專利名稱：開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及能提高輕負(fù)載時(shí)的效率的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器。
背景技術(shù)：
開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器(switching regulator)被用作各種電子設(shè)備的電路的電壓供給源。開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器的功能就是無(wú)論輸入端子的電壓變動(dòng)如何都以高轉(zhuǎn)換效率在輸出端子輸出固定的電壓。進(jìn)而，重要的是在作為負(fù)載的電子設(shè)備進(jìn)入待機(jī)狀態(tài)等低耗電模式、從輸出端子供給到負(fù)載的電流減少時(shí)也將轉(zhuǎn)換效率維持于高狀態(tài)。圖4示出現(xiàn)有的升壓型開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器的電路圖。在輸入電源20連接有線圈22。在線圈22與輸出電容24之間連接有整流元件23。負(fù)載25與輸出電容24并聯(lián)連接。開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器控制電路200控制開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器的開(kāi)關(guān)元件21 的導(dǎo)通(0N)、截止(OFF)。若將誤差放大器13的輸出設(shè)為電壓Verr、基準(zhǔn)電壓電路10的輸出設(shè)為基準(zhǔn)電壓Vref、分壓電阻(bleeder resistance) 11與12的連接點(diǎn)的電壓設(shè)為分壓電壓Vfb,如果Vref>Vfb則電壓Verr變高,反之如果VrefXVfb則電壓Verr變低。PWM比較器14對(duì)振蕩電路15的輸出Vramp (例如三角波)和電壓Verr進(jìn)行比較而輸出信號(hào)。圖5示出這些信號(hào)的關(guān)系。就是說(shuō)，誤差放大器13輸出的電壓Verr上下波動(dòng),從而PWM比較器14的輸出信號(hào)Vpwm的脈沖寬度得到控制。這就是所謂的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器的PWM控制。一般就開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器而言，導(dǎo)通開(kāi)關(guān)元件的時(shí)間長(zhǎng)，則對(duì)負(fù)載供給電力的能力變高。例如，當(dāng)負(fù)載電流Iout變大，開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器的輸出電壓就下降，分壓電壓Vfb下降。據(jù)此，因電壓Verr上升，結(jié)果PWM比較器14的輸出脈沖寬度變寬，脈沖寬度以固定地保持輸出電壓Vout的方式得到控制。反之，當(dāng)負(fù)載電流Iout變小，開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器的輸出電壓值就上升，分壓電壓Vfb上升。據(jù)此，因電壓Verr下降，結(jié)果PWM比較器14的輸出脈沖寬度變窄，脈沖寬度以固定地保持輸出電壓Vout的方式得到控制。即，誤差放大器13的輸出電壓Verr根據(jù)負(fù)載電流值而變化，以控制開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器的脈沖寬度。但是，上述PWM控制存在若負(fù)載電流Iout變小(下面稱之為輕負(fù)載)則效率顯著降低的缺點(diǎn)。這是因?yàn)橄鄬?duì)于向輸出供給的能量，為導(dǎo)通、截止開(kāi)關(guān)元件所需要的能量的比例增加的緣故。對(duì)于電容值C [F]，在以頻率f [Hz]反復(fù)進(jìn)行0[V]到V[V]的充放電時(shí)流過(guò)的平均電流I成為I=CVf [A]，這廣為人知。