng)時被設(shè)定。
由PWM模塊37切換的輸出引腳21被控制器16使用，用于FREEHWEEL#信號。當(dāng)服務(wù)換向中斷時，控制器16使相繞組7換向，將傳導(dǎo)時段加載到工作周期寄存器38中，并用與時段寄存器39的值相同的值加載第二計時器寄存器34。響應(yīng)地，PWM模塊37設(shè)定 FREEHWEEL#,以及第二計時器寄存器34被重新設(shè)定。第二計時器31隨后使第二計時器寄存器34增量，直到第二計時器寄存器34和工作周期寄存器38對應(yīng)的時候?yàn)橹埂．?dāng)兩個寄存器34、38對應(yīng)時(其當(dāng)傳導(dǎo)時段已經(jīng)逝去時發(fā)生)，PWM模塊37清除FREEWHEEL#。相繞組 7因此續(xù)流，而不需要中斷。
如果時段寄存器39被設(shè)定得太低，第二計時器寄存器34和時段寄存器39可以在續(xù)流時段期間對應(yīng)。這會隨后致使FREEWHEEL#信號被過早地設(shè)定。相應(yīng)地，為了續(xù)流不在換向之前結(jié)束，時段寄存器39存儲最大可能值(例如，8位時段寄存器存儲OxFF)。
在每一個以上實(shí)施例中，比較器將第二計時器寄存器的值與存儲在比較寄存器中的值進(jìn)行比較。當(dāng)?shù)诙嫊r器寄存器和比較寄存器對應(yīng)時，比較器清除用于FREEWHEEL#的輸出引腳。在第一實(shí)施例中，比較器形成比較器模塊32的一部分，而在第二實(shí)施例中，比較器形成PWM模塊37的一部分。然而，可以使用控制器16的任何比較器，只要該比較器能夠響應(yīng)于計時器寄存器和比較寄存器的比較而(直接地或通過相關(guān)硬件)控制控制器16的輸出引腳。
有限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式
如同無限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式，當(dāng)在有限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式下操作時，過流中斷被停用。 響應(yīng)于HALL信號的邊沿，除了換向時段T_C0M，控制器16還計算驅(qū)走(drive-off )時段T_ DOFF?？刂破?6激勵相繞組7持續(xù)驅(qū)走時段T_D0FF，在此之后，控制器16使相繞組7續(xù)流。續(xù)流隨后繼續(xù)，直到控制器16使相繞組7換向?yàn)橹埂?br> 驅(qū)走時段類似于在無限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式下采用的傳導(dǎo)時段。特別的，驅(qū)走時段T_ DOFF由以下方程定義
T_D0FF=T_D0FF 0FFSET+T_D0FF_AMP*abs{sin(Θ+A_D0FF_PHASE)}
其中T_D0FF_0FFSET 是偏移值，以及 T_D0FF_AMP*abs {sin ( Θ +A_D0FF_PHASE)}是具有由T_D0FF_AMP定義的振幅的被整流正弦波。Θ是AC電源4的電壓周期中的角，以及 A_D0FF_PHASE 是相角。
角Θ和驅(qū)走相角A_D0FF_PHASE均可以被表示為時間間隔
Θ (deg) =t (sec) *f (Hz) *360 (deg)
A_D0FF_PHASE(deg)=T_D0FF_PHASE(sec)*f(Hz)*360(deg)
因而，驅(qū)走時段可以被定義為
T_D0FF=T_D0FF_0FFSET+
T_D0FF_AMP*abs{sin({t+T_0VR_PHASE}*f*360deg)}
更簡單地，驅(qū)走時段T_D0FF可以被視為
T_D0FF=T_D0FF_0FFSET+T_D0FF_SINE
其中T_D0FF_0FFSET是獨(dú)立于時間的驅(qū)走偏移值，以及T_D0FF_SINE是取決于時間的驅(qū)走正弦值。
驅(qū)走時段T_D0FF以與以上描述的用于傳導(dǎo)時段T_CD相同的方式被控制器16存儲和更新。特別地，控制器16存儲通過時間索引的驅(qū)走正弦查找表，以及驅(qū)走偏移查找表和驅(qū)走相移查找表(其每一個通過轉(zhuǎn)子速度和AC電源4的電壓索引)。驅(qū)走時段可以因此被定義為
T_D0FF=T_D0FF_0FFSET_TABLE [速度，電壓]+
T_DOFF_SINE_TABLE [t+T_DOFF_PHASE_SHIFT [速度，電壓]]
當(dāng)在有限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式下操作時，控制器16采用三個中斷霍爾、續(xù)流和換向。 圖18示出當(dāng)在有限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式下操作時HALL信號、控制信號和相電流的波形，以及控制器16采用的中斷。
