專利名稱：雙激型萬能充電機的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種雙激型萬能充電機，用于蓄電池尤其是電動車蓄電池充電，屬于新型節(jié)能、低壓、大功率電源技術領域。
背景技術：
電動車的常見型式有載人二輪車、載貨三輪車和四輪電動轎車。電動車因其價格便宜、運行費用低、環(huán)保節(jié)能而越來越受到人們的關注，有資料表明，2011年我國有電動車生產企業(yè)2000余家，電動車總產量不少于5000萬臺，除了出口，國內2011年社會保有量已近2億臺，且年平均增速高達30%，這是一個巨大的新興市場。 蓄電池是傳統(tǒng)的蓄能產品，電動車的普及，使蓄電池的產量進入了史無前例的高峰期。與電動車配套的蓄電池有四大特點一、容量大。因為電動車是功率型產品，其功率約在200瓦到2000瓦范圍，配置的蓄電池容量約在20安培小時到200安培小時。二、電壓等級多。例如，小型二輪電動車蓄電池電壓為24V ;中型二輪電動車蓄電池電壓為48V ;三輪電動車蓄電池電壓為60V等。三、充電電流規(guī)格多。例如，小容量蓄電池多用5安培左右電流充電沖容量蓄電池多用10安培左右電流充電；大容量蓄電池多用20安培左右電流充電等。四、須階段式充電。為延長蓄電池壽命，減短充電時間，確保蓄電池充滿，對蓄電池的充電必須采用“先快充、再慢充、后浮充”的階段式智能充電方式。針對電動車蓄電池的上述特點，要求配置的充電機必須增大功率，降低能耗，減少體積和重量，降低生產成本。在充電頻率上，摒棄工頻改用高頻；在充電原理上，優(yōu)選反激型制式，在對機內供電上，優(yōu)選正激型制式，即所謂“雙激型”工作制式。對于近2億臺社會保有量的電動車所需要的維護代換充電機市場，包含著2000家電動車生產商所配用的各種車用蓄電池，因容量、電壓各不相同，充電機應具備一機多檔的特點；因蓄電池必須使用階段式充電方式，充電機應具備一機多能的特點，即所謂“萬能充電機”。目前市場上充電機品種較多，但能滿足上述綜合技術要求的，尚未問市。發(fā)明一種雙激型、大功率、小能耗、低成本、多檔位、多功能電動車蓄電池充電機顯然是非常必要的。

發(fā)明內容
本發(fā)明涉及一種雙激型萬能充電機，用于蓄電池尤其是電動車蓄電池充電，具有新型節(jié)能、大功率、小能耗、多檔位、階段式智能充電功能。雙激型萬能充電機由市電整流儲能電路、延時電路、雙激型換流電路、漏感分壓吸收電路、風扇自動調速電路、電壓取樣電路、電流取樣電路、脈寬調節(jié)電路等八部分電路所組成。上述八部分電路的關聯(lián)次序可參照說明書附圖I :220V單相交流市電源經“延時電路”延時后，送入“市電整流儲能電路”，轉換成約300V電壓的直流電。“雙激型換流電路”使用高頻開關技術，將直流電斬波成高頻方波電壓，通過高頻變壓器，將反激磁能整流成低電壓大電流的直流電，對蓄電池充電；正激能量供應脈寬調節(jié)電路和風扇自動調速電路工作。反激型換流電路中高頻變壓器的漏感能量，用“漏感分壓吸收電路”分選出后，予以吸收消除?！帮L扇自動調速電路”驅動風扇，自動調節(jié)風速對全部電路進行冷卻?！半妷喝与娐贰焙汀半娏魅与娐贰?，可以對蓄電池的充電電壓和充電電流進行多檔取樣，取樣信息送入“脈寬調節(jié)電路”進行對比，調節(jié)高頻方波的脈寬，自動控制階段式智能充電效果。