即，若設(shè)開(kāi)關(guān)元件21的輸入電容為Cin[F]、輸入電源20為Vin [V]、開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器的動(dòng)作頻率為Fosc [Hz]，則驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)元件21所需要的電流值 Iop 成為 Iop=CinXVinXFosc。作為一例，若以Cin=500pF、Vin=5V、Fosc=IMHz這種一般的數(shù)值為例，則成為Iop=2. 5mA，在輸入電源側(cè)的電功率損耗Pin成為Pin=VinX Iop=12. 5mW。此時(shí)，若輸出電壓Vout為10V，負(fù)載電流Iout為1mA，則向輸出側(cè)供給的電功率Pout成為Pout=IoutXVout=IO mW。從而,僅驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)元件21所需要的電功率便超過(guò)向輸出供給的電功率。實(shí)際上，此外還有用于驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)元件的緩沖電路的貫通電流等，與開(kāi)關(guān)元件驅(qū)動(dòng)有關(guān)的損耗就成為更大的值。但是，由于這些與開(kāi)關(guān)元件驅(qū)動(dòng)有關(guān)的損耗為當(dāng)開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器的動(dòng)作頻率變高就增加的特性，所以在輕負(fù)載下，降低其動(dòng)作頻率以降低上述開(kāi)關(guān)元件21的驅(qū)動(dòng)損耗的技術(shù)一直以來(lái)廣泛得以使用。如前所述，電壓Verr根據(jù)負(fù)載電流而變動(dòng)以控制輸出電壓Vout，由此能夠通過(guò)監(jiān)視電壓Verr來(lái)構(gòu)成輸出負(fù)載檢測(cè)部件。這就是圖4的負(fù)載檢測(cè)電路100。負(fù)載檢測(cè)電路100由晶體管110、111所構(gòu)成。當(dāng)誤差放大器13的電壓Verr上升，N溝道晶體管111的柵極電壓就上升，因此其漏極一源極間的電流Ioscl增加。由于晶體管110與晶體管112存在電流關(guān)系，所以晶體管112的漏極一源極間的電流Iosc2也與電流Ioscl成比例地增加。電流Iosc2為振蕩電路15的偏置電流，例如若振蕩電路15的構(gòu)成是利用以電流Iosc2對(duì)電容進(jìn)行充電的時(shí)間來(lái)振蕩的構(gòu)成，則振蕩頻率依賴于電流Iosc2而變化。例如，當(dāng)負(fù)載電流Iout變大、輸出電壓Vout下降，電壓Verr就上升，所以電流Ioscl以及電流Iosc2增加。因而振蕩電路15以高頻率振蕩。反之如果是輕負(fù)載則電壓Verr下降而電流Iosc2減少，所以振蕩頻率下降，上述開(kāi)關(guān)元件的導(dǎo)通、截止的次數(shù)減少 ，因此驅(qū)動(dòng)損耗減少，使輕負(fù)載下的效率提高(例如，參照專利文獻(xiàn)I)。專利文獻(xiàn)I :日本特開(kāi)平11-155281號(hào)公報(bào)。但是，上述現(xiàn)有的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器存在當(dāng)輸出電壓Vout的設(shè)定值低時(shí)振蕩頻率與負(fù)載電流Iout無(wú)關(guān)地變化這一缺點(diǎn)。在PWM控制的情況下，輸出電壓由開(kāi)關(guān)元件的導(dǎo)通占空比(on duty)決定。圖4的升壓型開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器的電流連續(xù)模式下的導(dǎo)通占空比的理論式為Duty=l-Vin/Vout。即，導(dǎo)通占空比是電壓Verr相對(duì)于三角波Vramp的振幅的比例,若電壓Verr低則導(dǎo)通占空比也變小。當(dāng)電壓Verr變低時(shí)，自然電流Ioscl變小，所以結(jié)果振蕩頻率下降。即便加大負(fù)載電流Iout，Duty的變化也微乎其微，所以振蕩頻率維持較低。從而，針對(duì)輸出電壓Vout的能量供給次數(shù)減少。即能量供給的周期變長(zhǎng)，所以在此期間輸出電壓Vout的放電增進(jìn)，存在輸出電壓Vout的脈動(dòng)電壓增加這一問(wèn)題。