霍爾中斷響應(yīng)于HALL信號的邊沿而產(chǎn)生。在服務(wù)霍爾中斷中，控制器16檢驗(yàn)過零標(biāo)記，所述過零標(biāo)記響應(yīng)于Z_CR0SS信號的邊沿而被設(shè)定。如果過零標(biāo)記被設(shè)定，控制器 16更新提前時段、驅(qū)走偏移值和驅(qū)走相移值，并清除過零標(biāo)記。在檢驗(yàn)過零標(biāo)記之后，控制器16計算換向時段T_C0M和驅(qū)走時段T_D0FF?？刂破?6隨后將換向時段加載到第一計時器Timerl中，以及將驅(qū)走時段加載到第二計時器Timer2中。最后，控制器16執(zhí)行用于采樣DC_SM00TH和TEMP信號的三個步驟中的一個。
當(dāng)驅(qū)走時段已經(jīng)逝去時，續(xù)流中斷由第二計時器產(chǎn)生。在服務(wù)續(xù)流中斷時，控制器 16使相繞組7續(xù)流。
當(dāng)換向時段已經(jīng)逝去時，換向中斷由第一計時器產(chǎn)生。在服務(wù)換向中斷時，控制器 16使相繞組7換向。
因而，如同無限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式，控制器16僅采用三個中斷。這與在過流單轉(zhuǎn)換模式中使用的四個中斷成對比。此外，通過確保提前時段大于服務(wù)換向中斷所需的時間，可以避免霍爾和換向中斷的沖突。
如上針對無限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式所述的，控制器16可以配置為使得續(xù)流在驅(qū)走時段結(jié)束時開始，而不需要產(chǎn)生中斷。例如，第二計時器可以配置為在輸出比較模式下操作， 使得用于FREEWHEEL#的輸出引腳在驅(qū)走時段逝去時被清除。替換地，控制器16可以包括PWM模塊，其用于切換用于FREEWHEEL#的輸出引腳。例如，當(dāng)服務(wù)霍爾中斷時，控制器 16可將換向時段加載到第一計時器中，將驅(qū)走時段加載到工作周期寄存器中，和重新設(shè)定 (reset)第二計時器。當(dāng)接下來服務(wù)換向中斷時，控制器16隨后使相繞組7換向并用時段寄存器的值加載第二計時器的計數(shù)寄存器。
控制器16可因此配置為使用僅兩個中斷，即霍爾和換向，在有限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式下操作。然而，如已注意到的，通過確保提前時段大于服務(wù)換向中斷所需的時間可避免這兩個中斷的沖突。因而，可以完全避免中斷沖突。
在有限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式下，驅(qū)走時段相對于HALL信號的邊沿被標(biāo)注。因此，相繞組7的續(xù)流不能開始，直到在HALL信號的邊沿之后。在無限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式下，傳導(dǎo)時段相對于換向被標(biāo)注。由于換向在HALL信號邊沿之前發(fā)生，相繞組7的續(xù)流可在HALL信號的邊沿之前、在邊沿上或在其之后開始。為了該原因，兩個方案被稱為有限續(xù)流和無限續(xù)流。
與過流單轉(zhuǎn)換模式相比較，無限續(xù)流和有限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式兩者均采用較小數(shù)量的中斷，且因此減少了中斷沖突的風(fēng)險。實(shí)際上，控制器16可以配置為使得完全避免中斷沖突。但是，不管中斷沖突的潛在可能，過流單轉(zhuǎn)換模式具有自補(bǔ)償電動機(jī)系統(tǒng)I內(nèi)的容差和限制的優(yōu)勢。例如，控制器16采用過零計時器以監(jiān)測自AC電源電壓4的過零起逝去的時間。然而，過零計時器僅作為霍爾例程的一部分而開始。因此存在用于索引正弦查找表的時間改變。在進(jìn)一步的示例中，在HALL信號的工作周期(duty cycle)的平衡中可存在容差。工作周期中的任何不平衡會將誤差引入霍爾時段。電動機(jī)系統(tǒng)I中的容差和限制可以因此導(dǎo)致一些事件(例如，換向、續(xù)流等)中的小誤差。在過流單轉(zhuǎn)換模式下，控制器16初始地激勵相繞組7，直到相繞組7中的電流達(dá)到過流閾值。初始激勵時段的長度不被控制器16計時。因此，初始激勵時段用于補(bǔ)償一些計時誤差。因而，更穩(wěn)定的電流波形可當(dāng)在過流單轉(zhuǎn)換模式下操作時被實(shí)現(xiàn)。除了自補(bǔ)償電動機(jī)系統(tǒng)I內(nèi)的容差和限制之外，初始激勵時段引入相位延遲，所述相位延遲用于衰減低階電流諧波。在有限和無限續(xù)流單轉(zhuǎn)換 模式下，該相位延遲通過相移查找表的使用而被復(fù)制，這消耗重要的存儲器資源。當(dāng)在過流單轉(zhuǎn)換模式下操作時，具有較少存儲器的較廉價微控制器可以因此被用于控制器16。替換地， 否則將用于相移查找表的存儲器可用于改進(jìn)其他查找表(例如，提前、超出偏移或超出正弦查找表)的分辨度。
傳導(dǎo)時段
