專利名稱：減少功率轉(zhuǎn)換器的電磁干擾的電路及方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及切換式電源供應(yīng)器，特別涉及一種用于功率轉(zhuǎn)換器，以減少電磁干擾(Electro-Magnetic Interference, EMI)的電路。
背景技術(shù)：
圖IA是繪示現(xiàn)有功率轉(zhuǎn)換器的架構(gòu)，其中，此功率轉(zhuǎn)換器為一功率因數(shù)校正(power factor correction, PFC)功率轉(zhuǎn)換器。圖IA的功率轉(zhuǎn)換器包括電磁干擾(EMI)濾波器5、橋式整流器10、電感器11、功率開關(guān)13、整流器12、大型電容(bulk capacitor) 14、控制器90、線電阻器15以及由電阻器16與17所形成的分壓器。圖IA所示的PFC功率轉(zhuǎn)換器的操作為本領(lǐng)域技術(shù)人員知悉，因此在此省略相關(guān)敘述。為了符合法規(guī)，例如關(guān)于EMI 的 FCC(Federal Communications Commission,美國聯(lián)邦通信委員會)放射標(biāo)準(zhǔn)，將電磁干擾濾波器5配置在交流(alternating current,AC)電源Vac與橋式整流器10之間。然而，電磁干擾濾波器5占用了顯著的空間，且對于功率轉(zhuǎn)換器而言，增加了組件成本。一些現(xiàn)有技術(shù)已提出一些解決方案來免除使用電磁干擾濾波器 5,例如編號為 7，203，079 且名稱為 “Switching Controller Having FrequencyHopping for Power Supplies” 的美國專利，以及編號為 7，391，628 且名稱為” SwitchingController Having Frequency Hopping for Power Supplies and Method Therefore，，的美國專利。前述的現(xiàn)有技術(shù)具有較為復(fù)雜的抖頻(frequency jittering)電路設(shè)計(jì),這在控制器芯片上占用了較大空間并增加了制造成本。因此，業(yè)界期望提供一種具有簡單設(shè)計(jì)且符合成本效益的抖頻電路。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提供一種減少電磁干擾(Electro-Magnetic Interference, EMI)的電路，用于功率轉(zhuǎn)換器。此電路包括振蕩器、電流生成電路、反饋電路以及斜坡生成器。振蕩器具有接收第一抖動電流的第一端以及提供第二抖動電流的第二端。第一抖動電流以及第二抖動電流與線信號相關(guān)聯(lián)且用來改變振蕩器的頻率，其中線信號自功率轉(zhuǎn)換器的輸入端獲取。電流生成電路根據(jù)線信號生成第一抖動電流以及第二抖動電流。反饋電路接收來自功率轉(zhuǎn)換器的輸出端的反饋信號。反饋電路生成誤差信號。斜坡生成器生成斜坡信號以與誤差信號進(jìn)行比較，藉此禁用電路的切換信號。斜坡生成器接收切換信號以生成斜坡信號。當(dāng)?shù)谝欢秳与娏髟O(shè)定為大于第二抖動電流時，每當(dāng)線信號增加，切換信號的頻率增加。當(dāng)?shù)谝欢秳与娏髟O(shè)定為小于第二抖動電流時，每當(dāng)線信號增加，切換信號的頻率減少。第一抖動電流與第二抖動電流彼此不相等。本發(fā)明又提供一種減少電磁干擾(Electro-Magnetic Interference, EMI)的方法，用于功率轉(zhuǎn)換器。此方法包括以下步驟根據(jù)線信號以及第一比例來生成第一抖動電流，其中，線信號自功率轉(zhuǎn)換器的輸入端獲?。桓鶕?jù)線信號以及第二比例來生成第二抖動電流；提供第一抖動電流以及第二抖動電流至功率轉(zhuǎn)換器的振蕩器；接收來自功率轉(zhuǎn)換器的輸出端的反饋信號，以生成誤差信號；比較來自斜坡生成器的斜坡信號與所述誤差信號，以禁用切換信號；以及接收脈沖信號以啟用切換信號，其中，脈沖信號自振蕩器生成。