專利名稱：一種用于模塊化多電平換流器的脈寬調(diào)制方法
—種用于模塊化多電平換流器的脈寬調(diào)制方法技術(shù)領(lǐng)域
本發(fā)明屬于電力系統(tǒng)領(lǐng)域，具體涉及一種用于模塊化多電平換流器的脈寬調(diào)制方法。
背景技術(shù)：
模塊化多電平換流器(MMC)是采用多個子模塊串聯(lián)的一種新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其各相橋臂分為上橋臂和下橋臂，上、下橋臂分別由N個相同的子模塊和一個交流電抗器依次串聯(lián)構(gòu)成。每個子模塊由兩個絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)及其反并聯(lián)二極管組成的半橋結(jié)構(gòu)和并聯(lián)的電容構(gòu)成。每個子模塊都是一個兩端器件，它可以同時在兩種電流方向的情況下進(jìn)行全模塊電壓和零模塊電壓之間的切換。
模塊化多電平換流器(MMC)避免了器件串聯(lián)的技術(shù)難點，輸出波形為多電平，有效降低了開關(guān)器件的物理開關(guān)頻率和開關(guān)損耗;MMC所特有的模塊化結(jié)構(gòu)使其設(shè)計靈活， 利于批量生產(chǎn)；便于分相控制和模塊化設(shè)計，通過冗余技術(shù)可旁路故障單元，進(jìn)而提高裝置運行可靠性；器件開關(guān)頻率較低，裝置運行損耗較小。
基于以上特點，模塊化多電平換流器十分適合在柔性直流輸電系統(tǒng)和統(tǒng)一潮流控制器(UPFC)中使用，在高壓大功率應(yīng)用中的優(yōu)勢尤為明顯，將是下一代多電平變換器的主流拓?fù)渲弧?br> 用于模塊化多電平換流器(MMC)的脈寬調(diào)制(PWM)調(diào)制方法，主要有空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)、優(yōu)化PWM方法和載波移相PWM方法等。SVPWM方法由于計算復(fù)雜，當(dāng)電平數(shù)目多時冗余矢量選擇困難等因素在大于三電平的換流器中應(yīng)用不多。優(yōu)化PWM方法由于其良好的諧波性能得到了一定的應(yīng)用，但是需要事先求解復(fù)雜的超越方程和存儲大量的開關(guān)角度，不能在線計算，動態(tài)性能較差，因而受到了一定的限制。相對而言，載波移相調(diào)制應(yīng)用更加廣泛。載波移相PWM與常規(guī)的正弦脈寬調(diào)制(SPWM)相同，調(diào)制波為正弦波，載波為三角波或鋸齒波。載波移相具有一下優(yōu)點在任何調(diào)制比M即任何基波頻率下，輸出電壓保持相同的開關(guān)頻率；模塊單元之間不存在功率不平衡問題；三角載波移相PWM方式對于各相可呈現(xiàn)模塊化設(shè)計等。因此載波移相PWM成為模塊化多電平換流器的標(biāo)準(zhǔn)PWM控制方法。但是載波移相PWM的調(diào)制波為正弦波，直流母線電壓利用率僅為86. 6%，限制了其在高壓大功率場合的應(yīng)用。發(fā)明內(nèi)容
針對現(xiàn)有技術(shù)的不足，本發(fā)明提供了一種模塊化多電平換流器的脈寬調(diào)制方式， 該方法在載波移相PWM方法的基礎(chǔ)上，使用一種新的馬鞍形調(diào)制波與三角載波比較生成 PWM調(diào)制信號；該方法具有以下特點易于在線計算，工程實現(xiàn)簡單；直流電壓利用率高；同等電壓功率等級可減少模塊數(shù)，可降低成本，容量越大，效果越明顯。
本發(fā)明的目的是采用下述技術(shù)方案實現(xiàn)的