在如上所述的三個方案的每一個中，控制器16在電動機(jī)2的每一個電半周期上激勵相繞組7持續(xù)傳導(dǎo)時段T_CD。
在過流單轉(zhuǎn)換模式下，傳導(dǎo)時段T_CD可以被定義為
T_CD=T_0C+T_0VR
其中T_0C是相繞組7中的電流達(dá)到過流閾值所占用的時間，以及T_0VR是超出時段。因而，傳導(dǎo)時段T_CD可以被定義為
T_CD=T_0C+T_0VR_0FFSET+T_0VR_SINE
過流閾值與DC鏈電壓直接成比例，且因此作為被整流的正弦曲線而改變。相繞組 7中的電流以基本上相同的速率上升，而不論DC鏈電壓的水平；該行為的原因超出了本文檔的范圍。因而，相繞組7中的電流達(dá)到過流閾值所占用的時間T_0C基本上在AC電源4 的每一個半周期上作為半正弦曲線而改變。但是，由于作用在每一個電流感測信號上的RC 濾波器的時間常數(shù)，T_0C波形相對于AC電源4的電壓波形相移。
超出偏移T_0VR_0FFSET是恒定的，而超出正弦值T_0VR_SINE在AC電源4的每一個半周期上作為半正弦曲線而改變。另外，超出正弦值的波形與AC電源4的電壓波形同相位。
由于超出偏移在AC電源4的每一個半周期上恒定，傳導(dǎo)時段的改變通過兩個半正弦部分，T_0C和T_0VR_SINE，的和定義。兩個部分之間的相差(其由RC濾波器引起)相對較小。另外，T_0C的振幅大于T_0VR_SINE的振幅。因而，不論相差，兩個部分的和類似于具有相對于AC電源4的電壓波形的相移的被整流的正弦曲線。30
傳導(dǎo)時段T_CD的長度因此作為周期性波形而改變。該波形可被定義為兩個部分的和在波形的每一個周期上恒定的第一部分(T_0VR_0FFSET)和在波形的每一個周期上改變的第二部分(T_0C+T_0VR_SINE)。波形的每一個周期隨AC電源4的每一個半周期而重復(fù)。然而，傳導(dǎo)時段的波形相對于AC電源4的電壓波形相移。
在無限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式下，傳導(dǎo)時段T_CD被定義為
T_CD=T_CD_OFFSET+T_CD_SINE
傳導(dǎo)偏移值T_CD_0FFSET是恒定的，而傳導(dǎo)正弦值T_CD_SINE在AC電源4的每一個半周期上作為半正弦曲線而改變。此外，傳導(dǎo)正弦值的波形相對于AC電源4的電壓波形相移。實(shí)際上，相移意圖用于復(fù)制在過流單轉(zhuǎn)換模式下由RC濾波器引起的相移。
因而，如在過流單轉(zhuǎn)換模式中，傳導(dǎo)時段的長度作為周期性波形而改變。該波形也可被定義為兩個部分的和在波形的每一個周期上恒定的第一部分(T_CD_0FFSET)和在波形的每一個周期上改變的第二部分(T_CD_SINE)。波形的每一個周期隨AV電源4的每一個半周期重復(fù)，且波形相對于AC電源4的電壓波形相移。
在有限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式下，傳導(dǎo)時段T_CD可以被定義為
T_CD=T_ADV+T_D0FF
其中T_ADV是提前時段，T_D0FF是驅(qū)走時段。因而，傳導(dǎo)時段T_CD可以被定義為
T_CD=T_ADV+T_D0FF_0FFSET+T_D0FF_SINE
提前時段T_ADV和驅(qū)走偏移T_D0FF_0FFSET是恒定的，同時驅(qū)走正弦值T_D0FF_ SINE在AC電源4的每一個半周期上作為半正弦曲線而改變。再次，為了反映在過流單轉(zhuǎn)換模式下由RC濾波器引起的相移，驅(qū)走正弦值的波形相對于AC電源4的電壓波形相移。
因而，如同其他兩個單轉(zhuǎn)換模式，傳導(dǎo)時段的長度作為周期性波形改變。該波形可被兩個部分的和定義在波形的每一個周期上恒定的第一部分(T_ADV+A_D0FF_0FFSET)和在波形的每一個周期上改變的第二部分(T_D0FF_SINE)。再次，波形的每一個周期隨AC電源4的每一個半周期重復(fù)，且傳導(dǎo)時段的波形相對于AC電源4的電壓波形相移。
在三個方案的每一個中，傳導(dǎo)時段的長度由隨AC電源4的每一個半周期重復(fù)的周期性波形定義。更特別地，波形在該波形的每一個周期上基本上作為半正弦曲線改變。因而，上述與過流單轉(zhuǎn)換模式相關(guān)的益處等同地應(yīng)用至無限和有限單轉(zhuǎn)換模式。
在每一個方案中，傳導(dǎo)時段的波形響應(yīng)于轉(zhuǎn)子5的速度和/或AC電源4的RMS電壓的變化而被調(diào)整，以便實(shí)現(xiàn)特定性能。例如，波形的偏移被主要調(diào)整為使得恒定平均功率 (或平均功率的特定分布)在速度和/或電壓的范圍上被實(shí)現(xiàn)。波形的相位被主要調(diào)整為使得電流波形中的低階諧波的大小保持在預(yù)定閾值以下。傳導(dǎo)時段的長度可被表示為兩個部分的和在波形的每一個周期上恒定的第一部分和在波形的每一個周期上改變的第二部分。響應(yīng)于轉(zhuǎn)子速度和/或RMS電壓的變化，第一部分被調(diào)整以便于保持恒定平均功率，以及第二部分被調(diào)整以便于保持相對較小的低階諧波。
