專利名稱：一種自激推挽式變換器的短路保護(hù)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種電源變換器的短路保護(hù)方法，具體地說是一種自激推挽式變換器的短路保護(hù)方法。
背景技術(shù)：
現(xiàn)有的自激推挽式變換器，電路結(jié)構(gòu)來自1955年美國羅耶(G. H. Royer)發(fā)明的自激振蕩推挽晶體管單變壓器直流變換器，這也是實(shí)現(xiàn)高頻轉(zhuǎn)換控制電路的開端；部分電路來自1957年美國查賽(Jen Sen，有的地方譯作“井森”)發(fā)明的自激式推挽雙變壓器電路，后被稱為自振湯Jensen電路；這兩種電路，后人統(tǒng)稱為自激推挽式變換器。自激推挽式變換器在電子工業(yè)出版社的《開關(guān)電源的原理與設(shè)計(jì)》第67頁至70頁有描述，該書ISBN號7-121-00211-6。電路的主要形式為上述著名的Royer電路和自振蕩Jensen電路。 圖I示出的為自激推挽式變換器常見應(yīng)用，電路結(jié)構(gòu)為Royer電路，在圖I中，電路都要利用變壓器BI的磁心飽和特性進(jìn)行振蕩，其工作原理在上述的《開關(guān)電源的原理與設(shè)計(jì)》第70頁有描述，從圖I的變換器電路可以看到，該變換器元件少，電路簡單，工作在開環(huán)狀態(tài)，也正因?yàn)榇?，這種變換器在交流小信號模型分析中，小信號的輸入阻抗是正阻，與其它開關(guān)電源連接使用時，如自激推挽式變換器作為其它閉環(huán)的開關(guān)電源的后級或前級，具有極佳的級間連接特性而得到廣泛的應(yīng)用。以圖I為代表的自激推挽式變換器正因?yàn)楣ぷ髟陂_環(huán)狀態(tài)，所以變換器的輸出端DC out出現(xiàn)短路時，由于電路無法實(shí)現(xiàn)推挽式振蕩，電阻Rl向三極管TRl和三極管TR2的基極提供電流，三極管TRl和三極管TR2的集電極出現(xiàn)放大的直流電流，這個直流電流引起三極管TRl和三極管TR2急聚發(fā)熱而燒毀。當(dāng)然，Royer電路通過電路的優(yōu)化設(shè)計(jì)，可以實(shí)現(xiàn)輸出端負(fù)載短路保護(hù)，而不會燒毀推挽用的開關(guān)三極管。輸出端負(fù)載短路消失后，電路可以自行恢復(fù)到正常推挽工作狀態(tài)下。其實(shí)現(xiàn)原理為當(dāng)負(fù)載出現(xiàn)短路時，讓圖I的Royer電路進(jìn)入高頻自激推挽式振蕩。這是由于變壓器BI的線圈NP，匝與匝之間存在分布電容，輸出端DC out出現(xiàn)短路時，由于漏感的存在，線圈Np電感量不會降到零，電路進(jìn)入高頻自激推挽式振蕩，振蕩的波形接近正弦波，由于頻率高，變壓器BI的傳輸效率低，振蕩產(chǎn)生的近似正弦波，其峰值被后續(xù)的輸出短路回路所限幅而已，相當(dāng)于電容C3短路，這時整流二極管Dl和D2的陰極相當(dāng)于接輸出地，起到限幅作用。振蕩產(chǎn)生的近似正弦波在變壓器的初級中利用線圈分布電容和漏感諧振，故消耗的能量小，體現(xiàn)在輸入端Vin，就是總工作電流下降，從而實(shí)現(xiàn)輸出短路保護(hù)功能。Royer電路的短路保護(hù)功能的實(shí)現(xiàn)，在公開號為102299658、名稱為《一種自激推挽式變換器》的中國發(fā)明專利公開說明書中，說明書第9頁倒數(shù)第2行，即第