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明是為了解決以上課題而設(shè)計(jì)的，通過(guò)振蕩頻率相對(duì)于負(fù)載電流Iout變化，從而實(shí)現(xiàn)謀求輕負(fù)載時(shí)的效率提高和重負(fù)載下的脈動(dòng)電壓降低的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器。為了解決現(xiàn)有的課題，本發(fā)明涉及的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器采取如下構(gòu)成。(I) 一種開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器，其特征在于，具備誤差放大器，將對(duì)輸出電壓分壓而得的分壓電壓與基準(zhǔn)電壓之差放大而輸出；振蕩電路，根據(jù)所述誤差放大器的輸出信號(hào)而輸出矩形波；以及開(kāi)關(guān)元件，其導(dǎo)通/截止(0N/0FF)基于所述振蕩電路的輸出信號(hào)而被控制，根據(jù)所述誤差放大器的輸出信號(hào)，所述振蕩電路振蕩頻率可變。(2) —種開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器，其特征在于，具備誤差放大器，將對(duì)輸出電壓分壓而得的分壓電壓與基準(zhǔn)電壓之差放大而輸出；振蕩電路，根據(jù)所述誤差放大器的輸出信號(hào)而輸出矩形波；以及開(kāi)關(guān)元件，其導(dǎo)通/截止基于所述振蕩電路的輸出信號(hào)而被控制，所述振蕩電路，具備恒流源，流出恒定電流；電容，以所述恒流源的恒定電流進(jìn)行充電；比較器，對(duì)所述電容的電壓和基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較而輸出矩形波；以及晶體管電路，根據(jù)所述比較器的輸出信號(hào)及所述誤差放大器的輸出信號(hào)來(lái)控制所述電容的充放電，根據(jù)所述誤差放大器的輸出信號(hào)，振蕩頻率可變。
根據(jù)本發(fā)明的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器，由于根據(jù)負(fù)載電流Iout以最適合的頻率來(lái)進(jìn)行開(kāi)關(guān)動(dòng)作，所以開(kāi)關(guān)元件21的驅(qū)動(dòng)損耗降低。從而，能提高輕負(fù)載下的升壓效率。另外，即便在輸出電壓Vout的設(shè)定值低的情況下，開(kāi)關(guān)頻率也不會(huì)固定在低狀態(tài)。從而，能夠抑制輸出電壓Vout的脈動(dòng)電壓。


圖I是第一實(shí)施方式的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器的電路 圖2是第二實(shí)施方式的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器的電路 圖3是第二實(shí)施方式的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器的時(shí)序 圖4是現(xiàn)有的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器的電路 圖5是現(xiàn)有的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器的PWM動(dòng)作的動(dòng)作概念圖。 附圖標(biāo)記說(shuō)明
10基準(zhǔn)電壓電路；13誤差放大器；14 PWM比較器；15振蕩電路；16緩沖電路；20直流電源；25輸出負(fù)載；100負(fù)載檢測(cè)電路；123恒流源；127比較器；128復(fù)用器(multiplexer)。