振蕩器根據(jù)第一抖動電流以及第二抖動電流來決定功率轉(zhuǎn)換器的切換信號的頻率。兩抖動模式通過決定第一比例以及第二比例來選擇，以展開切換信號的頻率的頻譜。斜坡信號根據(jù)切換信號而生成。第一比例與第二比例不相等。本發(fā)明的一目的在于提供一種電路以及方法，其通過展開切換頻率的頻譜來減少功率轉(zhuǎn)換器的電磁干擾(Electro-Magnetic Interference, EMI)。本發(fā)明的另一目的在于提供一種電路，其使用自功率轉(zhuǎn)換器的輸入端獲取的線信號的波形來展開切換信號的頻譜，這可免除額外抖動信號生成器的使用，因此簡化電路設(shè)計(jì)并節(jié)省制造成本。


圖IA繪不現(xiàn)有功率因數(shù)校正(power factor correction, PFC)功率轉(zhuǎn)換器；圖IB繪示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的PFC功率轉(zhuǎn)換器；圖2繪示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例在圖IB的PFC功率轉(zhuǎn)換器中一控制器的示范例；圖3繪示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例在圖2的控制器中一振蕩器的示范例；圖4A繪示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例在圖3標(biāo)的鋸齒信號、脈沖信號以及反相脈沖信號的波形；圖4B繪示當(dāng)?shù)谝欢秳与娏鞔笥诘诙秳与娏鲿r，圖3所示的鋸齒信號的波形；圖4C繪示當(dāng)?shù)谝欢秳与娏餍∮诘诙秳与娏鲿r，圖3所示的鋸齒信號的波形；圖5A繪示在第一抖動模式下，圖IB PFC功率轉(zhuǎn)換器的主要波形；以及圖5B繪示在第二抖動模式下，圖IB PFC功率轉(zhuǎn)換器的主要波形。主要組件符號說明圖IA 5 電磁干擾(EMI)濾波器；10 橋式整流器；11 電感器；12 整流器；13 功率開關(guān)；14 大型電容；15 線電阻器；16、17 電阻器；90 控制器；Iac 線信號；Spwm 切換信號；Vac 交流(AC)電源；Vfb 反饋信號；V0 輸出電壓；圖IB 10 橋式整流器；11 電感器；12 整流器；13 功率開關(guān)；14 大型電容；15 線電阻器；16、17 電阻器；100 控制器；Iac 線信號；Spwm 切換信號；Vac 交流(AC)電源；Vfb 反饋信號；
V。 輸出電壓；圖2 20、21、22、23、24 晶體管；30 斜坡生成器；31 反相器；33 電流源；32 晶體管；34 電容器；51 反相器；52 觸發(fā)器；53 與門；54、55 比較器；56 與門；57 誤差放大器；60 切換電路；100 控制器；200 振蕩器；Iac 線信號；Ijc 第一抖動電流；Ijll 第二抖動電流；PLS 脈沖信號；RMP 斜坡信號；RST 重置信號；Smt 最大工作周期信號；Spwm 切換信號；SAW 鋸齒信號；Vcc 供電電壓；Vei 第一參考電壓；Vfb 反饋信號； Ve2 第二參考電壓；圖3:200 振蕩器；210、213 電流源；211、212 開關(guān)；214、215 比較器；216、217 與非門；220 電容器；C 放電端；D 充電端；Ic 電流；Ich 充電電流；Id 電流；Idch 放電電流；Ijc 第一抖動電流；；Ijd 第二抖動電流；I0SCA> Ioscb 振蕩電流；PLB 反相脈沖信號；PLS 脈沖信號；RMP 斜坡信號；SAW 鋸齒信號；Vcc 供電電壓；Vh 上閾值；\ 下閾值；第4A-4C 圖Ic 電流；Id 電流；Ich 充電電流；Idch 放電電流；M 鋸齒信號的放電斜率；PLB 反相脈沖信號；PLS 脈沖信號；SAW、SAW (a)、SAW (b) 鋸齒信號；Ts、Ts (a)、Ts (b) 切換周期；Vh 上閾值；\ 下閾值；圖5A-圖 5B :Iac 線信號； Ic 電流；
