專利名稱：一種臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器控制方法及其裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及電力控制設(shè)備，尤其是一種反激功率因數(shù)校正的控制方法及其裝置。
背景技術(shù)：
近年來，電力電子技術(shù)迅速發(fā)展，作為電力電子領(lǐng)域重要組成部分的電源技術(shù)逐漸成為應(yīng)用和研究的熱點。開關(guān)電源以其效率高、功率密度高而確立了其在電源領(lǐng)域中的主流地位，但其通過整流器接入電網(wǎng)時會存在一個致命的弱點功率因數(shù)較低(一般僅為O. 45 O. 75)，且在電網(wǎng)中會產(chǎn)生大量的電流諧波和無功功率而污染電網(wǎng)。抑制開關(guān)電源產(chǎn)生諧波的方法主要有兩種一是被動法，即采用無源濾波或有源濾波電路來旁路或消除諧波；二是主動法，即設(shè)計新一代高性能整流器，它具有輸入電流為正弦波、諧波含量低以 及功率因數(shù)高等特點，即具有功率因數(shù)校正功能。開關(guān)電源功率因數(shù)校正研究的重點，主要是功率因數(shù)校正電路拓撲的研究和功率因數(shù)校正控制集成電路的開發(fā)。傳統(tǒng)的有源功率因數(shù)校正電路一般采用Boost-升壓拓撲，這是因為Boost具有控制容易、驅(qū)動簡單以及功率因數(shù)可以接近于1，但是Boost功率因數(shù)校正有輸出電壓高的缺點。在小功率的應(yīng)用場合，Buck-降壓拓撲和反激變換器經(jīng)常使用，但是Buck電路實現(xiàn)PFC時，由于當(dāng)輸入電壓低于輸出電壓時，不傳遞能量，輸入電流為0，交越失真嚴(yán)重。而反激變換器在整個工頻周期內(nèi)都可以傳遞能量，功率因數(shù)和總諧波畸變都優(yōu)于Buck變換器。反激功率因數(shù)校正器通常有斷續(xù)模式和臨界連續(xù)模式兩種工作模式。斷續(xù)模式反激功率因數(shù)校正器可以獲得單位功率因數(shù)，但是其峰值電流很大，使開關(guān)管的導(dǎo)通損耗增大并影響變換器效率。傳統(tǒng)的臨界連續(xù)模式反激功率因數(shù)校正器，其控制方式如圖I所示，圖2為其原邊電流、副邊電流和輸入電流的波形，其導(dǎo)通時間在一個工頻周期內(nèi)是固定的，雖然效率比斷續(xù)模式反激功率因數(shù)校正器高，但是不能獲得單位功率因數(shù)，功率因數(shù)和總諧波畸變都比斷續(xù)模式反激功率因數(shù)校正器差。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種新穎的反激功率因數(shù)校正器控制方法，采用該方法可使反激功率因數(shù)校正器獲得單位功率因數(shù)和更高的效率。本發(fā)明實現(xiàn)其發(fā)明目的，所采用的技術(shù)方案是一種臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器控制方法，其具體作法是一種臨界連續(xù)模式下單位功率因數(shù)反激變換器控制方法，使臨界連續(xù)模式反激變換器獲得單位功率因數(shù)，反激變換器控制電路包括輸出電壓采樣與誤差放大器電路、電流過零檢測電路、PWM產(chǎn)生電路、導(dǎo)通時間運算電路、驅(qū)動電路；通過控制電路使反激變換器工作在臨界連續(xù)模式下，反激變換器開關(guān)管的導(dǎo)通時間由導(dǎo)通時間運算電路控制，開關(guān)管的導(dǎo)通時間在工頻周期內(nèi)隨著輸入電壓和輸出電壓的變化而變化；通過輔助繞組的檢測，當(dāng)變壓器副邊電流過零時，導(dǎo)通開關(guān)管，控制反激變換器始終工作在臨界連續(xù)模式；所述的導(dǎo)通時間運算電路運算方法是膽比N與輸出電壓相乘后的值N*V()(t)，與輸入電壓vin(t)的瞬時值相加，相加的結(jié)果與誤差放大器的輸出電壓Vcmip相乘，相乘的結(jié)果再除以匝比N與輸出電壓相乘后的值N*V()(t)，經(jīng)過導(dǎo)通時間運算電路后，臨界連續(xù)模式反激功率因數(shù)校正器的導(dǎo)通時間在工