高整流效率輸出保護(hù)型電路的制作方法
【專利摘要】本發(fā)明提供一種高整流效率輸出保護(hù)型電路，主要解決了現(xiàn)有低壓新能源電源轉(zhuǎn)換器功耗高、效率低、可靠性差的問(wèn)題。該高整流效率輸出保護(hù)型電路的續(xù)流電感是設(shè)置在輸入電源輸出端正端上的差模對(duì)稱電感；VMOS開(kāi)關(guān)電路包括兩個(gè)串聯(lián)的VMOS管組，VMOS開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)電路包括兩個(gè)并聯(lián)的驅(qū)動(dòng)器，各驅(qū)動(dòng)器分別與兩個(gè)VMOS管組的輸入端連接；在負(fù)載前端設(shè)置的輸出保護(hù)電路包括基準(zhǔn)電壓源、比較器A、比較器B、三極管N1和穩(wěn)壓管Z5；該輸出安全控制電路的輸入端接BOOST直流輸出電壓，輸出端接負(fù)載，所述輸入端和輸出端所在的主回路上串聯(lián)設(shè)置有VMOS管M5和限流電阻R24。
【專利說(shuō)明】高整流效率輸出保護(hù)型電路
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001 ] 本發(fā)明涉及一種電源轉(zhuǎn)換電路。
【背景技術(shù)】
[0002]近年來(lái)，光伏發(fā)電、風(fēng)力發(fā)電、蓄電池供電等交流低壓、直流低壓供電的可再生新能源系統(tǒng)被廣泛使用，提高低壓新能源供電系統(tǒng)的供電效率、供電質(zhì)量、供電可靠性勢(shì)在必行。
[0003]目前本領(lǐng)域公知電源轉(zhuǎn)換基本采用:
[0004]1、交流(AC)輸入，采用全波整流器把輸入交流(AC)電源整流為直流(DC)電源，再進(jìn)行DC/DC轉(zhuǎn)換為直流(DC)輸出。此種方案解決了較高輸入電壓交流電源和小功率電源的轉(zhuǎn)換問(wèn)題。但在低電壓交流電源輸入和大功率電源轉(zhuǎn)換時(shí)，因?yàn)锳C/DC整流電路的電壓降較高，而產(chǎn)生很高的功耗，使電源轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換效率很低。
[0005]2、直流(DC)輸入，直接進(jìn)行DC/DC轉(zhuǎn)換為直流(DC)輸出。此種方案解決了固定設(shè)備供電問(wèn)題。但使用可靠性較低，尤其是在移動(dòng)性設(shè)備，經(jīng)常需要重新連接輸入電源的設(shè)備，一旦出現(xiàn)電源極性接反的情況，就會(huì)產(chǎn)生輸入短路事故。因此一些要求可靠性較高的設(shè)備，在轉(zhuǎn)換器輸入端加入直流定向整流電路。在低電壓直電源輸入和大功率電源轉(zhuǎn)換時(shí)，因?yàn)橹绷髯R(shí)別定向整流電路的電壓降較高，而產(chǎn)生很高的功耗，使電源轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換效率很低。
[0006]3、為了提高低壓供電效率、降低線路電流一般采用升壓式(BOOST)直流(DC)供電方式。升壓式(BOOST)直流(DC)供電當(dāng)輸出產(chǎn)生短路故障，輸出電壓低于輸入電壓時(shí)BOOST電路功能失效，輸入電源直接對(duì)負(fù)載短路，大電流(大功率)系統(tǒng)短路保護(hù)控制難度很大。
[0007]以常規(guī)整流(識(shí)別定向)電路在輸入為低壓新能源電源為例進(jìn)行說(shuō)明，輸入電壓Ui=IOV(AC、DC),輸入電流Ii=20A，輸入功率Pi=IOX 20=200ff,整流(識(shí)別定向)電路壓降Ud=2V，整流(識(shí)別定向)電路耗為:Pd=2X20=40W，輸出功率Po=200_40=160W，其整流(識(shí)別定向)效率為:E=160/200=0.8，由此可見(jiàn)常規(guī)整流(識(shí)別定向)電路在輸入為低壓新能源電源時(shí)，功耗很大,效率很低。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0008]本發(fā)明提供一種高整流效率輸出保護(hù)型電路，主要解決了現(xiàn)有低壓新能源電源轉(zhuǎn)換器功耗高、效率低、可靠性差的問(wèn)題。