段有原理說明；在公開號為102299616的《一種自激推挽式變換器》的說明書第2頁第5行，即第段內(nèi)有原理說明。不僅如此，在公開號為102291001、名稱為《一種自激推挽式變換器》的中國發(fā)明專利公開說明書中，示出了可以在自振蕩Jensen電路中實(shí)現(xiàn)輸出短路保護(hù)的電路。圖2示出了該中國發(fā)明專利公開說明書中附圖10，即其第一實(shí)施例的電路，該自激推挽式變換器設(shè)有用于實(shí)現(xiàn)變換器短路保護(hù)功能的兩端子網(wǎng)絡(luò)。上述的能實(shí)現(xiàn)輸出短路保護(hù)的Royer電路或公開號為102291001的《一種自激推挽式變換器》中自振蕩Jensen電路，為方便描述，以下統(tǒng)稱為現(xiàn)有技術(shù)的自激推挽式變換器，其最終的實(shí)現(xiàn)短路保護(hù)方式相似，短路時，調(diào)節(jié)變壓器漏感，讓電路進(jìn)入高頻自激推挽式振蕩，頻率高，圖I中變壓器BI (圖2中變壓器B2)的傳輸效率低，振蕩產(chǎn)生的近似正弦波在變壓器的初級中諧振，故消耗的能量小，體現(xiàn)在輸入端，就是總工作電流下降，從而實(shí)現(xiàn)輸出短路保護(hù)功能，漏感調(diào)節(jié)是公知技術(shù)，這里不再列舉其調(diào)節(jié)方法。正因?yàn)槿绱?，現(xiàn)有技術(shù)的自激推挽式變換器有以下不足I、輸出端帶容性負(fù)載能力差。以圖I為例，當(dāng)電容C3取值過大時，變換器的電源上電時，由于電容C3的端電壓為0，上電時電容C3相當(dāng)于短路，電路工作在高頻自激推挽式振蕩下，這時變壓器BI的傳輸效率低，無法對電容C3進(jìn)行大電流充電，導(dǎo)致電路啟動困難，需要很長時間輸出端DC out才能輸出正常電壓，當(dāng)電容C3進(jìn)一步加大時，輸出端會出現(xiàn)一直低電壓輸出，無法輸出正常電壓。如上述三個專利公開文件中的電路參數(shù)，做成輸入5V， 輸出5V的直流變換器，當(dāng)電容C3加大至220uF時，都無法正常啟動。2、短路保護(hù)功能與帶容性負(fù)載能力不好兼顧。為了獲得良好的帶容性負(fù)載能力，只好把短路保護(hù)發(fā)生時，電路的工作電流做大，俗稱短路保護(hù)電流。短路保護(hù)電流做大后，變換器在短路發(fā)生時的功耗增大，經(jīng)常在幾分鐘內(nèi)燒毀變換器內(nèi)元件。如上述三個專利公開文件中的電路參數(shù)，做成輸入5V，輸出5V的直流變換器，若要保證變換器長期工作在輸出短路的狀態(tài)下，短路保護(hù)電流要小于90mA，90mA的來源如下(三極管的總承受最大管耗+工作電壓)=(450mW+5V)=90mA這是一種工程上常用的近似算法，輸出短路時，工作電流產(chǎn)生的熱量一般都集中在推挽三極管上，所以用三極管的最大管耗之和除以工作電壓，可以近似算出，這個電流也稱為短路保護(hù)極限電流，比這個電流大，短路發(fā)生時，變換器電路就極容易損壞；比這個電流小，短路發(fā)生時，變換器電路就相對工作在安全區(qū)。不同的工作電壓和器件選型，這個短路保護(hù)極限電流要根據(jù)具體電路另行計(jì)算。
事實(shí)上，短路保護(hù)電流做到90mA，其容性負(fù)載能力仍達(dá)不到220uF的要求。所以，很多工業(yè)用的自激推挽式變換器，帶有短路保護(hù)功能的電源模塊，都在技術(shù)手冊上明確標(biāo)注最大容性負(fù)載為100uF。3、想獲得良好的短路保護(hù)功能與帶大容性負(fù)載能力，必需增加數(shù)量不少的其它元件，一般包括光耦、電壓檢測用運(yùn)算放大器，成本高，且體積不易做小。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種自激推挽式變換器的短路保護(hù)方法，能夠克服自激推挽式變換器現(xiàn)有的短路保護(hù)的缺點(diǎn)，在不增加元件的前提下，使得自激推挽式變換器可以帶大容性負(fù)載，且短路發(fā)生時，仍有很低的短路保護(hù)電流，自激推挽式變換器可以長期工作在輸出短路狀態(tài)下。