頻周期內(nèi)隨著輸入電壓、輸出電壓的變化而變化，從而獲得單位功率因數(shù)；其中匝比N為反激變換器變壓器原邊匝數(shù)與副邊匝數(shù)的比值；所述PWM產(chǎn)生電路中，當(dāng)變壓器副邊電流過零時刻，電流過零檢測電路控制RS-觸發(fā)器，使開關(guān)管Q導(dǎo)通，控制反激變換器工作在臨界連續(xù)模式；當(dāng)鋸齒波發(fā)生器輸出的鋸齒波電壓大于導(dǎo)通時間運算電路的運算電路產(chǎn)生vTm(t)信號時，使開關(guān)管Q關(guān)斷，控制反激變換器的導(dǎo)通時間受誤差放大器輸出電壓Vqmip、輸入電壓Vin⑴和輸出電壓Vt5U)的控制；設(shè)定誤差放大器的補償電路使整個環(huán)路的截止頻率遠小于工頻(一般為10 20Hz)，控制誤差放大器的輸出信號Vqmp在半個工頻周期內(nèi)維持不變。與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的有益效果是
I、相對于傳統(tǒng)的恒定導(dǎo)通時間臨界連續(xù)模式反激功率因數(shù)校正器，采用本發(fā)明的臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器控制方式，可以獲得單位功率因數(shù)和更小的總諧波畸變，同時可以保留傳統(tǒng)臨界連續(xù)模式工作方式高效率的特征；2、相對于傳統(tǒng)的斷續(xù)模式反激功率因數(shù)校正變換器，采用本發(fā)明的臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器控制方式可以適用于更大功率的功率因數(shù)校正變換器，在獲得同樣高的功率因數(shù)的情況下，可以獲得更高的效率。本發(fā)明的另一目的是提供一種實現(xiàn)以上功率因數(shù)校正方法的裝置。其具體構(gòu)造采用臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器控制電路，控制電路包括輸出電壓采樣與誤差放大器電路、電流過零檢測電路、PWM產(chǎn)生電路、導(dǎo)通時間運算電路、驅(qū)動電路；其中PWM產(chǎn)生電路由鋸齒波發(fā)生器、比較器和RS-觸發(fā)器組成；所述的誤差放大器的負向輸入端為由R1和R2分壓電阻網(wǎng)絡(luò)采樣的輸出電壓，誤差放大器的正向輸入端為基準(zhǔn)電壓VKrf，采樣的輸出信號與基準(zhǔn)電壓相比較產(chǎn)生誤差放大器的輸出信號Vcmp ;導(dǎo)通時間運算電路有輸入電壓Vin(t)、輸出電壓vjt)和誤差放大器的輸出信號Vqmp三路輸入信號，運用導(dǎo)通時間運算電路產(chǎn)生vTm(t);導(dǎo)通時間運算電路的輸出vTm(t)信號連接到PWM產(chǎn)生電路中比較器的負端，鋸齒波發(fā)生器輸出的鋸齒波連接到PWM產(chǎn)生電路中比較器的正端，PWM產(chǎn)生電路中比較器的輸出端連接到RS-觸發(fā)器的復(fù)位端-R端；過零檢測電路的輸入信號為輔助繞組，過零檢測電路的輸出信號連接到RS-觸發(fā)器的置位端-S端。可見，采用以上裝置可以方便可靠地實現(xiàn)本發(fā)明以上方法。


圖I為傳統(tǒng)臨界連續(xù)模式反激功率因數(shù)校正器的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖。圖2為圖I所示電路主要波形圖。圖3為本發(fā)明臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖。圖4為圖3所示電路主要波形圖。圖5為本發(fā)明實施例一的電路結(jié)構(gòu)示意圖。圖6為圖5所示電路結(jié)構(gòu)圖的仿真結(jié)果。
圖7為圖6在輸入電壓波峰處的放大圖。圖8為圖6在輸入電壓波谷出的放大圖。圖9為圖I傳統(tǒng)臨界連續(xù)模式反激功率因數(shù)校正器和圖3臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器的輸入電流的對比波形圖。圖10為本發(fā)明實施例二的電路結(jié)構(gòu)示意圖。