[0009]本發(fā)明的具體技術(shù)解決方案如下:
[0010]該高整流效率輸出保護(hù)型電路，包括輸入電流采樣電路和輸出電流采樣電路，所述輸入電流米樣電路的輸入端與輸入電源的輸出端連接，輸出電流米樣電路的輸入端與和輸出保護(hù)電路的輸入端連接，輸入電流采樣電路和輸出電流采樣電路的輸出端均依次通過(guò)調(diào)寬式脈沖控制電路、驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路、VMOS開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)電路與VMOS開(kāi)關(guān)電路的輸入端連接，所述VMOS開(kāi)關(guān)電路的輸入端還通過(guò)續(xù)流電感與輸入電源的輸出端連接，VMOS開(kāi)關(guān)電路的輸出端依次通過(guò)反向隔離電路、儲(chǔ)能濾波電路、輸出保護(hù)電路與負(fù)載連接；VM0S開(kāi)關(guān)電路的輸出端還通過(guò)續(xù)流電壓采樣電路與驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路的輸入端連接；所述調(diào)寬式脈沖控制電路、驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路、VMOS開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)電路和續(xù)流電壓采樣電路組成控制電路；
[0011]所述續(xù)流電感是設(shè)置在輸入電源輸出端正端上的差模對(duì)稱電感；VM0S開(kāi)關(guān)電路包括兩個(gè)串聯(lián)的VMOS管組，輸入電源通過(guò)續(xù)流電感依次與兩個(gè)VMOS管組在反向隔離電路輸入端之前串聯(lián)；所述VMOS開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)電路包括兩個(gè)并聯(lián)的驅(qū)動(dòng)器，各驅(qū)動(dòng)器分別與兩個(gè)VMOS管組的輸入端連接；所述續(xù)流電壓采樣電路包括由穩(wěn)壓二極管Z3，濾波電容C11，分壓電阻R3，R4組成的輸出采樣電路和由穩(wěn)壓二極管Z4，濾波電容C12，分壓電阻R1，R5組成的輸入采樣電路，所述輸出采樣電路的輸出端為R4與R3之間的節(jié)點(diǎn)，該節(jié)點(diǎn)與驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路輸入端的一個(gè)接口連接，輸入采樣電路的輸出端為Rl與R5之間的節(jié)點(diǎn)，該節(jié)點(diǎn)與驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路輸入端的另一個(gè)接口連接；
[0012]所述輸出保護(hù)電路包括基準(zhǔn)電壓源、比較器A、比較器B、三極管NI和穩(wěn)壓管Z5 ；該輸出安全控制電路的輸入端接BOOST直流輸出電壓，輸出端接負(fù)載，所述輸入端和輸出端所在的主回路上串聯(lián)設(shè)置有VMOS管M5和限流電阻R24，其中，VMOS管M5的基極經(jīng)三極管NI接至所述輸出端的負(fù)端，三極管NI的基極接至所述基準(zhǔn)電壓源；所述輸出端并聯(lián)有一個(gè)濾波電容和一個(gè)反饋支路，該反饋支路上依次串聯(lián)有分壓電阻R14和RC電路；