具體實(shí)施例方式圖I是第一實(shí)施方式的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器的電路圖。第一實(shí)施方式的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器具備輸出電壓分壓電阻11、12 ;基準(zhǔn)電壓電路10 ;誤差放大器13 ;振蕩電路15 ;緩沖電路16 ;開(kāi)關(guān)元件21 ;線圈22 ;二極管23 ;輸出電容24 ;恒流源123 ;以及晶體管120、121、122。恒流源123流出恒定電流Ic。通過(guò)所供給的偏置電流lose，振蕩電路15的振蕩頻率得以控制。輸出電壓分壓電阻11、12對(duì)輸出電壓Vout進(jìn)行分壓以輸出分壓電壓Vfb。誤差放大器13對(duì)基準(zhǔn)電壓電路10輸出的基準(zhǔn)電壓Vref和分壓電壓Vfb進(jìn)行比較，將其差電壓放大作為電壓Verr輸出。由于分壓電壓Vfb被輸入到同相輸入,基準(zhǔn)電壓Vref被輸入到反相輸入，所以就誤差放大器13而言,若輸出電壓Vout低于設(shè)定值則電壓Verr變低,若輸出電壓Vout高于設(shè)定值則電壓Verr變高。誤差放大器13輸出的電壓Verr被輸入到晶體管120的柵極。這里，如果電壓Verr小于等于晶體管120的閾值電壓，則晶體管120截止，在晶體管121上流過(guò)恒流源123的恒定電流Ic。此時(shí)，被供給振蕩電路15的偏置電流Iosc變成最大值，振蕩頻率變成最高。當(dāng)電壓Verr變高時(shí)，晶體管120的驅(qū)動(dòng)能力提高，在晶體管120上開(kāi)始流過(guò)電流。因此，流向晶體管121的電流減少，被供給振蕩電路15的偏置電流Iosc也減少，所以振蕩頻率變低。從而，振蕩電路15的振蕩頻率由電壓Verr來(lái)控制，當(dāng)電壓Verr低于晶體管120的閾值電壓時(shí)，振蕩頻率變成最大振蕩頻率。振蕩電路15輸出的矩形波的振蕩信號(hào)Vosc通過(guò)緩沖電路16進(jìn)行功率放大，輸入到開(kāi)關(guān)元件21的柵極。在開(kāi)關(guān)元件21導(dǎo)通時(shí)對(duì)線圈22所充電的能量，在開(kāi)關(guān)元件21截止時(shí)經(jīng)由二極管23被供給到輸出電容24。這樣開(kāi)關(guān)元件21進(jìn)行導(dǎo)通/截止，開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器進(jìn)行升壓動(dòng)作。
當(dāng)負(fù)載電流Iout變大時(shí)電壓Verr下降，所以振蕩電路15的振蕩頻率變高。因而，每單位時(shí)間對(duì)輸出電容24的能量供給次數(shù)增加。反之，當(dāng)負(fù)載電流Iout變小時(shí)電壓Verr變高，所以振蕩電路15的振蕩頻率變低。因而,每單位時(shí)間對(duì)輸出電容24的能量供給次數(shù)減少。如以上所說(shuō)明那樣，第一實(shí)施方式的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器根據(jù)負(fù)載電流Iout以最適合的頻率進(jìn)行開(kāi)關(guān)動(dòng)作，所以開(kāi)關(guān)元件21的驅(qū)動(dòng)損耗降低。從而，能提高輕負(fù)載下的升壓效率。而且，從振蕩電路15所輸出的振蕩信號(hào)Vosc為矩形波，不需要PWM比較器。PWM比較器一般而言消耗電流為數(shù)μ A 數(shù)10 μ Α，在輸出負(fù)載電流Iout為數(shù)μ A程度這種輕負(fù)載下，就成為非常大的損耗。從而，在輕負(fù)載時(shí)的效率提高上極其有效。
另外，即便在輸出電壓Vout的設(shè)定電壓低的情況下，開(kāi)關(guān)頻率也不會(huì)固定在低狀態(tài)。從而，能夠抑制輸出電壓Vout的脈動(dòng)電壓。圖2示出第二實(shí)施方式的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器的電路圖。第二實(shí)施方式的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器具備輸出電壓分壓電阻11、12 ;基準(zhǔn)電壓電路10 ;振蕩電路150 ;緩沖電路16 ;開(kāi)關(guān)元件21 ;線圈22 ;二極管23 ;以及輸出電容24。振蕩電路150具備比較器127 ;電容126 ;恒流源123 ;充放電控制元件120、124、125 ;以及復(fù)用器128。誤差放大器13在反相輸入端子輸入分壓電壓Vfb，在同相輸入端子輸入基準(zhǔn)電壓Vref，輸出端子連接到充放電控制元件120。