一種用于模塊化多電平換流器的脈寬調(diào)制方法，所述模塊化多電平換流器MMC由三相六橋臂構(gòu)成；每個橋臂包括依次串聯(lián)N個子模塊和一個交流電抗器；所述子模塊包括兩個絕緣柵雙極型晶體管IGBT及其反并聯(lián)二極管組成的半橋結(jié)構(gòu)和電容；所述半橋結(jié)構(gòu)和電容并聯(lián)；
其改進(jìn)之處在于，所述方法包括下述步驟
A、生成三相馬鞍形調(diào)制波；
B、比較所述三相馬鞍形調(diào)制波與三角形載波，產(chǎn)生PWM信號；
C、所述PWM信號對模塊化多電平換流器MMC進(jìn)行控制。
優(yōu)選的，所述步驟A中，生成三相馬鞍形調(diào)制波包括下述步驟
a、分別取三相正弦電壓Ua、Ub和U。的瞬時最大值Umax和瞬時最小值Umin ；
b、取所述瞬時最大值Umax和瞬時最小值Umin的平均值，對所述平均值取反向，得到零序電壓Up ；
C、將零序電壓Up與所述三相正弦電壓Ua、Ub和U。分別進(jìn)行疊加，得到三相馬鞍形調(diào)制波Ua'、U/和U。'。
較優(yōu)選的，所述瞬時最大值Umax、瞬時最小值Umin和零序電壓Up分別用下述①-③ 式表不
Umax = max {Ua, Ub, Uj①；
Umin = min {Ua, Ub, Uj②；
Up = _l/2(Umax+Umin)③。
較優(yōu)選的，所述三相馬鞍形調(diào)制波Ua'、U/和U。'用下述④式表示 Ua=Un+ Ua
■Uh=Ur+ "Λ1 。U=uP+Uc
優(yōu)選的，所述模塊化多電平換流器MMC的等效開關(guān)頻率高，每相橋臂中的子模塊的開關(guān)頻率低，所述三角載波的頻率取工頻的2-10整數(shù)倍。
較優(yōu)選的，所述三相馬鞍形調(diào)制波起始點的位置選在所述三角載波的上升沿或下降沿零點處。
較優(yōu)選的，每相橋臂中的N個子模塊均采用低的開關(guān)頻率，開關(guān)頻率與三角載波的頻率相同，且N個子模塊均具有相同的載波比K。和調(diào)制度m的三角載波。
優(yōu)選的，所述步驟B中，比較所述三相馬鞍形調(diào)制波與三角形載波，產(chǎn)生PWM信號包括下述步驟
I、使每個子模塊對應(yīng)的三角載波初相位依次移2 π /N相位角；
II、將移2 π /N相位角的三角載波與得到的對應(yīng)相的馬鞍形調(diào)制波進(jìn)行比較；
III、判斷馬鞍形調(diào)制波的幅值與三角載波幅值的大小如果馬鞍形調(diào)制波的幅值小于三角載波的幅值，則比較的輸出結(jié)果為O ;如果馬鞍形調(diào)制波的幅值大于三角載波的幅值，則比較的輸出結(jié)果為I ;由此產(chǎn)生出此相N組P麗調(diào)制信號。
優(yōu)選的，所述步驟C中，產(chǎn)生的PWM信號對模塊化多電平換流器MMC進(jìn)行控制每相的N個PWM信號去分別驅(qū)動N個子模塊單元，將所述N個PWM信號與N個子模塊一一對應(yīng)，對應(yīng)的正信號控制子模塊的上開關(guān)管I，使用對應(yīng)正信號反向的負(fù)信號控制子模塊的下CN 102983771 A書明說3/5頁開關(guān)管2。
較優(yōu)選的，將投入的N個子模塊輸出電壓相疊加，從而得到模塊化多電平換流器 MMC的一相橋臂的PWM輸出電壓波形。
與現(xiàn)有技術(shù)比，本發(fā)明達(dá)到的有益效果是
I、本發(fā)明提供的用于模塊化多電平換流器的脈寬調(diào)制方法，易于在線計算，工程實現(xiàn)簡單；