[0013]比較器A的正相輸入端接入該反饋支路，經(jīng)分壓電阻R14接至所述輸出端的正端，比較器A的負(fù)相輸入端接基準(zhǔn)電壓，比較器A的輸出端依次經(jīng)串聯(lián)的電阻R13、電阻R27、電阻R22接至所述輸入端的負(fù)端；
[0014]比較器B的正相輸入端接入電阻R13、電阻R27和電阻R22所在的串聯(lián)支路，其接入節(jié)點(diǎn)位于電阻R27與電阻R22之間；比較器B的負(fù)相輸入端經(jīng)電阻R6接至所述輸出端的負(fù)端；比較器B的輸出端接至三極管NI的基極。
[0015]本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)在于:
[0016]本發(fā)明提供的高整流效率輸出保護(hù)型電路有XC/DC擴(kuò)展(XC)形、無(wú)極性、多波形、寬頻率電源輸入，DC(直流)輸出，自動(dòng)極性識(shí)別定向、高轉(zhuǎn)換效率、高功率因數(shù)、高可靠性、高功率密度、低成本等優(yōu)勢(shì)。
[0017]所加的輸出保護(hù)電路能夠保證BOOST輸出在負(fù)載短路時(shí)自動(dòng)調(diào)整，限流輸出，同時(shí)仍保證低功耗。
【專利附圖】

【附圖說(shuō)明】
[0018]圖1為本發(fā)明電路原理框圖；
[0019]圖2為本發(fā)明電路結(jié)構(gòu)示意圖；
[0020]圖3為輸入電源為Ac正弦波時(shí)的單周期波形圖。
[0021]圖4為本發(fā)明的輸出保護(hù)電路的結(jié)構(gòu)示意圖。
【具體實(shí)施方式】
[0022]以下對(duì)各重要電路的功能進(jìn)行說(shuō)明:
[0023]續(xù)流電感:利用電感特性對(duì)輸入電源進(jìn)行升壓；
[0024]VMOS開(kāi)關(guān)電路:VM0S開(kāi)關(guān)電路導(dǎo)通期間，續(xù)流電感中有電流通過(guò)；VM0S開(kāi)關(guān)電路關(guān)斷期間，續(xù)流電路導(dǎo)通，使續(xù)流電感中電流繼續(xù)導(dǎo)通，產(chǎn)生高壓，對(duì)儲(chǔ)能濾波電路進(jìn)行充電，充電后由儲(chǔ)能濾波電路對(duì)負(fù)載進(jìn)行供電；
[0025]儲(chǔ)能濾波電路:VM0S開(kāi)關(guān)電路關(guān)斷期間充電并對(duì)負(fù)載供電；
[0026]VMOS開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)電路:對(duì)驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路生成的VMOS開(kāi)關(guān)信號(hào)和VMOS續(xù)流信號(hào)進(jìn)行放大處理；
[0027]驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路:對(duì)調(diào)寬式脈沖控制電路生成的PWM調(diào)寬式脈沖信號(hào)、電壓采樣電路輸入的交直流信號(hào)、正負(fù)極信號(hào)或續(xù)流信號(hào)以及電源信號(hào)進(jìn)行合成，生成合成信號(hào)(包括極性、交流、直流、調(diào)寬信號(hào));然后根據(jù)合成信號(hào)進(jìn)行自動(dòng)分配，區(qū)分為VMOS開(kāi)關(guān)信號(hào)和VMOS續(xù)流信號(hào)；
[0028]調(diào)寬式脈沖控制電路:根據(jù)輸入采樣電路和/或輸出采樣電路輸入的電流采樣信號(hào)生成PWM調(diào)寬式脈沖信號(hào)；
[0029]續(xù)流電壓采樣電路:對(duì)VMOS開(kāi)關(guān)電路和續(xù)流電路的電流信號(hào)進(jìn)行采樣，產(chǎn)生交直流信號(hào)、正負(fù)極信號(hào)或續(xù)流信號(hào)，并將上述信號(hào)輸入至驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路；