盡管已經(jīng)描述了用于單轉(zhuǎn)換模式的三個不同方案，當(dāng)在單轉(zhuǎn)換模式下操作時，控制器16不必限于這些方案中的僅一個。替代地，當(dāng)在單轉(zhuǎn)換模式下操作時，控制器16可以使用三個方案中的一個或多個。例如，當(dāng)轉(zhuǎn)子速度達(dá)到SPEED_SINGLE時，控制器16可初始地采用過流單轉(zhuǎn)換模式。如上已述，過流單轉(zhuǎn)換模式具有提供一定程度的自補(bǔ)償?shù)囊嫣?。但是，隨著轉(zhuǎn)子5加速，霍爾時段縮短，且因此中斷沖突的風(fēng)險增加。因而，當(dāng)轉(zhuǎn)子速度達(dá)到預(yù)定閾值時，控制器16可以從過流單轉(zhuǎn)換模式轉(zhuǎn)換至無限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式。
針對三個單轉(zhuǎn)換方案中的每一個，提前時段、偏移、振幅和相移的值從模擬獲得。 該模擬精處理每一個操作點(diǎn)(例如，速度和電壓)的各值，以便獲得在期望平均輸入和輸出功率下的最佳性能(例如，最佳效率和/或低階諧波)。
具體示例
現(xiàn)在將僅通過示例描述電動機(jī)系統(tǒng)I的特定實(shí)施例。電動機(jī)系統(tǒng)I的各硬件部件的值在圖19中詳示，而圖20列出控制器16采用的各常數(shù)和閾值。圖21和22詳細(xì)示出電動機(jī)2和鏈電感器LI的磁鏈特性。
如圖23中所示，電動機(jī)系統(tǒng)I具有七種操作模式故障、初始化、靜止、低速加速、 中速加速、高速加速、和運(yùn)行。因此，與之前圖8中所示和所描述的相比，電動機(jī)系統(tǒng)I具有一個附加的操作模式。
故障、初始化、靜止和低速加速模式與之前描述的沒有變化。中速加速模式對應(yīng)于之前描述的高速加速模式。因而，當(dāng)在中速加速模式下操作時，控制器16在提前換向多轉(zhuǎn)換模式下驅(qū)動電動機(jī)2。
當(dāng)在高速加速模式下操作時，控制器16在提前換向過流單轉(zhuǎn)換模式下驅(qū)動電動機(jī)2。電動機(jī)系統(tǒng)I在高速加速·模式中花費(fèi)的時間的長度相對較短。因而，為了節(jié)約存儲器，控制器16不存儲超出偏移查找表和超出正弦查找表。替代地，控制器16存儲單個超出查找表，其包括對于多個轉(zhuǎn)子速度中的每一個的超出時段1'_0￥1 ?？刂破?6隨后響應(yīng)于Z_ CROSS信號的邊沿來更新超出時段、以及提前時段。因而，控制器16采用的超出時段在AC 電源4的每一個半周期上是恒定的。但是，由于兩個原因，恒定超出時段的使用沒有不利地影響電動機(jī)系統(tǒng)I的性能。第一，高速加速模式下花費(fèi)的時間的長度相對較短。第二，控制器16初始地激勵相繞組7，直到相繞組7中的電流超過與DC鏈電壓成比例的閾值。因而， 不論在AC電源4的每一個半周期上使用恒定超出時段，電流波形繼續(xù)接近正弦曲線的波形。提前時段和超出時段僅響應(yīng)于轉(zhuǎn)子速度的改變而被更新，且不響應(yīng)于AC電源4的RMS 電壓的變化而被更新。這隨后減少查找表的大小，因此釋放更多的存儲器用于運(yùn)行模式下使用的更重要的表?？刂破?6在提前換向過流單轉(zhuǎn)換模式下驅(qū)動電動機(jī)2，直到轉(zhuǎn)子速度達(dá)到SPEED_UFW的時候?yàn)橹?。在達(dá)到SPEED_UFW時，控制器16響應(yīng)于Z_CR0SS信號的下一邊沿進(jìn)入運(yùn)行模式。
運(yùn)行模式對應(yīng)于之前描述的運(yùn)行模式，但有一個例外?？刂破?6替代地采用無限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式，而不是采用過流單轉(zhuǎn)換模式。因而，除了更新提前時段和偏移值，控制器 16還響應(yīng)于Z_CR0SS信號的每一個邊沿更新相移值。除此以外，控制器16的操作與之前描述的基本上不變。特別地，控制器16在由SPEED_MIN和SPEED_MAX界定的操作速度范圍上驅(qū)動電動機(jī)2。在該速度范圍內(nèi)，控制器16選擇確保恒定平均功率在SPEED_CP_MIN和 SPEED_CP_MAX之間實(shí)現(xiàn)的控制值?？刂破?6還在由V_MIN和V_MAX界定的電壓范圍上驅(qū)動電動機(jī)2。在該電壓范圍內(nèi)，控制器16選擇確保恒定平均功率在V_CP_MIN和V_CP_MAX 之間實(shí)現(xiàn)的控制值。
控制器16存儲三個提前查找表。第一查找表是一維查找表，其由當(dāng)在多轉(zhuǎn)換模式下操作時的轉(zhuǎn)子速度索引。第二查找表是一維查找表，其由當(dāng)在過流單轉(zhuǎn)換模式下操作時的轉(zhuǎn)子速度索引。第三查找表是二維查找表，其由當(dāng)在無限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式下操作時的轉(zhuǎn)子速度和電壓索引。