具體實施例方式下面通過具體的實例并結(jié)合附圖對本發(fā)明做進一步詳細的描述。圖3為本發(fā)明的結(jié)構(gòu)框圖，圖4為圖3所示電路的主要波形圖，從波形圖可以得 知，反激變換器處于臨界連續(xù)模式工作，在一個工頻周期內(nèi)開關(guān)管的導(dǎo)通時間是隨著輸入電壓變化而變化的。圖5示出，本發(fā)明的一種具體實施方式
為，一種臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器的拓撲結(jié)構(gòu)和控制方法，其具體作法是反激變換器控制電路包括輸出電壓采樣與誤差放大器電路、電流過零檢測電路、PWM產(chǎn)生電路、導(dǎo)通時間運算電路、驅(qū)動電路。誤差放大器的負向輸入端為SR1和R2分壓電阻網(wǎng)絡(luò)米樣的輸出電壓，誤差放大器的正向輸入端為基準(zhǔn)電壓米樣的輸出信號與基準(zhǔn)電壓相比較產(chǎn)生誤差放大器的輸出信號Vcmip。導(dǎo)通時間運算電路有輸入電壓Vin(t)、輸出電壓V()(t)和誤差放大器的輸出信號Vajmp三路輸入信號，導(dǎo)通時間運算電路包括3個運算放大器、I個乘法器和若干電阻網(wǎng)絡(luò)；整流后的輸入電壓Vin(t)經(jīng)過R3、R4分壓，并經(jīng)過由運算放大器2組成的電壓跟隨器后，得到vA=K*vin(t)，K為R3、R4電壓網(wǎng)絡(luò)的分壓系數(shù)；V()(t)經(jīng)過R13、R12分壓，并經(jīng)過由R5、R6和運算放大器I組成的放大器后，得到VB=K*N*V()(t)，N為變壓器原邊匝數(shù)與副邊匝數(shù)的比值，K為R13、R12電壓網(wǎng)絡(luò)的分壓系數(shù)，R6、R5用于設(shè)定變壓器原邊匝數(shù)與副邊匝數(shù)比值N，設(shè)定R3/R4=R13/R12，R6/R5=N-1 ;R7、R8、R9、R1Q、Rn和運算放大器3共同構(gòu)成加法器，vA和vB同時做為加法器的輸入端，設(shè)定R7=R8=R1(l=Rn=2R9,則得到V。= vA+vB=K*vin(t)+K*N*v0(t) ;vc、vB和Vqmp、連接到乘法器的輸入端，乘法器的輸出信號為導(dǎo)通時間運算電路的輸出信號vTm(t);導(dǎo)通時間運算電路的輸出vTm(t)信號連接到PWM產(chǎn)生電路中比較器的負端，鋸齒波發(fā)生器輸出的鋸齒波連接到PWM產(chǎn)生電路中比較器的正端，PWM產(chǎn)生電路中比較器的輸出端連接到RS-觸發(fā)器的復(fù)位端-R端，每個開關(guān)周期開始時刻，鋸齒波發(fā)生器輸出最低電壓，鋸齒波發(fā)生器輸出信號隨著開關(guān)管導(dǎo)通時間線性增加，當(dāng)鋸齒波發(fā)生器輸出信號大于導(dǎo)通時間運算電路的輸出vTm(t)信號時，PWM產(chǎn)生電路的比較器輸出高電平，控制RS-觸發(fā)器輸出低電平，從而控制反激變換器的開關(guān)管關(guān)斷；過零檢測電路的輸入信號為輔助繞組，過零檢測電路的輸出信號連接到RS-觸發(fā)器的置位端-S端，當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷時，輔助繞組為高電平，變壓器副邊電流過零時，輔助繞組會從高電平諧振到低電平，電流過零檢測電路檢測到輔助繞組從高電平變?yōu)榈碗娖綍r，使RS-觸發(fā)器的置位端-S端輸出高電平，從而控制反激變換器的開關(guān)管導(dǎo)通，使反激變換器始終工作在臨界連續(xù)模式。設(shè)定誤差放大器的補償電路使整個環(huán)路的截止頻率遠小于工頻(一般為10 20Hz)，控制誤差放大器的輸出信號Vajmp在半個工頻周期內(nèi)維持不變。圖6、圖7和圖8是利用SMetrix/SMPLIS仿真軟件得到的仿真波形。從圖6可以看出輸入電流很好的跟蹤了輸入電壓的波形，該電源具有很高的功率因數(shù)。圖7和圖8分別是圖6在輸入電壓波峰和輸入電壓波谷處的放大波形，從圖7和圖8可以看出開關(guān)管的導(dǎo)通時間在一個工頻周期內(nèi)是變化的。圖9為圖I傳統(tǒng)臨界連續(xù)模式反激功率因數(shù)校正器和圖3臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器的輸入電流的對比波形圖。兩種反激功率因數(shù)校正器使用同樣的輸入電壓、輸出電壓和負載情況進行仿真，從圖9可以看出本發(fā)明的臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器輸入電流比傳統(tǒng)的恒定導(dǎo)通時間臨界連續(xù)模式反激功率因數(shù)校正器的輸入電流更接近正弦波。圖10示出，本發(fā)明的一種具體實施方式