2、本發(fā)明提供的用于模塊化多電平換流器的脈寬調(diào)制方法，輸出線電壓幅值可達(dá)直流輸入電源電壓E的值，較SPWM方式直流電壓利用率提高15%以上，最大調(diào)制度可達(dá) O. 907 ；
3、本發(fā)明提供的用于模塊化多 電平換流器的脈寬調(diào)制方法，基波頻域不存在諧波，因此不存在低次諧波干擾基波的問題；
4、本發(fā)明提供的用于模塊化多電平換流器的脈寬調(diào)制方法，零序電壓是三倍頻諧波，在三相無中線系統(tǒng)中，三倍頻諧波電流沒有通路，所以在三相線電壓和線電流中不存在三倍頻諧波。
5、本發(fā)明提供的用于模塊化多電平換流器的脈寬調(diào)制方法，邊頻帶較寬，變頻帶中的主要諧波成分分解成一對對幅值更小更接近的諧波；
6、本發(fā)明提供的用于模塊化多電平換流器的脈寬調(diào)制方法，開關(guān)頻率與三角載波頻率相同，可使換流器上下橋臂的負(fù)載分配相等，開關(guān)管的功率定額可以充分發(fā)揮；
7、本發(fā)明提供的用于模塊化多電平換流器的脈寬調(diào)制方法，由于直流電壓利用率高，同等電壓、功率等級下MMC使用的模塊數(shù)相對減少，可以降低成本，容量越大，效果越明顯。


圖I是本發(fā)明提供的三相正弦電壓與零序電壓波形圖2是本發(fā)明提供的三相馬鞍形調(diào)制波與零序電壓波形圖3是本法明提供的模塊化多電平換流器MMC單個子模塊電路圖4是本發(fā)明提供的用于模塊化多電平換流器的脈寬調(diào)制方法的工作流程圖。
具體實施方式
下面結(jié)合附圖對本發(fā)明的具體實施方式
作進(jìn)一步的詳細(xì)說明。
模塊化多電平換流器MMC由三相六橋臂構(gòu)成；每個橋臂包括依次串聯(lián)N個子模塊和一個交流電抗器；子模塊包括兩個絕緣柵雙極型晶體管IGBT及其反并聯(lián)二極管組成的半橋結(jié)構(gòu)和電容；半橋結(jié)構(gòu)和電容并聯(lián)；其中一個絕緣柵雙極型晶體管IGBT及其反并聯(lián)二極管稱為上開關(guān)管1，另一個絕緣柵雙極型晶體管IGBT及其反并聯(lián)二極管稱為下開關(guān)管2。
如圖4所示，圖4是本發(fā)明提供的用于模塊化多電平換流器的脈寬調(diào)制方法的工作流程圖，該方法包括下述步驟
A、生成三相馬鞍形調(diào)制波
下面結(jié)合圖I和圖2進(jìn)一步說明三相馬鞍形調(diào)制波生成方法，生成三相馬鞍形調(diào)制波包括下述步驟6
a、分別取三相正弦電壓Ua、Ub和U。的瞬時最大值Umax和瞬時最小值Umin ；
b、取瞬時最大值Umax和瞬時最小值Umin的平均值，對兩者平均值取反向，得到零序電壓Up;瞬時最大值Umax、瞬時最小值Umin和零序電壓Up分別用下述①-③式表示
Umax = max {Ua, Ub, Uj①；
Umin = min {Ua, Ub, Uj②；
Up = _l/2(Umax+Umin)③。
C、將零序電壓Up與三相正弦電壓Ua、Ub和U。分別進(jìn)行疊加，得到三相馬鞍形調(diào)制波Ua'、U/和U。'。三相馬鞍形調(diào)制波Ua'、U/和U。'用下述④式表示Ua =Up+Uauh=up+uh 。U = Up+Uc
B、比較三相馬鞍形調(diào)制波與三角形載波，產(chǎn)生PWM信號
模塊化多電平換流器MMC等效開關(guān)頻率高，每個子模塊的開關(guān)頻率較低，三角載波的頻率取工頻的2-10整數(shù)倍即可；調(diào)制波起始點的位置選在三角波的上升或下降沿零點處為好。
每相橋臂中的N個子模塊均米用低的開關(guān)頻率,開關(guān)頻率與三角載波的頻率相同，且N個子模塊均具有相同的載波比K。和調(diào)制度m的三角載波。