在多轉(zhuǎn)換模式下使用的續(xù)流查找表、超時查找表和提前查找表由控制器16共同地存儲，作為單個多轉(zhuǎn)換映射。圖24詳細(xì)示出控制器16采用的多轉(zhuǎn)換映射。該映射存儲針對多個速度中的每一個的續(xù)流時段T_FW、超時時段Τ_Τ0、和提前時段T_ADV。還列出了對應(yīng)于各時段的電角。然而，所述角不形成由控制器16存儲的映射的一部分且僅被提供用于示出所述角隨轉(zhuǎn)子速度的行為。例如，可看到，70μ s的固定超時時段!^ 始終在中速加速中使用。然而，對應(yīng)的超時角Α_Τ0從IOkrpm下的8. 4度增加至55krpm下的42. O度。
在過流單轉(zhuǎn)換模式下使用的提前和超出查找表類似地作為單個映射被存儲。映射的一部分在圖25中詳細(xì)示出。再次，對應(yīng)的電角被提供用于說明的目的。
在過流單轉(zhuǎn)換模式下使用的提前、傳導(dǎo)偏移和傳導(dǎo)相移查找表也作為單個映射被存儲。這就是說，相同速度和電壓分辨度用于三個查找表中的每一個。因而，映射的每一個元素存儲提前時段、傳導(dǎo)偏移值和傳導(dǎo)相移值。然而，為了清楚的目的，在圖26-28示出了每一個查找表的一部分；對于所有三個查找表的單位均是μ S。提前查找表和傳導(dǎo)偏移查找表存儲差值，而不是存儲絕對值?？刂破?6隨后存儲56. 2 μ s的基準(zhǔn)提前時段和48. 8 μ s 的基準(zhǔn)傳導(dǎo)時段，它們對應(yīng)于94krpm的速度和230V的RMS電壓。
圖29詳細(xì)示出傳導(dǎo)正弦查找表的一段，所述傳導(dǎo)正弦查找表在無限續(xù)流單轉(zhuǎn)換模式下被控制器16存儲和使用。由于AV電源的頻率是50Hz，查找表跨過O至O. 01秒，其對應(yīng)于AC電源4的半周期。查找表的分辨度是51. 2 μ sec,以及傳導(dǎo)振幅T_CD_AMP和傳導(dǎo)相角T_CD_PHASE分別為83. 2 μ s和320 μ S。傳導(dǎo)相角T_CD_PHASE有效地是用于94krpm 的速度和230V的電壓的基準(zhǔn)相移。
電動機(jī)系統(tǒng)I具有81krpm至106krmp的操作速度范圍和200V至260V的操作電壓范圍。在這些范圍內(nèi)，1600W±25W的平均輸入功率被在85krpm和106krpm之間的速度下和219V至256V之間的電壓下被保持。此外，大約85%的效率在該恒定功率速度和電壓范圍上被實(shí)現(xiàn)。
控制器16是由Microchip Technology Inc制造的PIC16F690微控制器。這是相對較簡單的8位微控制器，其具有20MH中的時鐘速度、單個ADC、兩個比較器、三個計時器、 4096詞的程序存儲器、和512字節(jié)的數(shù)據(jù)存儲器。即使使用該相對較簡單的微控制器，控制器16能夠在超過IOOkrpm的速度下以大約1600W的平均輸入功率驅(qū)動電動機(jī)2。
迄今為止已經(jīng)提到了傳導(dǎo)時段，所述傳導(dǎo)時段具有在波形的每一個周期上(且因此在AC電源的每一個半周期上)作為半正弦曲線變化的波形。然而，其他類型的周期性波形可以用于傳導(dǎo)時段。特別地，用于在波形的每一個周期上作為三角形或梯形改變的傳導(dǎo)時段的波形均被發(fā)現(xiàn)在獲得相對較好的功率因數(shù)中表現(xiàn)良好。圖30示出AC電源4的電壓波形以及用于傳導(dǎo)時段的三個前述波形(a)半正弦曲線；(b)三角形；和(c)梯形。針對這些波形中的每一種，傳導(dǎo)時段在波形的每一個周期的第一半周期上增加，在周期的第二半周期上減少。這三種波形中，半正弦曲線因此迄今被發(fā)現(xiàn)在低階諧波方面給出較佳結(jié)果。 但是，對于具有不同特性的電動機(jī)系統(tǒng)，非?？赡艿氖强梢允褂貌煌ㄐ蝸慝@得改進(jìn)的性倉泛。
在上述實(shí)施例中，提前時段在AC電源4的每一個半周期上是恒定的。這隨后簡化了了控制器16執(zhí)行的指令。然而，通過采用跨過AC電源4的每一個半周期而變化的提前時段實(shí)現(xiàn)了改進(jìn)的性能。
通過在HALL信號的邊沿之前使相繞組7換向，用于激勵相繞組7的DC鏈電壓被反EMF升高。因此，電流通過相繞組7的方向可以被更快地反轉(zhuǎn)。另外，可致使相繞組7中的電流領(lǐng)先于反EMF，使得更多電流在正扭矩時段期間被驅(qū)動到相繞組7中。隨著DC鏈電壓增加，反轉(zhuǎn)相電流的方向所需的時間減少，相電流上升的速率增加。因而，可以采用較短的提前時段，以及相電流的量中的不足可以通過增加傳導(dǎo)時段而彌補(bǔ)。重要地，通過增加提前時段，減少了負(fù)扭矩的時段，且因此可實(shí)現(xiàn)更有效的電動機(jī)系統(tǒng)I?？刂破?6可以因此采用跨過AC電源4的每一個半周期而改變的提前時段。為此，提前時段的長度可以被周期性波形定義，波形的每一個周期隨AC電源4的每一個半周期重復(fù)。提前時段的長度在AC電源4的電壓的過零附近區(qū)域中較長，以及在峰值電壓附近區(qū)域中較短。用于提前時段的合適的波形包括倒轉(zhuǎn)的半正弦曲線、倒轉(zhuǎn)的三角形和倒轉(zhuǎn)的梯形。圖31示出AC電源4的電壓波形以及用于提前時段的三個可能的波形(a)倒轉(zhuǎn)的半正弦曲線；(b)倒轉(zhuǎn)的三角形； 和(c)倒轉(zhuǎn)的梯形。提前時段以與以上描述的用于傳導(dǎo)時段幾乎相同的方式被控制器定義、 存儲和更新。例如，作為倒轉(zhuǎn)的半正弦曲線而改變的提前時段!'_八0￥可定義為