Id 電流；Ich 充電電流；Idch 放電電流；IQSCa、Ioscb 波動振幅；Spwm 切換信號；Vac 交流電源；Vin 橋式整流器的輸出電壓。
具體實(shí)施例方式為使本發(fā)明的上述目的、特征和優(yōu)點(diǎn)能更明顯易懂，下文特舉一優(yōu)選實(shí)施例，并配合附圖，作詳細(xì)說明如下。圖IB是繪示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的功率因數(shù)校正(power factor correction,PFC)功率轉(zhuǎn)換器。在此省略PFC功率轉(zhuǎn)換器的一些其它功率因數(shù)校正操作敘述，因此這些操作已由本領(lǐng)域技術(shù)人員知悉并超出本申請發(fā)明的范圍。圖IB所示的PFC功率轉(zhuǎn)換器包括橋式整流器10、電感器11、功率開關(guān)13、整流器12、大型電容(bulk capacitor) 14、控制器100、線電阻器15以及由電阻器16與17所形成的分壓器。與圖IA的功率轉(zhuǎn)換器相比較，此實(shí)施例無須EMI濾波器5。此情況下的電磁干擾通過控制器100所提供的抖頻操作來削減。以下將介紹根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的抖頻操作的簡單設(shè)計(jì)，以節(jié)省制造成本。圖2是繪示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的控制器100?？刂破?00包括電流生成電路、斜坡生成器30、振蕩器200以及切換電路60。在一實(shí)施例中，電流生成電路為一電流鏡，其包括晶體管20、21、22、23以及24。晶體管20的漏極通過線電阻15接收獲得自橋式整流器10的輸出電壓Vin的線信號IA。。晶體管24的漏極生成第一抖動電流Ip晶體管22的漏極汲取第二抖動電流U。振蕩器200在充電端C接收第一抖動電流Ij。，且在放電端D接收第二抖動電流If以生成鋸齒信號SAW以及脈沖信號PLS。晶體管20、21、23以及24被決定用來生成第一抖動電流Ijc的第一比例。晶體管20,21以及22被決定用來生成第二抖動電流Iid的第二比例。斜坡生成器30包括反相器31、電流源33、晶體管32以及電容器34。晶體管32通過反相器31而受控于切換信號SPWM。當(dāng)切換信號Spwm被啟用時，電流源33開始對電容器34充電。當(dāng)切換信號Spwm被禁用時，電容器34將放電?？缬陔娙萜?4的斜坡信號RMP因此根據(jù)切換信號Spwm而生成。切換電路60包括反相器51、觸發(fā)器52、與門53、比較器54以及反饋電路。而反饋電路包括比較器55、與門56以及誤差放大器57。脈沖信號PLS通過反相器51而被提供至觸發(fā)器52的頻率輸入端ck。觸發(fā)器52的D輸入端接收供電電壓V。。。與門53的一輸入端率禹接反相器51的輸出端。與門53的另一輸入端I禹接觸發(fā)器52的輸出端Q。與門53的輸出端生成切換信號SPWM。斜坡信號RMP提供至比較器54與55的負(fù)端。比較器54的正端接收第一參考電壓VK1。比較器54比較斜坡信號RMP與第一參考電壓Vri以生成最大工作周期信號SMT。最大工作周期信號Smt提供至與門56的一輸入端。反饋信號Vfb以及第二參考電壓Vk2分別提供至誤差放大器57的正端以及負(fù)端。反饋信號Vfb自電阻器16與17的共接點(diǎn)獲得，其與PFC功率轉(zhuǎn)換器的輸出端的輸出電壓\相關(guān)聯(lián)。誤差放大器57放大反饋信號Vfb與第二參考電壓Vk2之間的差異，以生成誤差信號VEA。誤差信號Vea提供至比較器55的正端。比較器55通過比較斜坡信號RMP與誤差信號Vea來提供一輸出信號至與門56的另一輸入端。與門56的輸出端生成一重置信號RST。每當(dāng)最大工作周期信號Smt或比較器55的輸出端變?yōu)檫壿嫷碗娖綍r，重置信號RST通過觸發(fā)器52來禁用切換信號SPWM。