結合反激型萬能充電機電原理圖(本說明書附圖2)，茲將各部分電路的結構和工作原理分述如下市電整流儲能電路，其特征在于所述電路，由開關K1、保險絲BI、電感LI、L2、整流橋D1、電容C1、C2、C4組成，其相互連接關系如附圖2。電源開關K l合上后，220V交流市電經Kl和電源保險絲BI，進入由電感LI、L2與電容Cl、C2組成電源抗干擾電路，然后加在單相整流橋Dl的交流輸入二端子上，Dl的直流二端子輸出的直流脈動電流，經過電阻Rl或MOS管Tl的S、D腳，對電容C4進行充電儲能，直到C4上充滿約300V的直流電壓為止。充電機在輸出功率較小時，電源抗干擾電路可以不用。延時電路,其特征在于所沭電路，由電陽.RK R2、R3、電容C3、三極管Tl鉬成，其相互連接關系如附圖2。當整流橋Dl輸出的直流電壓加在由電阻R2、R3與電容C3組成的電路上時，將通過電阻R3對電容C3充電，其充電時間常數等于電容C3乘以電阻R3與R2的并聯(lián)值，因電阻R3的阻值遠大于R2，其時間常數約等于電阻R2與電容C3的乘積。從Dl送出直流電瞬間開始到該時間常數值的時間以內，C3上因為無電壓，MOS管Tl的S、D 二腳呈高阻狀態(tài)，Dl的電流只能通過電阻Rl對二端電壓為零的C4緩慢充電，限制了充電起始段的充電電流值。設想電源開關Kl合上瞬間，恰遇到市電波峰值，如無Rl限流，對C4充電的瞬間電流可達幾百安培，瞬間功率近百千瓦，將造成嚴重事故！使用Rl限流，也將在Rl上形成功率損耗，引起Rl發(fā)熱，時間過長，將引起Rl燒毀，所以要選擇合適的延時時間，換言之，就是要選擇合適的電阻R2與電容C3組成的時間常數。超過上述時間常數的時間后，C3上的電壓致使MOS管Tl的S、D 二腳間導通，Dl可通過呈很低電阻的Tl對電容C4充電，Rl上幾乎無電流流通，上述電路進入穩(wěn)衡狀態(tài)。MOS管Tl的G、S 二腳之間的電壓，等于電阻R2與R3對電容C4上約300V電壓的分壓。理論計算和實驗都證明各元件以下的取值較妥電阻R2與電容C3組成的時間常數為50毫秒至500毫秒范圍，電阻R3與R2的阻倌比為10倍至60倍范圍。雙激型換流電路,其特征在于所沭電路，由電阻R6、R8、Rl I、R12、發(fā)光二極管D2、怏諫二極管D3、電容C5、C6、脈寬調節(jié)式集成電路T3、功率MOS管T5、高頻變壓器初級線圈L3、次級線圈L4、次級線圈L5、肖特基二極管D6、D7、儲能電容C8組成;其相互連接關系如附圖2。設計高頻變壓器次級線圈L4采用反激型工作制式用于充電主線路。采用反激型工作制式的充電主線路,可減少整機體積和重量，降低牛產成本，整機能耗小，輸出功率可高汰2000瓦。其工作原理是C4上的直流電壓，通過兼作“電源指示燈”的發(fā)光二極管D2、電阻R8降壓后，加在脈寬調節(jié)式集成電路T3的7、5腳上，T3即能工作，T3的6腳輸出矩形正脈沖波，使功率MOS管T5開通，C4上的直流電壓即流過高頻變壓器初級線圈L3，MOS管T5的D、S腳，電阻R12完成回路，由于L3的電感作用于，電路中電流成線性增長，其電流增長率di/dt為di/dt = V0/L......................................................(式 I)