T_ADV=T_ADV_OFFSET-T_ADV_AMP*abs{sin ({t*f*360deg)}
控制器16隨后使用自AC電源4的電壓的過零起已經(jīng)逝去的時間來確定針對電動機(jī)2的每一個電半周期的提前時段?？刂破?6可以附加地響應(yīng)于轉(zhuǎn)子速度的變化和/或 AC電源的RMS電壓的變化來更新提前時段的波形。例如，控制器16可響應(yīng)于轉(zhuǎn)子速度和/ 或電壓的變化而調(diào)整波形的偏移、振幅和相位中的一個或多個。再次，如同傳導(dǎo)時段，提前時段可被表示為兩個部分的和在提前時段波形的每一個周期上改變的第二部分和恒定的第一部分?？刂破?6隨后響應(yīng)于轉(zhuǎn)子速度和/或RMS電壓來調(diào)整一個或兩個部分。
控制器16采用的參數(shù)(例如，提前時段、傳導(dǎo)偏移等)僅當(dāng)在運(yùn)行模式下運(yùn)行時響應(yīng)于AC電源4的RMS電壓的變化而被調(diào)整。這隨后減少了在加速期間控制器16使用的查找表的大小。因此，更多的存儲器可以用于在運(yùn)行模式期間使用的更重要的查找表。然而， 可存在這樣的情況期望響應(yīng)于AC電源4的RMS電壓的變化而在加速期間調(diào)整一個或多個參數(shù)。例如，在不調(diào)整控制值的情況下，一旦AC電源4的RMS電壓高于或低于指定電壓，電動機(jī)系統(tǒng)I可以以較高功率或較低功率啟動。通過在加速期間調(diào)整參數(shù)，可實(shí)現(xiàn)對功率的更好的控制。控制器16可因此存儲針對在加速期間使用的一個或多個參數(shù)的電壓補(bǔ)償表， 所述參數(shù)例如續(xù)流時段、超時時段、提前時段和超出時段。電壓補(bǔ)償表存儲針對多個電壓中的每一個的補(bǔ)償值。當(dāng)更新特定參數(shù)時，控制器16使用轉(zhuǎn)子速度索引相關(guān)查找表，以選擇控制值。此外，控制器16使用AC電源4的RMS電壓索引相關(guān)電壓補(bǔ)償表，以選擇補(bǔ)償值。 控制器16隨后將控制值和電壓補(bǔ)償值相加，以獲得參數(shù)的值。在該特定示例中，電壓補(bǔ)償值是一維的。然而，任何電壓補(bǔ)償理想地不僅取決于AC電源4的RMS電壓，而且還取決于轉(zhuǎn)子5的速度。因而，控制器16可存儲針對每一個參數(shù)的一個全二維查找表，如針對在運(yùn)行模式期間使用的那些參數(shù)所做的(例如，圖26-28)，而不是存儲針對每一個參數(shù)的兩個二維查找表。然而，一個全二維表比兩個一維表需要顯著更多的存儲器。
在上述實(shí)施例中，電動機(jī)2包括四極轉(zhuǎn)子5和四極定子6。然而，轉(zhuǎn)子5和定子6 可具有更少或更多數(shù)量的極。隨著極的數(shù)量的增加，每機(jī)械周期的電周期的數(shù)量增加。因而，對于給定的轉(zhuǎn)子速度，每一個霍爾時段變短?？梢虼诵枰斓目刂破?6，以便在每一個霍爾時段期間執(zhí)行必要的指令。另外，可需要用于逆變器10的更快的開關(guān)。因此，可允許的極的數(shù)量可被控制系統(tǒng)3的部件和/或電動機(jī)2的操作速度限制。
圖5中示出的以及以上描述的電流控制器22使用了 PIC16F690微控制器的內(nèi)部外圍設(shè)備?？梢杂须娏骺刂破?2的替換配置，取決于用于控制器16的特定微控制器。此外，電流調(diào)節(jié)器22不是必須形成控制器16的一部分。而是，電流調(diào)節(jié)器22可與控制器16 分立地形成?？刂破?6則會包括輸入引腳20，所述輸入引腳20連接至電流調(diào)節(jié)器22，用于接收過流信號。
電動機(jī)系統(tǒng)I采用的位置傳感器13是霍爾效應(yīng)傳感器。然而，可等同地使用能輸出表示轉(zhuǎn)子5的位置的信號的替換位置傳感器，例如，光學(xué)傳感器。類似地，其他布置可用于過零檢測器12,例如,施密特觸發(fā)器(Schmitttrigger),而不是采用一對鉗位二極管。
控制器16通過斷開逆變器10的高壓側(cè)開關(guān)Q1、Q2使相繞組7續(xù)流。這隨后使得相繞組7中的電流在逆變器10的低壓回路附近再循環(huán)?？稍O(shè)想地，續(xù)流可通過斷開低壓側(cè)開關(guān)Q3、Q4并允許電流在逆變器10的高壓側(cè)回路附近再循環(huán)而替代地發(fā)生。然而，會隨后需要電流傳感器12的分流電阻器Rl、R2定位在逆變器10的上臂上，以便電流可繼續(xù)在續(xù)流期間被感測。這繼而會引起較高的功率損失，這是由于分流電阻器Rl、R2在激勵期間會經(jīng)受較高電壓。另外，跨過分流電阻器Rl、R2的電壓會浮動，而不是參考中性值，且因此測量相繞組7中的電流會困難。