為，一種電流模式臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器的拓撲結(jié)構(gòu)和控制方法，其具體作法是反激變換器控制電路包括輸出電壓采樣與誤差放大器電路、電流過零檢測電路、PWM產(chǎn)生電路、導(dǎo)通時間運算電路、驅(qū)動電路。誤差放大器的負向輸入端為SR1和R2分壓電 阻網(wǎng)絡(luò)米樣的輸出電壓，誤差放大器的正向輸入端為基準(zhǔn)電壓Vltef,米樣的輸出信號與基準(zhǔn)電壓相比較產(chǎn)生誤差放大器的輸出信號Vcmip。導(dǎo)通時間運算電路有輸入電壓Vin(t)、輸出電壓V()(t)和誤差放大器的輸出信號Vajmp三路輸入信號，導(dǎo)通時間運算電路包括3個運算放大器、I個乘法器和若干電阻網(wǎng)絡(luò)；整流后的輸入電壓Vin(t)經(jīng)過R3、R4分壓，并經(jīng)過由運算放大器2組成的電壓跟隨器后，得到vA=K*vin(t)，K為R3、R4電壓網(wǎng)絡(luò)的分壓系數(shù)；V()(t)經(jīng)過R13、R12分壓，并經(jīng)過由R5、R6和運算放大器I組成的放大器后，得到uB=K*N*V()(t)，N為變壓器原邊匝數(shù)與副邊匝數(shù)的比值，K為R13、R12電壓網(wǎng)絡(luò)的分壓系數(shù)，R6、R5用于設(shè)定變壓器原邊匝數(shù)與副邊匝數(shù)比值N，設(shè)定R3/R4=R13/R12，R6/R5=N-1 ;R7、R8、R9、R1Q、Rn和運算放大器3共同構(gòu)成加法器，vA和vB同時做為加法器的輸入端，設(shè)定R7=R8=R1(l=Rn=2R9,則得到V。= vA+vB=K*vin(t)+K*N*v0(t) ;vc、vB和Vqmp、連接到乘法器的輸入端，乘法器的輸出信號為導(dǎo)通時間運算電路的輸出信號vTm(t);導(dǎo)通時間運算電路的輸出vTm(t)信號連接到PWM產(chǎn)生電路中比較器的負端，電阻R14采樣流過變壓器原邊的電流，R14采樣到的電壓信號連接到PWM產(chǎn)生電路中比較器的正端，PWM產(chǎn)生電路中比較器的輸出端連接到RS-觸發(fā)器的復(fù)位端-R端，每個開關(guān)周期開始時刻，開關(guān)管導(dǎo)通，R14采樣到的電壓信號隨著開關(guān)管導(dǎo)通的時間線性增加，當(dāng)R14采樣到的電壓信號大于導(dǎo)通時間運算電路的輸出vTm(t)信號時，PWM產(chǎn)生電路的比較器輸出高電平，控制RS-觸發(fā)器輸出低電平，從而控制反激變換器的開關(guān)管關(guān)斷；過零檢測電路的輸入信號為輔助繞組，過零檢測電路的輸出信號連接到RS-觸發(fā)器的置位端-S端，當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷時，輔助繞組為高電平，變壓器副邊電流過零時，輔助繞組會從高電平諧振到低電平，電流過零檢測電路檢測到輔助繞組從高電平變?yōu)榈碗娖綍r，使RS-觸發(fā)器的置位端-S端輸出高電平，從而控制反激變換器的開關(guān)管導(dǎo)通，使反激變換器始終工作在臨界連續(xù)模式。設(shè)定誤差放大器的補償電路使整個環(huán)路的截止頻率遠小于工頻(一般為10 20Hz)，控制誤差放大器的輸出信號Vajmp在半個工頻周期內(nèi)維持不變。
權(quán)利要求