上式中V0為C4上電壓，約為300V;L為L3電感量，約為數百uH。設計高頻開關頻率為50000Hz，高頻周期即為20uS，再設計開通時間為40%，SP8uS，設L = IOOuH,均代入式1，得1峰=24(A).以上電能以磁能的形式儲存在磁芯中，根據電感儲能公式1 = 0.51^1(平方)......................................................(式 2)將L= IOOuH, I峰=24A，代入式2，得每高頻周期電感所儲能量W = 0.0288(焦耳)，每秒所儲能=O. 0288焦耳X50000次=1440焦耳，如此能量按守恒定律折成電路的輸出功率，即為1440瓦。以72V電壓對某組60V蓄電池充電為例，能達到穩(wěn)恒20A的充電電流。以上相關數據只要作簡單的設計變動，就可以覆蓋市場上常見的各類電動車蓄電池充電功率2000W及以下范圍。高頻變壓器次級線圈L4圈數相對初級線圈L3較少，且工作在反激狀態(tài)，當功率MOS管T5截止時，儲存在磁芯中的磁能就在L4中，轉化成低電壓大電流的充電電流，通過并聯(lián)的肖特基二極管D6、D7整流，一方面向蓄電池充電，另一方面流入儲能電容C8儲存。當功率MOS管T5導通時，D6、D7截止，C8中儲存的電荷仍可流出對蓄電池充電，保持了充電電路中電流的不間斷流動。為了減少蓄電池的極化作用，設計將CS的電容量選擇小一些，充電電流趨向于脈沖間歇波形，充電效果會更好。脈寬調節(jié)式集成電路T3的開關頻率與電阻R6、電容C6的時間常數成反比，調節(jié)R6或C6均可校調高頻頻率。電阻R12是峰流取樣限制電阻，當電路中電流在R12上的壓降超過IV時，該信號被送入T3的3腳，使電路從通態(tài)迅速轉入截止狀態(tài)。電阻Rll的作用，是電路從導通轉為截止時，用于釋放靜電荷之用。T3正常工作時，要求7腳輸入電壓為15-30V，如僅用R8從300V電壓處取供，顯然能耗很大，應通過高頻變壓器專用次級降壓級繞組L5獲取。本發(fā)明考慮到高頻次級線圈將輸出多檔充電電壓，故設計高頻變壓器次級線圈L5采用ιΗ激型工作制式，對脈寬調節(jié)電路和風扇自動調諫電路供電。在正激狀態(tài)下，L5的電壓峰值僅與初級線圈L3和次級線圈L5的匝數比有關，此峰值電壓經快速二極管D3整流，電容C5儲能濾波后，可供給脈寬調節(jié)式集成電路T3穩(wěn)定的直流電壓。漏感分壓吸收電路，其特征在于所沭電路，由電阻R9、R10、穩(wěn)壓二極管D4、三極管T4組成,其相互連接關系如附圖2。反激型工作制式雖然有功率大、能耗低、方便輸出多檔電壓等優(yōu)點，但也有一個重大缺點“漏感”問題功率MOS管T5在通態(tài)時，高頻初級線圈中通電能量以磁能的形式存儲在磁芯中；T5在截止態(tài)時，磁能通過高頻次級線圈L4轉換成電能向后級輸出；由于初、次級線圈的幾何結構位置的不同，其差異因素以“漏感”的形式出現在電路中?！奥└小笔垢哳l變壓器向外幅射大量電磁波，干擾周圍的電器、甚至人體；“漏感”在高頻變壓器初次級線圈中，形成的高反壓可以輕易擊穿功率MOS管Τ5，燒毀充電機。目前，國內外學術資料報道均推崇采用“RC”電路吸收漏感能量，但實踐證明并不理想。經分析認為，其原因是“RC”電路不能區(qū)別有用磁能與漏感磁能的界限，對全部電路按某固定比例進行能量吸收，不但吸收漏感不能徹底，反而吸收了有用功率，造成整機發(fā)熱、耗能增加。