圖3是繪示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例，控制器100的振蕩器200示范例。振蕩器200包括電流源210與213、開關(guān)211與212、比較器214與215、與非門(NAND) 216與217以及電容器220。生成電流I。的電流源210耦接于供應(yīng)電壓V。。與開關(guān)211的第一端之間。開關(guān)211的第二端耦接開關(guān)212的第一端。生成電流Id的電流源213耦接于開關(guān)212的第二端與參考接地之間。電容器220耦接于開關(guān)211的第二端與參考接地之間。開關(guān)211的第二端更耦接比較器214的負(fù)端以及比較器215的正端。比較器214的正端接收上閾值Vh，且比較器215的負(fù)端接收下閾值與非門216與217形成箝制電路，其接收比較器214與215的輸出信號。與非門216生成脈沖信號PLS,且與非門217生成反相脈沖信號PLB。開關(guān)211由反相脈沖信號PLB所控制。開關(guān)212則由脈沖信號PLS所控制。充電電流Ich以及放電電流Ira提供至電容器220，以生成跨于電容器220的鋸齒信號SAW。
放電端C以及充電端D耦接于開關(guān)211與212之間的共接點(diǎn)。當(dāng)流經(jīng)充電端C的第一抖動電流Iy設(shè)定為大于流經(jīng)放電端D的第二抖動電流Ijll時，振蕩電流流入開關(guān)211與212的共接點(diǎn)，這表示第一抖動模式。相反地，當(dāng)?shù)谝欢秳与娏鱈設(shè)定為小于第二抖動電流U時，振蕩電流I_B將流出開關(guān)211與212的共接點(diǎn)，這表示第二抖動模式。由于第一抖動電流Iic以及第二抖動電流Ijll與線信號Iac相關(guān)聯(lián)，因此振蕩電流Icbca與Icbcb也與線信號Ia。相關(guān)聯(lián)。在第一抖動模式下，振蕩電流I_A與電流I。以及電流Id結(jié)合，以分別生成充電電流Ira以及放電電流IDQI。在第二抖動模式下，振蕩電流Iffira與電流Ic以及電流Id結(jié)合，以分別生成充電電流Ich以及放電電流IDCH。一旦第一抖動電流L設(shè)定為等于第二抖動電流Ijll，振蕩電流或振蕩電流Iqscb將失效。在此時，當(dāng)開關(guān)211由反相脈沖信號PLB所接通時，對于電容器220的充電電流Ich將等于電流I。。當(dāng)開關(guān)212由脈沖信號PLS所接通時，對于電容器220的放電電流Idch將等于電流ID。因此，脈沖信號PLS的頻率將只由電流I。與Id所決定，且與線信號IA。之間不具關(guān)聯(lián)性。即是，每當(dāng)?shù)谝欢秳与娏?$設(shè)定為第二抖動電流Ijll時，抖頻操作將無效。在第一抖動電流L與第二抖動電流&不相等的情況下，當(dāng)反相脈沖信號PLB被啟用以接通開關(guān)211時，包含電流Ic以及振蕩電流Icbca或分量的充電電流Iai將開始對電容器220充電。當(dāng)脈沖信號PLS被啟用以接通開關(guān)212時，包含電流Id以及振蕩電流I0SCA或分量的放電電流Idch將開始使電容器220放電。脈沖信號PLS的頻率將由對于電容器220的充電電流Iqi以及放電電流Idch決定。為了改變脈沖信號PLS的頻率以改變切換信號Spwm的頻率，將第一比例與第二比例設(shè)定為不相等，提供了對于脈沖信號PLS以及切換信號Spwm的抖頻操作。圖4A是繪示當(dāng)振蕩電流Iqsca或Iqscb為無效時，鋸齒信號SAW、脈沖信號PLS以及反相脈沖信號PLB的波形。脈沖信號PLS以及反相脈沖信號PLB互為反相。當(dāng)反相脈沖信號PLB被啟用時，充電電流Iqi將等于電流源210所提供的電流I。，這決定了鋸齒信號SAW的充電斜率。當(dāng)脈沖信號PLS被啟用時，放電電流Ira將等于電流源213所提供的電流ID，這決定了鋸齒信號SAW的放電斜率。電流Id的大小遠(yuǎn)大于電流I。