在上述實(shí)施例中，電動機(jī)系統(tǒng)I包括控制系統(tǒng)3,所述控制系統(tǒng)3驅(qū)動永磁體電動機(jī)2。然而，控制系統(tǒng)3的許多方面可等同地用于驅(qū)動其他類型的無刷電動機(jī)。
隨時間周期性改變的提前時段和/或傳導(dǎo)時段的使用可用于激勵其他類型的無刷電動機(jī)(例如，磁阻電動機(jī))的相繞組。對于磁阻電動機(jī)，轉(zhuǎn)子不包括該電動機(jī)的相繞組中的反EMF。因此可以在不需要可變傳導(dǎo)時段或提前時段的情況下獲得基本上正弦的電流波形。然而，在AC電源4的每一個半周期上改變的傳導(dǎo)時段和/或提前時段可以用于實(shí)現(xiàn)對于電動機(jī)中的磁通密度的特定包絡(luò)(enve lope)。
由于DC鏈電壓中的波動，磁阻電動機(jī)的繞組通過在AC電源4的每一個半周期上改變的電壓激勵。如果恒定傳導(dǎo)時段在AC電源4的每一個半周期上被使用，電動機(jī)中的磁通密度的包絡(luò)會反映DC鏈電壓的包絡(luò)。控制器16可以因此采用在AC電源4的每一個半周期上改變的傳導(dǎo)時段，以便為磁通密度的包絡(luò)配置形狀。特別地，控制器16可以采用減少峰值磁通密度的傳導(dǎo)時段。通過減少峰值磁通密度，可以實(shí)現(xiàn)更有效和/或更小的電動機(jī)。為了減少峰值磁通密度，控制器16采用在AC電源4的電壓的過零附近區(qū)域中較長以及在峰值電壓附近區(qū)域中較短的傳導(dǎo)時段。用于傳導(dǎo)時段的合適的波形包括倒轉(zhuǎn)的半正弦曲線、倒轉(zhuǎn)的三角形和倒轉(zhuǎn)的梯形。
為了補(bǔ)償傳導(dǎo)時段的長度的變化，控制器16可附加地采用隨時間周期性改變的提前時段。特別地，隨著傳導(dǎo)時段減少，控制器16可采用較長提前時段，以補(bǔ)償較短傳導(dǎo)時段。因而，與傳導(dǎo)時段相反，控制器16采用在AC電源4的電壓的過零附近區(qū)域中較短以及在峰值電壓附近區(qū)域中較長的提前時段。用于提前時段的合適的波形包括半正弦曲線、三角形和梯形。
對于永磁體電動機(jī)2，控制器16在相繞組7中的反EMF的過零之前激勵相繞組，例如，根據(jù)由位置傳感器13的信號輸出確定。對于磁阻電動機(jī)，控制器16在使磁阻電感上升之前激勵繞組，這可在此通過位置傳感器確定。在兩種情況下，控制器16在轉(zhuǎn)子的預(yù)定位置之前激勵相繞組。更特別地，控制器16在未對準(zhǔn)的轉(zhuǎn)子位置之前激勵相繞組。
盡管隨時間周期性改變的傳導(dǎo)時段和/或提前時段可與不同類型的無刷電動機(jī)一起使用，可變傳導(dǎo)時段和/或提前時段當(dāng)用于驅(qū)動永磁體電動機(jī)時具有特別的益處。如上所述，由永磁體轉(zhuǎn)子5在相繞組7中感應(yīng)的反EMF使得難以準(zhǔn)確地控制從AC電源4得到的電流的量。通過采用隨時間周期性改變的傳導(dǎo)時段，接近正弦曲線的波形可以針對從AC 電源得到的電流而被實(shí)現(xiàn)，而不需要有源PFC或高電容值鏈電容器。
響應(yīng)于AC電源的電壓的過零而更新控制參數(shù)(例如，提前時段、傳導(dǎo)時段、續(xù)流時段和超時時段)可以與其他類型的無刷電動機(jī)一起使用。如上所述，通過響應(yīng)于AC電源的過零而更新控制參數(shù)，控制參數(shù)可以以規(guī)律間隔被更新，而不論電動機(jī)速度。此外，控制參數(shù)被規(guī)律地更新，而不需要專用定時器?？刂茀?shù)還與AC電源的周期同步地被更新。因此， 從AC電源4得到的電流的波形一般更穩(wěn)定。
對于許多類型的無刷電動機(jī)，中斷沖突是潛在的問題。因而，使用定時器和比較器 (例如，形成專用比較器模塊的一部分或作為PWM模塊的一部分)在硬件而不是軟件中產(chǎn)生控制信號可以與其他類型的無刷電動機(jī)一起使用，以便減少中斷的總數(shù)量。另外，當(dāng)需要控制器采樣模擬信號時，中斷沖突可通過將采樣過程分為多個步驟(每一個步驟響應(yīng)于位置傳感器信號的不同邊沿被執(zhí)行)而被進(jìn)一步減少。因此，采樣過程分布在電動機(jī)的多個電半周期上，由此空出來更多時間用于控制器在每一個電半周期期間執(zhí)行其他例程。
權(quán)利要求
1.一種控制無刷電動機(jī)的方法，該方法包括 激勵電動機(jī)的繞組直到繞組中的電流超過閾值； 繼續(xù)激勵繞組持續(xù)超出時段；和 響應(yīng)于時間、電動機(jī)速度和激勵電壓中的一個的變化而調(diào)整超出時段的長度。
2.根據(jù)權(quán)利要求I所述的方法，其中，超出時段由隨時間周期性改變的波形定義。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其中，波形在波形的每一個周期上基本上作為三角形、梯形和半正弦曲線形中的一個改變。