為此，本次發(fā)明了“漏感分壓吸收電路”，發(fā)明設計原理如下當功率MOS管Τ5進入截止狀態(tài)時，非漏感能量通過高頻次級線圈L4轉換成充電的有用電能，對蓄電池充電，其、ニ端電壓等于充電電壓，反應到高頻初級線圈L3中，也形成一定的電壓值；漏感能量因不能進入L4中轉換，故在高頻初級線圈L3中形成更高的尖峰電壓。這ニ種能量的界限，可以用高頻初級線圈L3 ニ端某反峰電壓值予以區(qū)分。該電壓界限值的計算方法如下式V 界=VO+(N初/N 次)V 充......................................................(式 3)上式中，V界就是區(qū)分這ニ種能量的電壓值界限；V0是電容C4上的電壓值，對于單相交流220V市電整流濾波后得到的電壓，約為300V ；N初是初級線圈L3的匝數；N次是次級線圈L4的匝數；V充是充電電容C8 上的電壓值。在式3中試代入充電機的典型值，得到V界約為450V-550V范圍。換言之，在高頻初級線圈L3 ニ端出現V界以上電壓的能量，均來自漏感磁能，必須予以吸收；而非漏感磁能在高頻初級線圈L3 ニ端出現的電壓，均等于V界，應予以保護；V界就是這ニ種能量的分界線。從電路結構上，將穩(wěn)壓ニ極管D4的穩(wěn)壓值設定為V 穩(wěn)=K「V0+(N 初 /N 次)V 充 I......................................................(式 4)上式中，V穩(wěn)是穩(wěn)壓ニ極管D4的穩(wěn)壓值；K是電壓加權系數，可取I. 04-1. 06范圍；其余參數意義如式3。當漏感在初級線圈中形成的尖峰電壓值超過V穩(wěn)時，就有電流流過D4、三極管T4的G、E腳、電阻RlO支路，由于T4的放大作用，又在電阻R9、T4的C、E腳、電阻RlO支路中流過更大的電流，可以將漏感磁能的電壓峰值限嵌在V穩(wěn)附近，漏感能量在電阻R9上轉化成熱量而被吸收；R10可以調節(jié)電路吸收強度，RlO越小，電路吸收強度越強。用區(qū)分漏感電壓值的方法來吸收漏感能量，比“RC”吸收電路的吸收原理有了本質上的改進，“漏感分壓吸收電路”由此而得名。風扇自動調諫電路,其特征在于所沭電路，由怏諫ニ極管D5、電容C7、盲流電扇SI組成，其相互連接關系如附圖2。風扇自動調速電路的工作原理如下高頻變壓器次級線圈L5在正激狀態(tài)下工作，其正激方向電壓通過&速ニ極管D5整流后驅動風扇SI。當次級線圈L5的匝數與初級線圈L3的匝數比例確定后，系統(tǒng)輸出電壓的峰值就已確定，但系統(tǒng)平均輸出電壓，卻隨著功率MOS管T5在周期內的開通時間比例變化而變化的，充電負荷較小吋，T5的開通時間就較短，平均輸出電壓也較低，風扇電機轉速就變慢，這即是所謂“自動調速”的機理。因為在充電負荷越小的情況下，整機發(fā)熱越少，對散熱要求越低，風扇的轉速相應降低，有利于節(jié)能和延長電扇壽命，降低故障率。考慮到電路參數與不同電扇機械電氣參數之間的矛盾,在電扇ニ端并聯(lián)上了電容C7,其作用是在高頻周期內短暫儲能，電容C7容量選取的計算式是 C = KIZ(Vf)......................................................