比較三相馬鞍形調(diào)制波與三角形載波，產(chǎn)生PWM信號包括下述步驟
I、使每個子模塊對應(yīng)的三角載波初相位依次移2 /N相位角；
II、將移2 π /N相位角的三角載波與得到的對應(yīng)相的馬鞍形調(diào)制波進(jìn)行比較；
III、判斷馬鞍形調(diào)制波的幅值與三角載波幅值的大小如果馬鞍形調(diào)制波的幅值小于三角載波的幅值，則比較的輸出結(jié)果為O ;如果馬鞍形調(diào)制波的幅值大于三角載波的幅值，則比較的輸出結(jié)果為I ;由此產(chǎn)生出此相N組PWM調(diào)制信號。
C、PWM信號對模塊化多電平換流器MMC進(jìn)行控制
結(jié)合圖3進(jìn)一步說明產(chǎn)生的PWM信號對MMC控制方式
每相的N個PWM信號去分別驅(qū)動N個子模塊單元，將N個PWM信號與N個子模塊一一對應(yīng)，對應(yīng)的正信號控制子模塊的上開關(guān)管I，使用對應(yīng)正信號反向的負(fù)信號控制子模塊的下開關(guān)管2。
通過這種方式來決定各個子模塊是否投入或切除，將投入的N個子模塊輸出電壓相疊加，從而得到模塊化多電平換流器MMC的一相橋臂的PWM輸出電壓波形。其余橋臂同理。
本發(fā)明提供的用于模塊化多電平換流器的脈寬調(diào)制方法，在載波移相PWM方法的基礎(chǔ)上，使用一種新的馬鞍形調(diào)制波與載波比較生成PWM調(diào)制信號。該方法易于在線計算， 工程實現(xiàn)簡單；直流電壓利用率高；同等電壓功率等級可減少模塊數(shù)，降低成本，容量越大，效果越明顯。
最后應(yīng)當(dāng)說明的是以上實施例僅用以說明本發(fā)明的技術(shù)方案而非對其限制，盡管參照上述實施例對本發(fā)明進(jìn)行了詳細(xì)的說明，所屬領(lǐng)域的普通技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解依然可以對本發(fā)明的具體實施方式
進(jìn)行修改或者等同替換，而未脫離本發(fā)明精神和范圍的任何修改或者等同替換，其均應(yīng)涵蓋在本發(fā)明的權(quán)利要 求范圍當(dāng)中。
權(quán)利要求
1.一種用于模塊化多電平換流器的脈寬調(diào)制方法，所述模塊化多電平換流器MMC由三相六橋臂構(gòu)成；每個橋臂包括依次串聯(lián)N個子模塊和一個交流電抗器；所述子模塊包括兩個絕緣柵雙極型晶體管IGBT及其反并聯(lián)二極管組成的半橋結(jié)構(gòu)和電容；所述半橋結(jié)構(gòu)和電容并聯(lián)； 其特征在于，所述方法包括下述步驟 A、生成三相馬鞍形調(diào)制波； B、比較所述三相馬鞍形調(diào)制波與三角形載波，產(chǎn)生PWM信號； C、所述PWM信號對模塊化多電平換流器MMC進(jìn)行控制。
2.如權(quán)利要求I所述的脈寬調(diào)制方法，其特征在于，所述步驟A中，生成三相馬鞍形調(diào)制波包括下述步驟 a、分別取三相正弦電壓Ua、Ub和U。的瞬時最大值U-和瞬時最小值Umin； b、取所述瞬時最大值Umax和瞬時最小值Umin的平均值，對所述平均值取反向，得到零序電壓Up ； C、將零序電壓Up與所述三相正弦電壓Ua、Ub和U。分別進(jìn)行疊加，得到三相馬鞍形調(diào)制波Ua'、U/和仏'。
3.如權(quán)利要求2所述的脈寬調(diào)制方法，其特征在于，所述瞬時最大值Umax、瞬時最小值Unm和零序電壓Up分別用下述①-③式表示 Umax = max {Ua, Ub, Uj①； Umin = min{Ua, Ub, Uj②； Up =-1/2(U—+Umin)③。