1.一種臨界連續(xù)模式下單位功率因數(shù)反激變換器控制方法，使臨界連續(xù)模式反激變換器獲得單位功率因數(shù)，其特征在于反激變換器控制電路包括輸出電壓采樣300與誤差放大器電路400、電流過零檢測電路100、PWM產(chǎn)生電路200和導(dǎo)通時間運算電路500 ;通過控制電路使反激變換器工作在臨界連續(xù)模式下，反激變換器開關(guān)管的導(dǎo)通時間由導(dǎo)通時間運算電路500控制，開關(guān)管的導(dǎo)通時間在工頻周期內(nèi)隨著輸入電壓和輸出電壓的變化而變化；通過輔助繞組的檢測，當(dāng)變壓器副邊電流過零時，導(dǎo)通開關(guān)管，控制反激變換器始終工作在臨界連續(xù)模式；所述的導(dǎo)通時間運算電路500運算方法是匝比N與輸出電壓相乘后的值N-vJt),與輸入電壓vin(t)的瞬時值相加,相加的結(jié)果與誤差放大器的輸出電壓Vcmip相乘，相乘的結(jié)果再除以匝比N與輸出電壓相乘后的值N*V()(t)，經(jīng)過導(dǎo)通時間運算電路后，臨界連續(xù)模式反激功率因數(shù)校正器的導(dǎo)通時間在工頻周期內(nèi)隨著輸入電壓、輸出電壓的變化而變化，從而獲得單位功率因數(shù)；其中匝比N為反激變換器變壓器原邊匝數(shù)與副邊匝數(shù)的比值；所述PWM產(chǎn)生電路500中，當(dāng)變壓器副邊電流過零時刻，電流過零檢測電路控制RS-觸發(fā)器，使開關(guān)管Q導(dǎo)通，控制反激變換器工作在臨界連續(xù)模式；當(dāng)鋸齒波發(fā)生器輸出的鋸齒波電壓大于導(dǎo)通時間運算電路的運算電路500產(chǎn)生vTm(t)信號時，使開關(guān)管Q關(guān)斷，控制反激變換器的導(dǎo)通時間受誤差放大器輸出電壓Vqmp、輸入電壓Vin⑴和輸出電壓V()(t)的控制；設(shè)定誤差放大器電路400的補償使整個環(huán)路的截止頻率遠小于工頻，誤差放大器的輸出信號Vqmp在半個工頻周期內(nèi)維持不變。
2.采用權(quán)利要求I所述方法的臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激變換器控制電路，其特征在于控制電路包括輸出電壓采樣300與誤差放大器電路400、電流過零檢測電路100、PWM產(chǎn)生電路200和導(dǎo)通時間運算電路500 ;其中PWM產(chǎn)生電路由鋸齒波發(fā)生器、比較器和RS-觸發(fā)器組成；所述的誤差放大器的負向輸入端為由R1和R2分壓電阻網(wǎng)絡(luò)采樣的輸出電壓，誤差放大器的正向輸入端為基準(zhǔn)電壓Vltef,米樣的輸出信號與基準(zhǔn)電壓相比較產(chǎn)生誤差放大器的輸出信號Vcmip ;導(dǎo)通時間運算電路500的輸出vTm(t)信號連接到PWM產(chǎn)生電路200中比較器的負端，鋸齒波發(fā)生器輸出的鋸齒波連接到PWM產(chǎn)生電路200中比較器的正端，PWM產(chǎn)生電路200中比較器的輸出端連接到RS-觸發(fā)器的復(fù)位端-R端；過零檢測電路100的輸入信號為輔助繞組，過零檢測電路100的輸出信號連接到RS-觸發(fā)器的置位端-S端。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種反激功率因數(shù)校正器的控制電路及其裝置，用于控制工作在臨界連續(xù)模式的反激變換器實現(xiàn)單位功率因數(shù)；通過控制電路對工作在臨界連續(xù)模式的反激變換器電路的導(dǎo)通時間進行控制，使開關(guān)管的導(dǎo)通時間在工頻周期內(nèi)隨著輸入電壓和輸出電壓的變化而變化；開關(guān)管的關(guān)斷時間由變壓器副邊電流的過零時刻決定，變壓器能量釋放完全后，由于開關(guān)管寄生結(jié)電容和勵磁電感發(fā)生諧振，通過對輔助繞組檢測副邊電流過零時刻開通開關(guān)管。本發(fā)明可以提高傳統(tǒng)臨界連續(xù)模式反激功率因數(shù)校正器的功率因數(shù)，可以使臨界連續(xù)模式反激變換器獲得單位功率因數(shù)。本發(fā)明的臨界連續(xù)模式單位功率因數(shù)反激功率因數(shù)校正器的效率高，同時能保證在整個輸入電壓范圍內(nèi)獲得單位功率因數(shù)。
文檔編號H02M1/42GK102882378SQ20121035942
公開日2013年1月16日 申請日期2012年9月25日 優(yōu)先權(quán)日2012年9月25日
發(fā)明者許建平, 高建龍, 張斐, 閻鐵生 申請人:西南交通大學(xué)