本發(fā)明的目的是通過以下技術(shù)措施實(shí)現(xiàn)的一種自激推挽式變換器的短路保護(hù)方法，所述的自激推挽式變換器的短路保護(hù)方法包括以下步驟步驟A :將自激推挽式變換器的輸出端短路，調(diào)節(jié)自激推挽式變換器中主功率變壓器的漏感，使得自激推挽式變換器的短路保護(hù)電流大于短路保護(hù)極限電流；步驟B :增大自激推挽式變換器中啟動電容的電容量，使得自激推挽式變換器進(jìn)入間隙式高頻振蕩狀態(tài)并且短路保護(hù)電流降低到短路保護(hù)極限電流以下；步驟C :消除自激推挽式變換器的輸出端短路狀態(tài)。對于自振蕩Jensen電路結(jié)構(gòu)的自激推挽式變換器，在所述步驟A還包括調(diào)節(jié)所述的兩端子網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)和自激推挽式變換器中磁飽和變壓器的漏感，使得 自激推挽式變換器的短路保護(hù)電流大于短路保護(hù)極限電流。為了使得變換器在能給大容性負(fù)載提供足夠大的充電電流的前提下，使得短路保護(hù)電流小于短路保護(hù)極限電流，以保護(hù)變換器，本發(fā)明的自激推挽式變換器的短路保護(hù)方法，在所述步驟A和步驟B之間還包括有以下步驟步驟Al :在自激推挽式變換器中兩個推挽三極管集電極之間增加一只電容，并調(diào)節(jié)其容量，使得所述步驟A調(diào)節(jié)得到的短路保護(hù)電流下降到最小值；步驟A2 :如果步驟Al調(diào)節(jié)得到的短路保護(hù)電流在短路保護(hù)極限電流以下，則重復(fù)步驟A ;如果步驟Al調(diào)節(jié)得到的短路保護(hù)電流大于短路保護(hù)極限電流，則進(jìn)行下一步。上述步驟反過來一樣可以實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的目的。本發(fā)明的工作原理為，先讓啟動電容處于現(xiàn)有技術(shù)的容量下，這時調(diào)節(jié)電路的參數(shù)，主要是調(diào)節(jié)變壓器的漏感，讓短路保護(hù)電流大于短路保護(hù)極限電流，這時自激推挽式變換器不能工作很長時間，但是由于短路保護(hù)電流大，對輸出端的電容充電能力很強(qiáng)。加大啟動電路中的啟動電容的容量，當(dāng)輸出端發(fā)生短路時，使得自激推挽式變換器出現(xiàn)間隙式高頻振蕩，在間隙的期間，自激推挽式變換器電路是不工作的，表現(xiàn)出來的總體短路保護(hù)電流并不高。下文詳細(xì)說明加大啟動電路中的啟動電容的容量，引起間隙式高頻振蕩的工作原理。為了說明啟動電路中的啟動電容的作用，本文圖3-1示出了圖I、圖2的部分電路；為了方便描述，在不影響連接關(guān)系的前提下，圖3-1電路優(yōu)化為圖3-2的畫法。公知的理論可知，三極管的基極至發(fā)射極可以等效為一只二極管，那么，圖3-2電路可以等效為圖3-3的電路，其中二極管Dtki等效于三極管TRl的基極至發(fā)射極，其中二極管Dtk2等效于三極管TR2的基極至發(fā)射極。由于反饋繞組Nbi和二極管0 串聯(lián)，串聯(lián)電路的元件互換位置而不影響原電路工作原理是公知技術(shù)，互換時注意有極性元件的方向，那么圖3-3電路可以等效為圖3-4的電路。把圖3-4電路進(jìn)一步優(yōu)化成圖3-5電路，可以看到，三極管的基極至發(fā)射極的等效二極管Dm、二極管Dtk2和反饋繞組Nbi、反饋繞組Nbi組成全波整流電路51，在上述的變換中，反饋繞組Nbi、反饋繞組Nb2的同名端嚴(yán)格保持和圖3-1中的一致，可以看到，在圖3-5的全波整流電路51中，反饋繞組再次被變換到一起，其新的“中心抽頭”成了接地端。全波整流電路51的輸出電壓為負(fù)壓，這個負(fù)壓的絕對值等于基極線圈Nb2繞組電壓或基極線圈Nbi繞組電壓減去二極管Dtki或二極管Dtk2的正向壓降，一般情況，基極線圈Nb2繞組電壓等于基極線圈Nbi繞組電壓，二極管DmW正向壓降等于二極管Dtk2的正向壓降，即三極管TRl的基極至發(fā)射極壓降等于三極管TR2的基極至發(fā)射極壓降。