(式 5)上式中，K是風扇機械電氣系數，取O. 3-3 ；1是風扇工作電流；V是風扇工作電壓；f是聞頻電壓的開關頻率。電壓取樣電路,其特征在于所沭電路，由電阻R26、R27、R29、R30、R31、R32、R33、R34、穩(wěn)壓ニ極管D12、擋位開關K3組成，其相互連接關系如附圖2。由電阻R27、穩(wěn)壓ニ極管D12組成了標準電壓電路，為避免溫度漂移，穩(wěn)壓ニ極管D12的穩(wěn)壓倌取3. 6伏至5. I伏范圍。由可調電阻R29、電阻R30、R31、RT32、R33、R34組成串聯(lián)分壓電路，對充電機輸出的充電電壓進行取樣后進行分檔，分檔后的電壓接線端分別與充電電壓檔位開關K3的相應端頭連接，根據市場客戶要求不同，充電電壓檔位開關K3的檔位在I至5檔間選取，每ー個檔位對應ー種輸出充電電壓，可調電阻R29可以對選取出的電壓進行微調校正。K3選出的某電壓值通過電阻R26耦合，與穩(wěn)壓ニ極管D12產生的標準電壓值一起送到到“脈寬調節(jié)電路”中，去進行對比放大。電流取樣電路，其特征在于所沭電路，由電陽.R13、R14、R15、R16、R17、R18、R19、電容C9、保險絲B2、檔位開關K2組成，其相互連接關系如附圖2。電容C8上的充電壓，通過電阻R13、保險絲B2、被充蓄電池形成充電回路。保險絲B2的功用是為了防止蓄電池誤反接而設置，其額定電流應略大于最大充電電流。電阻R13是康銅電流取樣電阻，采用康銅材 料是因為該材料具有很小的電阻溫度系數，在流過最大充電電流時，設定R13 ニ端產生的平均直流電壓降是75mV或IOOmV。R13 ニ端的直流電壓降的波形是類似鋸齒波形，經電阻R14與電容C9組成的RC濾波電路整理成平穩(wěn)直流電壓，存儲在C9上，為保證C9上直流電壓波形的平緩，設計電阻R14與電容C9組合電路的時間常務數應遠大于高頻電壓的周期。由電阻R15、R16、R17、R18、可調電阻R19組成串聯(lián)分壓電路，對穩(wěn)壓ニ極管D12上的標準電壓分壓設檔，分檔后的接線端分別與充電電流檔位開關K2的相應端頭連接，根據市場用戶要求不同，充電電流檔位開關K2的檔位在I至4檔間選取，每ー個檔位對應ー種輸出充電電流，可調電阻R19可以對選取出的電流值進行微調校正。K2選出的某直流電壓值與C9上檢出的直流電壓值一起送到到“脈寬調節(jié)電路”中，去進行對比放大。脈寬調節(jié)電路,其特征在于所沭電路，由電陽.R4、R5、R7、R20、R21、R22、R23、R24、R25、R28、發(fā)光二極管D8、D11、ニ極管D9、D10、穩(wěn)壓ニ極管D13、光耦T2_1、T2_2、雙運放Τ6、三極管Τ7組成，其相互連接關系如附圖2。雙運放Τ6含有ニ組運算放大電路由3腳正輸入端、2腳負輸入端、I腳輸出端為ー組,負責處理充電電流信號；5腳正輸入端、6腳負輸入端、7腳輸出端為另ー組，負責處理充電電壓信號。8腳系Τ6工作電源輸入端，由電阻R28、D13組成的穩(wěn)壓線路，以及三極管Τ7組成發(fā)射極跟隨電路對8腳供電，供電電壓在8到IOV間。