的大小。鋸齒信號SAW的切換周期Ts等于脈沖信號PLS的啟用期間與反相脈沖信號PLB的啟用期間的加總。圖4B是繪示當(dāng)?shù)谝欢秳与娏鱅je大于第二抖動電流Ijll時，振蕩器200的信號SAW (a)的波形。以實(shí)線繪制的鋸齒信號SAW即是圖4A的鋸齒信號。參閱圖3與圖4B，以虛線繪制的鋸齒信號SAW (a)表示當(dāng)振蕩電流、^流入開關(guān)211與212的共接點(diǎn)時的鋸齒信號SAW。這將增加充電電流Iqi的斜率而減少放電電流Idch的斜率。因此，切換周期Ts將減少至一較短周期Ts(a)。標(biāo)示線M表示當(dāng)振蕩電流I_A無效時，鋸齒信號SAW的放電斜率。鋸齒信號SAW (a)的放電斜率小于鋸齒信號SAW的放電斜率。 圖4C是繪示當(dāng)?shù)谝欢秳与娏?$小于第二抖動電流Ijll時，振蕩器200的信號SAW(b)的波形。以實(shí)線繪制的鋸齒信號SAW即是圖4A的鋸齒信號。參閱圖3與圖4C，以虛線繪制的鋸齒信號SAW(b)表示當(dāng)振蕩電流流出開關(guān)211與212的共接點(diǎn)時的鋸齒信號SAW。這將減少充電電流Iqi的斜率而增加放電電流Idch的斜率。因此，切換周期Ts將增加至一較長周期Ts(b)。標(biāo)示線M表示當(dāng)振蕩電流Irera無效時，鋸齒信號SAW的放電斜率。鋸齒信號SAW (b)的放電斜率大于鋸齒信號SAW的放電斜率。圖5A是繪示在第一抖動模式下PFC功率轉(zhuǎn)換器的主要波形。參閱圖3以及圖5A，由于振蕩電流Icbca的波形與充電電流IaT流動的方向相同，因此，此兩者的波形皆與線信號Iac成正比。放電電流Idqi則反比于線信號IAC；。根據(jù)線信號IAC；，充電電流Ira的振幅將在電流Ic的值與電流Ic和振蕩電流的波動振幅Iffica的總和值之間波動。由于放電電流Idch與振蕩電流流動的方向相反，因此，增加的振蕩電流Ι_Α將使充電電流Ich增加而令放電電流Ira減少。因此，當(dāng)線信號Iac的值增加時，充電電流Ich將隨之增加而放電電流Idch將隨之減少。如圖5Α所示，對于電流I。而言振蕩電流Ima的波動振幅I_a是顯著的，但是對于電流Id而言，振蕩電流的波動振幅I_a卻是幾乎可以忽略。因此，當(dāng)線信號Iac的值正增加時，切換信號Spwm的頻率將逐漸地增加，反之則減少。圖5B是繪示在第二抖動模式下PFC功率轉(zhuǎn)換器的主要波形。參閱圖3以及圖5B，由于振蕩電流I·的波形與放電電流IdqT流動的方向相同，因此，此兩者的波形皆與線信號Iac成正比。充電電流Ich則反比于線信號IAC。根據(jù)線信號Iac，放電電流Ich的振幅將在電流Ic的值與電流Ic和振蕩電流的波動振幅Iffia的總和值之間波動。由于充電電流Ich與振蕩電流流動的方向相反，因此，增加的振蕩電流將使充電電流Iai減少而令放電電流Ira增加。因此，當(dāng)線信號Iac的值增加時，充電電流Ich將隨之減少而放電電流Idch將隨之增加。如圖5B所示，對于電流I。而言振蕩電流Icbcb的波動振幅Iffia是顯著的，但是對于電流Id而言，振蕩電流Iffira的波動振幅I_b卻是幾乎可以忽略。因此，當(dāng)線信號Iac的值正增加時，切換信號Spwm的頻率將逐漸地減少，反之則增加。根據(jù)上述，兩抖動模式可通過調(diào)整電流生成電路的第一比例以及第二比例來選擇，以決定第一抖動電流Im以及第二抖動電流I1D，藉以展開切換信號Spwm的頻率的頻譜。本發(fā)明通過使用獲取自功率轉(zhuǎn)換器的輸入端的線信號波形來展開切換頻率的頻譜，這可排除額外抖動信號生成器的使用，因此簡化電路設(shè)計(jì)并節(jié)省制造成本。本發(fā)明雖以優(yōu)選實(shí)施例公開如上，然其并非用以限定本發(fā)明的范圍，本領(lǐng)域技術(shù)人員在不脫離本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)，當(dāng)可做些許的更動與潤飾，因此本發(fā)明的保護(hù)范圍當(dāng)視所附權(quán)利要求書所界定者為準(zhǔn)。