恒流源123和充放電控制元件125、124、120串聯(lián)連接于電源與接地之間。復(fù)用器128被輸入基準(zhǔn)電壓VL以及基準(zhǔn)電壓VH。基準(zhǔn)電壓VL、基準(zhǔn)電壓VH被設(shè)定成基準(zhǔn)電壓VH >基準(zhǔn)電壓VL。比較器127在反相輸入端子連接有復(fù)用器128的輸出端子，在同相輸入端子連接有充放電控制元件125與124的連接點(diǎn)以及連接有電容126，輸出端子連接到充放電控制元件125及124、復(fù)用器128和緩沖電路16。參照附圖來(lái)說(shuō)明第二實(shí)施方式的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器的電路動(dòng)作。圖3是第二實(shí)施方式的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器的時(shí)序圖。將誤差放大器13的輸出設(shè)為電壓Verr，恒流源123的恒定電流設(shè)為恒定電流Ic，電容126的電壓設(shè)為電壓Vc，比較器127的輸出設(shè)為振蕩信號(hào)Vosc。在振蕩信號(hào)Vosc為低(L)電平時(shí)，充放電控制元件125導(dǎo)通，充放電控制元件124截止，所以電容126由恒定電流Ic進(jìn)行充電。復(fù)用器128在振蕩信號(hào)Vosc為低電平時(shí),輸出基準(zhǔn)電壓VH。當(dāng)電容126的電壓Vc通過(guò)充電上升而達(dá)到基準(zhǔn)電壓VH時(shí)，比較器127的振蕩信號(hào)Vosc反轉(zhuǎn)為高(H)電平。其結(jié)果，充放電控制元件125截止，充放電控制元件124導(dǎo)通，所以電容126開(kāi)始放電。與此同時(shí)，復(fù)用器128的輸出切換到基準(zhǔn)電壓VL。當(dāng)電容126的電壓Vc達(dá)到基準(zhǔn)電壓VL時(shí)，比較器127的輸出、振蕩信號(hào)Vosc反轉(zhuǎn)。通過(guò)反復(fù)進(jìn)行此動(dòng)作，振蕩電路150輸出矩形波的振蕩信號(hào)Vosc，經(jīng)由緩沖16控制開(kāi)關(guān)元件21。這里，充放電控制元件120通過(guò)電壓Verr而被控制驅(qū)動(dòng)能力。在本實(shí)施方式中，電壓Verr越高則充放電控制元件120的驅(qū)動(dòng)能力越大。另外，當(dāng)電壓Verr低于閾值電壓Vth時(shí)，充放電控制元件120就成為截止?fàn)顟B(tài)幾乎不流過(guò)電流。從而，控制電容126的放電時(shí)間通過(guò)電壓Verr得到控制、即振蕩電路150的振蕩頻率得到控制。例如，當(dāng)負(fù)載電流Iout變小時(shí)，分壓電壓Vfb變高，電壓Verr變低。因而，充放電控制元件120的驅(qū)動(dòng)能力下降或者完全變成截止，電容126的放電時(shí)間變長(zhǎng)，振蕩電路150的振蕩頻率變低。又例如，當(dāng)負(fù)載電流Iout變大時(shí)，分壓電壓Vfb變低，電壓Verr變高。因而，電容126的放電時(shí)間變短，振蕩電路150的振蕩頻率變高。開(kāi)關(guān)元件的導(dǎo)通時(shí)間ton取決于恒流源123的恒定電流Ic、電容126的電容值Cose、基準(zhǔn)電壓VH、基準(zhǔn)電壓VL，成為式I。ton=CoscX (基準(zhǔn)電壓 VH—基準(zhǔn)電壓 VL)/Ic …(I)
從而，即便振蕩頻率變化，開(kāi)關(guān)元件的導(dǎo)通時(shí)間ton也是固定的。重負(fù)載時(shí)的最大振蕩頻率fmax由電容126的最短放電時(shí)間tdis (min)和開(kāi)關(guān)元件的導(dǎo)通時(shí)間ton決定，成為式2。fmax=I/ (ton+ tdis (min)) …(2)