當充電電流接近設定值吋，I腳輸出負電位信號，通過限流電阻R20，點亮發(fā)光二極管D8，作為“充電指示燈”;充電電壓接近設定值吋，7腳輸出負電位信號，通過限流電阻R25，點亮發(fā)光二極管D11，作為“充滿指示燈”;I腳或7腳輸出負電位信號時，通過ニ極管D9、電阻R22、ニ極管D10、電阻R23組成的“或門”電路，都能對光耦Τ2-2的發(fā)光二極管注入電流，所發(fā)出的光線以光耦合的形式，照射到光耦Τ2-1三極管的基區(qū)，使其ニ腳之間的動態(tài)電阻減小，造成脈寬調節(jié)式集成電路Τ3的2腳電位升高。由電阻R4、R5、R7和Τ3的2腳、I腳組成的運算放大器，因2腳電位升高而引起反饋，降低了 Τ3的3腳門檻電壓，減短了功率MOS管Τ5的導通時間，使充電電流減小。I腳或7腳輸出更負的電位信號吋，Τ5的導通時間趨向于零，充電電流也趨向于零。對雙運放Τ6 ニ組運算放大電路的控制靈敏度，有必要進行理論估算對于控制充電電壓的5、6、7腳運算組設7腳輸出負電位信號5V為調控上限，再設5腳輸入基準+4V電位，當充電電壓增加10%，即6腳電壓增加O. 4V時，7腳達到調控上限，此狀態(tài)時5、6、7腳運算組放大倍數等于5V/0. 4V為12. 5倍，考慮到蓄電池的浮充效果，倍數仍應降低，估計在5至15倍范圍，從電路結構看，決定5、6、7腳運算放大組倍數放大倍數的是電阻R24與R26的阻倌比，所以，電阻R24與R26的阻倌比設定為5至15倍。對于控制充電電流的3、2、I腳運算組設I腳輸出負電位信號5V為調控上限，設3腳輸入基準+IOOmV電位，當充電電流增加10%，即6腳電壓增加IOmV吋，I腳達到調控上限，此狀態(tài)時3、2、1腳運算組放大倍數等于5V/10mvV為500倍，從電路結構看，決定3、2、1腳運算放大組倍數放大倍數的是電阻R21與R14的阻值比，根椐不同的客戶要求，可將電阻R21與R14的阻值比設定為300至800倍。將雙激型換流電路、風扇自動調速電路、高頻整流儲能電路、電壓取樣電路、電流取樣電路、脈寬調節(jié)電路等六部分電路的原理綜合起來分析，就能體現充電機的階段式充電性能打開電源開關，“電源指示燈”亮；當蓄電池初始充電吋，電壓較低，電壓取樣電路不動作，“充滿指示燈”不亮，大電流流過取樣電阻R13，電流取樣電路動作，“充電指示燈”亮，風扇轉速最快，將充電電流控制在額定值，此屬于“恒流快充”階段；當電蓄電池充電電壓升高后，電壓取樣電路開始動作，“充滿指示燈”微亮，風扇轉速較快，充電電流有所下降，“電源指示燈”亮度也有所下降，此屬干“恒壓慢充”階段；當電蓄電池充電電壓接近額定值后，電壓取樣電路動作加太，“充滿指示燈”亮，風扇轉速慢，充電電流很小，“電源指示燈”微亮，進入“浮充”階段。綜上，本機不但設有多檔充電電壓等級、多檔充電電流等級，還具有恒流控制功能、充電電壓自控充電電流功能，可對蓄電池實行“先快充、再慢充、后浮充”的階段式智能 充電方式。除能適用于普通蓄電池充電外，能普遍適用于ニ輪電動載人車、三輪電動載貨車和四輪電動轎車的不同充電要求。


圖I是雙激型萬能充電機電路結構方框圖。圖中用粗黑箭頭表示充電機所屬八部分電路之間的關聯(lián)次序關系。圖2是雙激型萬能充電機整機電路電原理圖。圖中各元器件的符號、腳碼與《權利請求書》和《說明書》中對應相同。圖3是雙激型萬能充電機專用高頻變壓器測試電路電原理圖。用于測量高頻變壓器初級線圈L3電感量和磁飽和程度。