權(quán)利要求
1.一種減少電磁干擾的電路,用于功率轉(zhuǎn)換器,包括 振蕩器，具有接收第一抖動電流的第一端以及提供第二抖動電流的第二端，其中，所述第一抖動電流以及所述第二抖動電流與線信號相關(guān)聯(lián)且用來改變所述振蕩器的頻率，以及所述線信號系獲取自所述功率轉(zhuǎn)換器的輸入端；及 電流生成電路，根據(jù)所述線信號生成所述第一抖動電流以及所述第二抖動電流。
2.根據(jù)權(quán)利要求I所述的電路，還包括反饋電路，其中，所述反饋電路接收來自所述功率轉(zhuǎn)換器的輸出端的反饋信號，且所述反饋電路生成誤差信號。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的電路，還包括斜坡生成器，其中，所述斜坡生成器生成斜坡信號以與所述誤差信號進(jìn)行比較，藉此禁用所述電路的切換信號。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的電路，其中，所述斜坡生成器接收所述切換信號以生成所述斜坡信號。
5.根據(jù)權(quán)利要求3所述的電路，其中，當(dāng)所述第一抖動電流設(shè)定為大于所述第二抖動電流時，每當(dāng)所述線信號增加，所述切換信號的頻率增加。
6.根據(jù)權(quán)利要求3所述的電路，其中，當(dāng)所述第一抖動電流設(shè)定為小于所述第二抖動電流時，每當(dāng)所述線信號增加，所述切換信號的頻率減少。
7.根據(jù)權(quán)利要求I所述的電路，其中，所述第一抖動電流與所述第二抖動電流彼此不相等。
8.—種減少電磁干擾的方法,用于功率轉(zhuǎn)換器,包括 根據(jù)線信號以及第一比例來生成第一抖動電流，其中，所述線信號自所述功率轉(zhuǎn)換器的輸入端獲??； 根據(jù)所述線信號以及第二比例來生成第二抖動電流；及 提供所述第一抖動電流以及所述第二抖動電流至所述功率轉(zhuǎn)換器的振蕩器，其中，所述振蕩器根據(jù)所述第一抖動電流以及所述第二抖動電流來決定所述功率轉(zhuǎn)換器的切換信號的頻率。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的方法，其中，兩抖動模式通過決定所述第一比例以及所述第二比例來選擇，以展開所述切換信號的頻率的頻譜。
10.根據(jù)權(quán)利要求8所述的方法，還包括 接收來自所述功率轉(zhuǎn)換器的輸出端的反饋信號，以生成誤差信號；及 比較來自斜坡生成器的斜坡信號與所述誤差信號，以禁用所述切換信號。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的方法，還包括 接收脈沖信號以啟用所述切換信號，其中，所述脈沖信號自所述振蕩器生成。
12.根據(jù)權(quán)利要求10所述的方法，其中，所述斜坡信號根據(jù)所述切換信號而生成。
13.根據(jù)權(quán)利要求10所述的方法，其中，所述第一比例與所述第二比例不相等。
全文摘要
本發(fā)明提供一種減少功率轉(zhuǎn)換器的電磁干擾的電路及方法。此電路包括振蕩器、電流生成電路、反饋電路以及斜坡生成器。振蕩器具有接收第一抖動電流的第一端以及提供第二抖動電流的第二端。第一抖動電流以及第二抖動電流與線信號相關(guān)聯(lián)且用來改變振蕩器的頻率，其中線信號是獲取自功率轉(zhuǎn)換器的輸入端。第一抖動電流與第二抖動電流彼此不相等。當(dāng)?shù)谝欢秳与娏髟O(shè)定為大于第二抖動電流時，每當(dāng)線信號增加，切換信號的頻率增加。當(dāng)?shù)谝欢秳与娏髟O(shè)定為小于第二抖動電流時，每當(dāng)線信號增加，切換信號的頻率減少。
文檔編號H02M1/44GK102624215SQ20121011098
公開日2012年8月1日 申請日期2012年4月16日 優(yōu)先權(quán)日2012年1月16日
發(fā)明者江定達(dá) 申請人:崇貿(mào)科技股份有限公司