對圖3-5電路進(jìn)行優(yōu)化，在不影響連接關(guān)系的前提下，用電池符號取代了原輸入電壓Vin，得到圖3-6的電路，其中，電容Cv為輸入電壓Vin的內(nèi)電容，公知理論把各種電源可以看成一個容量極大的電容器，其交流內(nèi)阻為零，電容Cv就是輸入電壓Vin的內(nèi)電容，電容Cv和圖I、圖2中的C2的并聯(lián)，容量極大，遠(yuǎn)大于圖3-6中啟動電容Cl，由此，啟動電容Cl可以等效于接在電阻Rl和二極管的陽極連接點(diǎn)上和接地端之間，如圖3-7所示。上段也論述了啟動電容Cl 一端與自激推挽式變換器反饋繞組中心抽頭相連接，另一端與電源正或負(fù)相連接，最終的等效電路是相同的。圖3-7示出了圖3-1最終的等效電路，啟動電容Cl事實(shí)上是全波整流電路51的濾波電容，由于自激推挽式變換器在正常工作時，輸出波形為近似方波，所以啟動電容Cl即使不存在，全波整流電路51的輸出電壓也接近平滑直流電，從圖3-7的電路可以看出，流過電阻Rl的電流，是由流過二極管Dm的電流和流過二極管Dtk2的電流輪流接續(xù)完成的，流過二極管Dm的電流存在時，即基極線圈Nbi繞組電壓在圖3-7中為上負(fù)下正；同名端可知，基 極線圈Nb2繞組電壓在圖3-7中也為上負(fù)下正；二極管Dtk2為反偏狀態(tài)，流過二極管Dtk2的電流為零；即二極管Dm對應(yīng)的三極管TRl導(dǎo)通，而二極管Dtk2對應(yīng)的三極管TR2截止。正因?yàn)槿绱?，現(xiàn)有技術(shù)中，啟動電容Cl 一般取值較小。本發(fā)明讓短路保護(hù)電流大于短路保護(hù)極限電流，啟動電容Cl容量加大后，原來連續(xù)的高頻自激振蕩會發(fā)生變化。短路保護(hù)電流大于短路保護(hù)極限電流，高頻自激振蕩的幅度會很強(qiáng)，振蕩產(chǎn)生的近似正弦波在主功率變壓器的初級中諧振，利用主功率變壓器的初級的漏感和分布電容產(chǎn)生LC回路諧振，其原理在背景技術(shù)中已提供參考資料，這里不再贅述。注圖I中的變壓器BI、圖2中的變壓器B2為主功率變壓器。短路保護(hù)電流大于短路保護(hù)極限電流，高頻自激振蕩的幅度會很強(qiáng)，其幅值視回路的Q值而定，Q值大于I時，LC回路中幅值大于工作電壓Vin的值，其波形接近正弦波，這時在基極線圈Nb2繞組感應(yīng)電壓也會很高，波形接近正弦波，相當(dāng)于在圖3-7中，端點(diǎn)53或端點(diǎn)54對地的感應(yīng)電壓會很高，感應(yīng)電壓經(jīng)全波整流電路51整流后，點(diǎn)52的負(fù)壓的絕對值升高，二極管Dm或二極管Dtk2對啟動電容Cl充電只發(fā)生正弦波的頂端，即對應(yīng)的三極管TR1、三極管TR2的導(dǎo)通角也同步變得很窄，使得LC振蕩回路中，下一個周期的幅度變低，這樣，二極管Dtki或二極管Dtk2對啟動電容Cl充電更接近正弦波的頂端，即對應(yīng)的三極管TR1、三極管TR2的導(dǎo)通角也同步變得更窄，這樣對LC振蕩回路補(bǔ)充的能量更小，直至二極管Dm或二極管Dtk2對啟動電容Cl充電電流變?yōu)榱?，即對?yīng)的三極管TR1、三極管TR2的全部關(guān)斷，自激推挽式變換器停振，這時啟動電容Cl的端電壓是負(fù)壓，維持了三極管TR1、三極管TR2的截止，隨著電阻Rl對啟動電容Cl的“充電”，啟動電容Cl的端電壓52由負(fù)壓趨于0V，繼而變?yōu)檎龎海?dāng)達(dá)到0. 7V左右時，自激推挽式變換器再次啟動，其工作原理和首次上電工作原理相同。再次啟動后，若輸出端的短路仍存在，電路再一次進(jìn)入上述的工作過程，啟動電容Cl的端電壓52形成較大的負(fù)壓，迫使電路停振，形成間隙振蕩，間隙振蕩可以人為控制，當(dāng)其它參數(shù)不變時，取決于電阻Rl和啟動電容Cl的時間常數(shù)，即電阻Rl和啟動電容Cl乘積。一般在幾百Hz至十幾KHz之間，這樣總體短路保護(hù)電流很小，因此，采用本發(fā)明的自激推挽式變換器輸出端短路時，其短路保護(hù)電流很小，變換器可以長期工作在輸出短路狀態(tài)下。