具體實施例方式整機輸出功率大，為提高散熱效果，采用軸流式風扇空氣強迫冷卻形式。整機功率1000瓦及以下充電機，采用冷卻風扇直徑不應小于80mm，風量不小于20CFM ;整機功率1000瓦-2000瓦充電機，采用冷卻風扇直徑不應小于120mm，風量不小于40CFM。為減小風壓，氣體通道任意處的截面積，都應大于風扇圓截面積。充電器外殼可不需考慮散熱功能，主要考慮支撐和固定功能。整機功率500瓦及以下充電機，可采用注塑外殼；整機功率500瓦-1000瓦充電機，可采用薄鐵板或鋁框塑板外殼；整機功率1000瓦-2000瓦充電機，可采用鑄鋁或鋁型材外殼。為方便用戶操作使用，下列元器件裝在外殼或面板上電源關K1，電流檔位開關K2,電壓檔位開關K3，保險絲BI、B2,電源指示燈D2，充電指示燈D8，充滿指示燈Dll，冷卻風扇SI，電源輸入線(或插座)，充電輸出線(或插座)。其余電子元器件均組裝在同一塊單面敷銅板上，元器件的組裝エ藝，可以是插件型式，也可以是小件貼片式加大件插件式。在充電機制造實施過程中，其中高頻變壓器的質量是產品質量的關鍵。尤其是采用自制方法生產時，由于磁芯導磁性能的分散性和繞制線圈的幾何尺寸誤差，所繞制出初級線圈的電感量波動很大，嚴重影響著充電機的性能和安全。為解決以上問題，設計出ニ赴雙激型萬能充電機專用高頻變壓器測試電路，由高頻方波發(fā)生電路、開關K、峰值電壓表V峰、峰值電流表I峰、肖特基整流ニ極管D、功率耗散電阻R組成，其相互連接關系如說明書附圖3。圖中高頻方波發(fā)生器電路發(fā)出高頻矩形電壓波形，矩形波寬時間T，電壓峰值由峰值電壓表V峰測出，當此電壓加在初級線圈電感L上吋，產生鋸齒形電流波形，其電流上升率符合式1，電流峰值由峰值電壓流表I峰測出，最大磁能儲存量符合式2，當矩形電壓波截止時間，通過次級線圈將磁能用反激形式放出，消耗在功率電阻R上。參照式1，利用高頻變壓器測試電路，根據電感暈測暈式L = V 峰/(I 峰 /T)......................................................(式 6)測暈高頻變壓器初級線圈的電感暈。測得的電感暈L比設計要求低，可増加線圈匝數；L比設計要求高，可減少線圈匝數。定型產品在檢測電感暈L時，可用增減磁芯墊片厚薄的方法來微調核準初級線圈的電感暈。 附圖3電路，還可以判定高頻變壓器磁芯的磁飽和臨界點。測試電路中，電感L不變，矩形波寬時間T不變，V峰與I峰應成正比例線性關系。當増大V峰時，發(fā)現I峰與V峰不按IH比例關系而突増，說明磁芯磁飽和度已處于臨界點。說明書畢。
權利要求
1.一種雙激型萬能充電機，其特征在于所述充電機由市電整流儲能電路、延時電路、雙激型換流電路、漏感分壓吸收電路、風扇自動調速電路、電壓取樣電路、電流取樣電路、脈寬調節(jié)電路等八部分電路所組成。
2.根據權利要求I所述的市電整流儲能電路，其特征在于所述電路，由開關K1、保險絲BI、電感LI、L2、整流橋D1、電容Cl、C2、C4組成；電感LI、12與電容Cl、C2組成電源抗干擾電路，在輸出功率較小吋，電源抗干擾電路可以不用。
3.根據權利要求I所述的延時電路，其特征在于所述電路，由電阻Rl、R2、R3、電容C3、三極管Tl組成；電阻R2與電容C3組成的時間常數為50毫秒至500毫秒范圍，電阻R3與R2的阻值比為10倍至60倍范圍。
4.根據權利要求I所述的雙激型換流電路，其特征在于所述電路，由電阻R6、R8、R11、R12、發(fā)光二極管D2、快速ニ極管D3、電容C5、C6、脈寬調節(jié)式集成電路T3、功率MOS管T5、高 頻變壓器初級線圈L3、次級線圈L4、次級線圈L5、肖特基ニ極管D6、D7、儲能電容C8組成；高頻變壓器次級線圈L4采用反激型工作制式，高頻變壓器次級線圈L5采用正激型工作制式。