4.如權(quán)利要求2所述的脈寬調(diào)制方法，其特征在于，所述三相馬鞍形調(diào)制波Ua'、Ub'和U。'用下述④式表示 U =Up+Ua‘Uh=up + ub ④。
u； =Up+Uc
5.如權(quán)利要求I所述的脈寬調(diào)制方法，其特征在于，所述模塊化多電平換流器MMC的等效開關(guān)頻率高，每相橋臂中的子模塊的開關(guān)頻率低，所述三角載波的頻率取工頻的2-10整數(shù)倍。
6.如權(quán)利要求5所述的脈寬調(diào)制方法，其特征在于，所述三相馬鞍形調(diào)制波起始點的位置選在所述三角載波的上升沿或下降沿零點處。
7.如權(quán)利要求5所述的脈寬調(diào)制方法，其特征在于，每相橋臂中的N個子模塊均采用低的開關(guān)頻率，開關(guān)頻率與三角載波的頻率相同，且N個子模塊均具有相同的載波比K。和調(diào)制度m的三角載波。
8.如權(quán)利要求I所述的脈寬調(diào)制方法，其特征在于，所述步驟B中，比較所述三相馬鞍形調(diào)制波與三角形載波，產(chǎn)生PWM信號包括下述步驟 I、使每個子模塊對應(yīng)的三角載波初相位依次移2/N相位角； II、將移2/N相位角的三角載波與得到的對應(yīng)相的馬鞍形調(diào)制波進(jìn)行比較； III、判斷馬鞍形調(diào)制波的幅值與三角載波幅值的大小如果馬鞍形調(diào)制波的幅值小于三角載波的幅值，則比較的輸出結(jié)果為O ;如果馬鞍形調(diào)制波的幅值大于三角載波的幅值，則比較的輸出結(jié)果為I ;由此產(chǎn)生出此相N組PWM調(diào)制信號。
9.如權(quán)利要求I所述的脈寬調(diào)制方法，其特征在于，所述步驟C中，產(chǎn)生的PWM信號對模塊化多電平換流器MMC進(jìn)行控制每相的N個PWM信號去分別驅(qū)動N個子模塊單元，將所述N個PWM信號與N個子模塊一一對應(yīng)，對應(yīng)的正信號控制子模塊的上開關(guān)管(I)，使用對應(yīng)正信號反向的負(fù)信號控制子模塊的下開關(guān)管(2)。
10.如權(quán)利要求9所述的脈寬調(diào)制方法，其特征在于，將投入的N個子模塊輸出電壓相疊加，從而得到模塊化多電平換流器MMC的一相橋臂的PWM輸出電壓波形。
全文摘要
本發(fā)明屬于電力系統(tǒng)領(lǐng)域，具體涉及一種用于模塊化多電平換流器的脈寬調(diào)制方法。模塊化多電平換流器MMC由三相六橋臂構(gòu)成；每個橋臂包括依次串聯(lián)N個子模塊和一個交流電抗器；子模塊包括兩個絕緣柵雙極型晶體管IGBT及其反并聯(lián)二極管組成的半橋結(jié)構(gòu)和電容；半橋結(jié)構(gòu)和電容并聯(lián)；該脈寬調(diào)制方法包括下述步驟A、生成三相馬鞍形調(diào)制波；B、比較三相馬鞍形調(diào)制波與三角形載波，產(chǎn)生PWM信號；C、所述PWM信號對模塊化多電平換流器MMC進(jìn)行控制。該方法具有以下特點易于在線計算，工程實現(xiàn)簡單；直流電壓利用率高；同等電壓功率等級可減少模塊數(shù)，可降低成本，容量越大，效果越明顯。
文檔編號H02M7/49GK102983771SQ20121026718
公開日2013年3月20日 申請日期2012年7月13日 優(yōu)先權(quán)日2012年7月13日
發(fā)明者王軒, 閆殳裔, 宿劍飛, 汪揚, 王宇紅, 包海龍 申請人:中電普瑞科技有限公司, 上海市電力公司, 國家電網(wǎng)公司