若輸出沒有短路，只是帶大容性負(fù)載首次上電，電容兩端的電壓不能突變，大容性負(fù)載(大電容)在上電時相當(dāng)于“短路”，電路也是高頻振蕩，但由于輸出沒有真正短路，步驟A已經(jīng)調(diào)大了短路保護(hù)電流，這時對輸出端的大電容的充電能力大為增強(qiáng)，一旦輸出端的大電容端電壓開始上升，相當(dāng)于輸出沒有完全短路，只是負(fù)載過重，這時高頻振蕩的頻率會降低，自激推挽式變換器的主功率變壓器的傳輸效率會提升，從而進(jìn)入良性循環(huán)，直到進(jìn)入正常的推挽工作頻率，而不會進(jìn)入間隙振蕩工作方式下，因此，采用本發(fā)明的自激推挽式變換器在正常工作時，即其輸出端沒有短路的情況下，能夠以大電流給負(fù)載充電，其帶大容性負(fù)載的能力強(qiáng)。在實(shí)施例中會給出詳盡的數(shù)據(jù)說明工作原理。與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明具有如下顯著的效果第一，綜上所述，采用本發(fā)明的短路保護(hù)方法的自激推挽式變換器，其輸出端帶容 性負(fù)載能力強(qiáng)，并且在輸出端短路時短路保護(hù)電流很小，變換器的短路保護(hù)功能與帶容性負(fù)載能力可良好兼顧；第二，本發(fā)明的實(shí)施可以不需要增加任何元件，就能實(shí)現(xiàn)了在幾乎不增加成本的前提下，獲得良好的短路保護(hù)功能同時能帶大容量容性負(fù)載；必要時也僅增加一只電容，成本極低。第三，本發(fā)明的短路保護(hù)方法，只需應(yīng)用在設(shè)計(jì)階段的變換器產(chǎn)品上，待使用本發(fā)明的方法調(diào)試定型后，批量生產(chǎn)不用再做調(diào)試，只需要按定型后的規(guī)定繞制變壓器并按照本發(fā)明的方法所確定的參數(shù)選取變換器的元器件，批量生產(chǎn)的產(chǎn)品性能一致性很好，都具有良好的短路保護(hù)功能與帶容性負(fù)載能力；第四，一旦掌握本發(fā)明的方法，利用本方法調(diào)試短路保護(hù)性能極為簡單，工作效率高，可以實(shí)現(xiàn)自激推挽式變換器短路保護(hù)電流小于空載工作電流。


圖I為自激推挽式變換器Royer電路常見應(yīng)用電路圖；圖2為現(xiàn)有技術(shù)中可以實(shí)現(xiàn)輸出短路保護(hù)的Jensen電路的電路原理圖；圖3-1為圖I或圖2的啟動、反饋電路部分的原理圖；圖3-2為圖3-1的等效原理圖；圖3-3為圖3-2的等效原理圖；圖3-4為圖3-3的等效變換原理圖；圖3-5為圖3-4的優(yōu)化后等效原理圖；圖3-6為圖3-5的等效原理圖；圖3-7為圖3-6的等效原理圖；圖4為圖I電路，在變壓器BI中加繞2匝作為檢測繞組實(shí)測波形圖；圖5為圖I的電路用現(xiàn)有技術(shù)，輸出端短路時檢測繞組實(shí)測波形圖；圖6為實(shí)施例一，采用本發(fā)明方法的變換器，用2匝檢測繞組實(shí)測波形圖；圖7為圖6中55展開的波形圖；圖8為實(shí)施例一啟動電容Cl與反饋繞組Nbi和Nb2的中心抽頭的連接點(diǎn)56，對地實(shí)測波形圖9為實(shí)施例三與現(xiàn)有技術(shù)使用的電路圖。