5.根據權利要求I所述的漏感分壓吸收電路，其特征在于所述電路，由電阻R9、R10、穩(wěn)壓ニ極管D4、三極管T4組成；D4的穩(wěn)壓值設定為，V穩(wěn)=K[V0+(N初/N次)V充]。
6.根據權利要求I所述的風扇自動調速電路，其特征在于所述電路，由快速ニ極管D5、電容C7、直流電扇SI組成；電容C7容量選取的計算式是C = KI/(Vf)0
7.根據權利要求I所述的電壓取樣電路，其特征在于所述電路，由電阻R26、R27、R29、1 30、1 31、1 32、1 33、1 34、穩(wěn)壓ニ極管012、檔位開關1(3組成；穩(wěn)壓ニ極管D12的穩(wěn)壓值取3. 6伏至5. I伏范圍，充電電壓檔位開關K3的檔位在I至5檔間選取。
8.根據權利要求I所述的電流取樣電路，其特征在于所述電路，由電阻R13、R14、R15、R16、R17、R18、R19、電容C9、保險絲B2、檔位開關K2組成；電阻R13是康銅電流取樣電阻，在流過最大充電電流時，設定R13 ニ端產生的平均直流電壓降是75mV或IOOmV ;充電電流檔位開關K2的檔位在I至4檔間選取。
9.根據權利要求I所述的脈寬調節(jié)電路，其特征在于所述電路，由電阻R4、R5、R7、R20、R21、R22、R23、R24、R25、R28、發(fā)光二極管 D8、D11、ニ極管 D9、D10、穩(wěn)壓ニ極管 D13、光耦T2-l、T2-2、雙運放T6、三極管17組成；電阻R24與R26的阻值比設定為5至15倍，電阻R21與R14的阻值比設定為300至800倍。
10.一種雙激型萬能充電機專用高頻變壓器測試電路，其特征在干由高頻方波發(fā)生電路、開關K、峰值電壓表V峰、峰值電流表I峰、肖特基整流ニ極管D、功率耗散電阻R組成；利用高頻變壓器測試電路，根據電感量測量式L = V峰パI峰/T)，測量高頻變壓器初級線圈的電感量，測得的電感量L比設計要求低，可増加線圈匝數，L比設計要求高，可減少線圈匝數，定型產品在檢測電感量L時，可用增減磁芯墊片厚薄的方法來微調核準初級線圈的電感量；當増大V峰時，發(fā)現I峰與V峰不按正比例關系而突増，說明磁芯磁飽和度已處于臨界點。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種雙激型萬能充電機，用于蓄電池尤其是電動車蓄電池充電，屬于新型節(jié)能、低壓、大功率電源技術領域。采用反激型工作制式的充電主線路，可減少整機體積和重量，降低生產成本，整機能耗小，輸出功率可高達2000瓦。采用正激型工作制式，對脈寬調節(jié)電路和風扇自動調速電路供電。本機不但設有多檔充電電壓等級、多檔充電電流等級，還具有恒流控制功能、充電電壓自控充電電流功能，可對蓄電池實行“先快充、再慢充、后浮充”的階段式智能充電方式。除能適用于普通蓄電池充電外，能普遍適用于二輪電動載人車、三輪電動載貨車和四輪電動轎車的不同充電要求。
文檔編號H02J7/02GK102738877SQ20121021663
公開日2012年10月17日 申請日期2012年6月20日 優(yōu)先權日2012年6月20日
發(fā)明者程德明 申請人:程德明