在圖3中示出fmax期間。如以上所說(shuō)明那樣，就第二實(shí)施方式的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器而言，根據(jù)負(fù)載電流Iout以最適合的頻率來(lái)驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)元件21，所以開(kāi)關(guān)元件21的驅(qū)動(dòng)損耗降低。特別是，能提高輕負(fù)載下的升壓效率。而且，從振蕩電路150所輸出的振蕩信號(hào)Vosc為矩形波，不需要PWM比較器。PWM比較器一般而言消耗電流為數(shù)μ A 數(shù)10 μ Α，在輸出負(fù)載電流Iout為數(shù)μ A程度這種輕負(fù)載下，成為非常大的損耗。從而，在輕負(fù)載時(shí)的效率提高上極其有效。另外，即便在輸出電壓Vout的設(shè)定電壓低的情況下，開(kāi)關(guān)頻率也不會(huì)固定在低狀態(tài)。從而，能夠抑制輸出電壓Vout的脈動(dòng)電壓。如以上所說(shuō)明那樣，根據(jù)本發(fā)明的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器，由于振蕩電路根據(jù)負(fù)載電流Iout來(lái)控制，所以在輕負(fù)載時(shí)振蕩頻率變低而開(kāi)關(guān)元件21的驅(qū)動(dòng)損耗降低，因此升壓效率提 高。而且，即便在輸出電壓Vout的設(shè)定值低的情況下，開(kāi)關(guān)頻率也不會(huì)固定于低振蕩頻率，所以能夠抑制脈動(dòng)電壓。
權(quán)利要求
1.一種開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器，其特征在于，具備 誤差放大器，將對(duì)輸出電壓分壓而得的分壓電壓與基準(zhǔn)電壓之差放大而輸出； 振蕩電路，根據(jù)所述誤差放大器的輸出信號(hào)而輸出矩形波；以及 開(kāi)關(guān)元件，其導(dǎo)通/截止基于所述振蕩電路的輸出信號(hào)而被控制， 根據(jù)所述誤差放大器的輸出信號(hào)，所述振蕩電路振蕩頻率可變。
2.如權(quán)利要求I所述的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器，其特征在于， 所述振蕩電路根據(jù)所述誤差放大器的輸出信號(hào)而被控制動(dòng)作電流，振蕩頻率可變。
3.如權(quán)利要求2所述的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器，其特征在于，還包括 恒流源，流出恒定電流； 電流鏡電路，使與所述恒流源的恒定電流相應(yīng)的電流流入所述振蕩電路；以及晶體管，根據(jù)所述誤差放大器的輸出信號(hào)，控制從所述恒流源的恒定電流流入所述電流鏡電路的電流。
4.如權(quán)利要求I所述的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器，其特征在于，所述振蕩電路具備 恒流源，流出恒定電流； 電容，以所述恒流源的恒定電流進(jìn)行充電； 比較器，對(duì)所述電容的電壓和基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較而輸出矩形波；以及晶體管電路，根據(jù)所述比較器的輸出信號(hào)及所述誤差放大器的輸出信號(hào)來(lái)控制所述電容的充放電。
5.如權(quán)利要求4所述的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器，其特征在于，所述振蕩電路具備 根據(jù)所述比較器的輸出信號(hào)來(lái)切換所述基準(zhǔn)電壓而輸出的電路。
全文摘要
本發(fā)明提供一種即便在輕負(fù)載下也具有高效率的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器。本發(fā)明的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器構(gòu)成為，根據(jù)振蕩電路的輸出信號(hào)來(lái)控制開(kāi)關(guān)元件的導(dǎo)通、截止，從而在輕負(fù)載時(shí)將振蕩頻率抑制得較低以降低開(kāi)關(guān)損耗，其中根據(jù)誤差放大器的輸出信號(hào)，所述振蕩電路振蕩頻率得到控制。
文檔編號(hào)H02M3/156GK102820785SQ20121018599
公開(kāi)日2012年12月12日 申請(qǐng)日期2012年6月7日 優(yōu)先權(quán)日2011年6月9日
發(fā)明者出口充康, 吉田憲治 申請(qǐng)人:精工電子有限公司