具體實(shí)施例方式實(shí)施例一實(shí)施例一采用和圖I相同的電路拓?fù)?，做成輸入直?V，輸出直流5V，輸出電流為200mA的變換器，即輸出功率1W。為了說明實(shí)施例一的效果，對比用的現(xiàn)有技術(shù)的自激推挽式變換器采用相同的電路參數(shù)包括變壓器BI，變壓器BI由磁心和相應(yīng)的線圈繞組組成，線圈繞組包括原邊功率繞組Npi和Np2、原邊反饋繞組Nbi和Nb2、副邊輸出繞組Nsi和Ns2 ;磁心采用外徑5. Imm,內(nèi)徑2. 3mm,高度為I. 7mm,材質(zhì)采用天通控股股份有限公司的TPW33磁材。電阻Rl為IK Q ;電容C2、電容C3為2. 2uF/10V的貼片電容，啟動電容Cl采用0. 047uF/10V貼片電容；三極管TRl和三極管TR2為放大倍數(shù)在200倍左右的開關(guān)三極管，其集電極最大工作電流為1A，這里選用了 FMMT491三極管；二極管Dl和二極管D2為一只共陰極的BAV74的整流管，其中， 原邊功率繞組Npi和Np2的圈數(shù)分別為12匝，原邊反饋繞組Nbi和Nb2的圈數(shù)分別為2匝，副邊輸出繞組Nsi和Ns2的圈數(shù)分別為14匝。上述參數(shù)的自激推挽式變換器未使用本發(fā)明的方法進(jìn)行優(yōu)化時，其性能實(shí)測如表表一
權(quán)利要求
1.一種自激推挽式變換器的短路保護(hù)方法，其特征在于所述的自激推挽式變換器的短路保護(hù)方法包括以下步驟 步驟A :將自激推挽式變換器的輸出端短路，調(diào)節(jié)自激推挽式變換器中主功率變壓器的漏感，使得自激推挽式變換器的短路保護(hù)電流大于短路保護(hù)極限電流； 步驟B :增大自激推挽式變換器中啟動電容的電容量，使得自激推挽式變換器進(jìn)入間隙式高頻振蕩狀態(tài)并且短路保護(hù)電流降低到短路保護(hù)極限電流以下； 步驟C :消除自激推挽式變換器的輸出端短路狀態(tài)。
2.根據(jù)權(quán)利要求I所述的自激推挽式變換器的短路保護(hù)方法，其特征在于對于自振蕩Jensen電路結(jié)構(gòu)的自激推挽式變換器,在所述步驟A還包括 調(diào)節(jié)所述的兩端子網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)和自激推挽式變換器中磁飽和變壓器的漏感，使得自激推挽式變換器的短路保護(hù)電流大于短路保護(hù)極限電流。
3.根據(jù)權(quán)利要求I或2所述的自激推挽式變換器的短路保護(hù)方法，其特征在于 在所述步驟A和步驟B之間還包括有以下步驟 步驟Al :在自激推挽式變換器中兩個推挽三極管集電極之間增加一只電容，并調(diào)節(jié)其容量，使得所述步驟A調(diào)節(jié)得到的短路保護(hù)電流下降到最小值； 步驟A2 :如果步驟Al調(diào)節(jié)得到的短路保護(hù)電流在短路保護(hù)極限電流以下，則重復(fù)步驟A ;如果步驟Al調(diào)節(jié)得到的短路保護(hù)電流大于短路保護(hù)極限電流，則進(jìn)行下一步。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種自激推挽式變換器的短路保護(hù)方法，主要包括以下步驟將自激推挽式變換器的輸出端短路，調(diào)節(jié)自激推挽式變換器中主功率變壓器的漏感，使得自激推挽式變換器的短路保護(hù)電流大于短路保護(hù)極限電流；增大自激推挽式變換器中啟動電容的電容量，使得自激推挽式變換器進(jìn)入間隙式高頻振蕩狀態(tài)并且短路保護(hù)電流降低到短路保護(hù)極限電流以下。本發(fā)明能夠在不增加元件的前提下，使得自激推挽式變換器可以帶大容性負(fù)載，且短路發(fā)生時，仍有很低的短路保護(hù)電流，自激推挽式變換器可以長期工作在輸出短路狀態(tài)下。
文檔編號H02M1/32GK102710110SQ20121017407
公開日2012年10月3日 申請日期2012年5月30日 優(yōu)先權(quán)日2012年5月30日
發(fā)明者王保均 申請人:廣州金升陽科技有限公司