4.根據(jù)權(quán)利要求2或3所述的方法，其中，該方法包括響應(yīng)于電動機(jī)速度和激勵電壓中的一個的變化而調(diào)整波形。
5.根據(jù)權(quán)利要求2至4中的任一項所述的方法，其中，超出時段的長度包括第一部分和第二部分的和，第一部分在波形的每一個周期上恒定，而第二部分在每一個周期上改變。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的方法，其中，第二部分在該波形的每一個周期上基本上作為半正弦曲線改變。
7.根據(jù)權(quán)利要求5或6所述的方法，其中，該方法包括響應(yīng)于電動機(jī)速度和激勵電壓中的一個的變化而調(diào)整第一部分。
8.根據(jù)前述權(quán)利要求中的任一項所述的方法，其中，該方法包括響應(yīng)于時間和激勵電壓中的一個的變化而調(diào)整閾值。
9.根據(jù)前述權(quán)利要求中的任一項所述的方法，其中，該方法包括整流交流電壓以提供被整流的電壓，以及利用被整流的電壓激勵繞組。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的方法，其中，被整流的電壓具有至少50%的波動。
11.根據(jù)權(quán)利要求9或10所述的方法，其中，超出時段的長度在交流電壓的每一個半周期上改變。
12.根據(jù)權(quán)利要求11所述的方法，其中，超出時段的長度在交流電壓的每一個半周期的第一半上增加，并且在交流電壓的每一個半周期的第二半上減少。
13.根據(jù)權(quán)利要求9至12中的任一項所述的方法，其中，超出時段的波形隨交流電壓的每一個半周期重復(fù)。
14.根據(jù)權(quán)利要求9至13中的任一項所述的方法，其中，超出時段的長度由自交流電壓的過零起已經(jīng)逝去的時間的長度定義。
15.根據(jù)權(quán)利要求9至14中的任一項所述的方法，其中，超出時段的長度包括第一部分和第二部分的和，第一部分在交流電壓的每一個半周期上恒定，而第二部分在交流電壓的每一個半周期上改變。
16.根據(jù)權(quán)利要求15所述的方法，其中，該方法包括響應(yīng)于電動機(jī)速度和交流電壓的RMS值中的一個的變化而調(diào)整第一部分。
17.根據(jù)權(quán)利要求15或16所述的方法，其中，該方法包括測量自交流電壓的過零起已經(jīng)逝去的時間以及使用測得的時間確定第二部分。
18.根據(jù)權(quán)利要求15至17中的任一項所述的方法，其中，該方法包括存儲第一控制值的第一查找表，使用速度和電壓中的一個索引第一查找表以選擇第一控制值，并使用第一控制值確定第一部分。
19.根據(jù)權(quán)利要求15至18中的任一項所述的方法，其中，該方法包括存儲第二控制值的第二查找表，測量自交流電壓的過零起已經(jīng)逝去的時間，使用測得的時間索引第二查找表以選擇第二控制值，以及使用第二控制值確定第二部分。
20.根據(jù)權(quán)利要求9至19中的任一項所述的方法，其中，所述閾值與被整流電壓成比例。
21.一種用于無刷電動機(jī)的控制系統(tǒng)，該控制系統(tǒng)執(zhí)行如前述權(quán)利要求中的任一項所述的方法。
22.根據(jù)權(quán)利要求21所述的控制系統(tǒng)，其中，該控制系統(tǒng)包括 電流傳感器，用于感測繞組中的電流；和控制器，用于產(chǎn)生一個或多個用于激勵相繞組的控制信號，其中，控制器產(chǎn)生控制信號以激勵繞組，并響應(yīng)于繞組中的電流超過所述閾值而繼續(xù)產(chǎn)生用于超出時段的控制信號。
23.根據(jù)權(quán)利要求22所述的控制系統(tǒng)，其中，控制系統(tǒng)包括位置傳感器和控制器，所述位置傳感器用于感測電動機(jī)的轉(zhuǎn)子的位置，以及控制器響應(yīng)于由位置傳感器輸出的信號的每一個邊沿而確定超出時段。
24.根據(jù)權(quán)利要求22或23所述的控制系統(tǒng)，其中，控制系統(tǒng)包括用于整流交流電壓以提供被整流電壓的整流器和用于檢測交流電壓的過零的過零檢測器，繞組通過所述被整流電壓被激勵，以及控制器測量自交流電壓的過零起已經(jīng)逝去的時間并隨后使用測得的時間確定超出時段。
25.—種電動機(jī)系統(tǒng),包括永磁體電動機(jī)和如權(quán)利要求21至24中的任一項所述的控制系統(tǒng)。
全文摘要
一種控制無刷電動機(jī)的方法，該方法包括激勵電動機(jī)的繞組直到繞組中的電流超過閾值，和繼續(xù)激勵繞組持續(xù)超出時段。超出時段的長度響應(yīng)于時間、電動機(jī)速度和激勵電壓中的一個的變化而被調(diào)整。另外，公開了實(shí)施該方法的控制系統(tǒng)和并入有該控制系統(tǒng)的電動機(jī)系統(tǒng)。
文檔編號H02P6/14GK102939712SQ201180029891
公開日2013年2月20日 申請日期2011年4月13日 優(yōu)先權(quán)日2010年4月16日
發(fā)明者S.格里瑟姆 申請人:戴森技術(shù)有限公司