[0030]輸入電流采樣電路:對(duì)輸入電源輸入經(jīng)過(guò)續(xù)流電感的電流進(jìn)行采樣,生成采樣信號(hào)并將采樣信號(hào)提供給調(diào)寬式脈沖控制電路進(jìn)行處理；
[0031]以下結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明進(jìn)行詳述:
[0032]ICl (UCC28084或其它同類器件)，為標(biāo)準(zhǔn)雙端交替輸出PWM控制器，通過(guò)器件I端(OC)控制PWM調(diào)寬輸出，輸出交替PWM波形P1、P2。
[0033]町、!?5、(:12、24對(duì)續(xù)流波形？4進(jìn)行檢測(cè)整形，形成波形？3。其中，穩(wěn)壓管Z4保持P3的電壓穩(wěn)定，電容C12用以濾波，使得在PA出現(xiàn)高電平時(shí)能夠使P3持續(xù)高電平。
·[0034]1?4、1?3、(:11、23對(duì)續(xù)流波形？8進(jìn)行檢測(cè)整形，形成波形？4。其中，穩(wěn)壓管Z3保持P4的電壓穩(wěn)定，電容Cll用以濾波，使得在PB出現(xiàn)高電平時(shí)能夠使P4持續(xù)高電平。
[0035]IC2(CD4071或其它同類器件)，為標(biāo)準(zhǔn)2輸入或門，其中:Αο=Α1+Α2、Βο=Β1+Β2、Co=Cl+C2、Do=Dl+D2，對(duì)PU P2、P3、P4進(jìn)行邏輯合成后形成交錯(cuò)輸出PWM控制波形。
[0036]IC3、IC4 (IR442或其它同類器件)，為標(biāo)準(zhǔn)驅(qū)動(dòng)器，其中:Ao=A1、Bo=Bi，對(duì)VMOS進(jìn)行高速大電流驅(qū)動(dòng)，以降低VMOS開(kāi)關(guān)功耗提高轉(zhuǎn)換效率。
[0037]CS 1、CS2、D4、D5、R21、C13組成電流傳感、鑒別、檢測(cè)電路，自動(dòng)檢測(cè)出PWM開(kāi)通時(shí)電源高端VMOS通過(guò)的電流波形。同時(shí)超其電路具有很低的功耗，采用電流傳感系數(shù)< 100、采樣控制電壓< 0.5V，控制功耗Pe < 0.5X10X0.01=0.005X10 (10為導(dǎo)通電流)，當(dāng)IO為 20A 時(shí):Pe < 0.05X20=0.1ff0
[0038]C7、C8、C9主要用于進(jìn)一步消除噪聲(窄脈沖)。
[0039]L1、D3、C14組成BOOST升壓電路的LDC，為了適應(yīng)輸入電源的不對(duì)稱性，例如單極性直流、單極性方波、單極性三角波等，LI采用差模對(duì)稱式，也可僅在輸入回路的正端或負(fù)端設(shè)置電感作為L(zhǎng)I。
[0040]PWM控制電路(I CI)的Ao端口和Bo端口交替輸出控制信號(hào)P1、P2，且P1、P2之間總保持一個(gè)用于續(xù)流的間隔時(shí)間(對(duì)應(yīng)于PA波形的高電平)。P3、P4由輸入回路中的PA、PB波形分壓所得。PU P2、P3、P4接入觸發(fā)信號(hào)合成電路(IC2)的輸入端口，進(jìn)行如前所述的或邏輯運(yùn)算后，再分別經(jīng)開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)器IC3、IC4驅(qū)動(dòng)將觸發(fā)信號(hào)分別加至兩個(gè)VMOS開(kāi)關(guān)電路組(Ml、M2 ;M3、M4)，D3具有兩個(gè)輸入端，分別接至輸入回路的正端和負(fù)端，正向電流經(jīng)反向隔離電路D3對(duì)C14充電。[0041]Ml與M2并聯(lián)交替工作，M3與M4并聯(lián)交替工作(每一個(gè)VMOS開(kāi)關(guān)本身具有與之并聯(lián)的二極管)。
[0042]在輸入交流在波形正半周或輸入直流為上正下負(fù)，當(dāng)PWM控制電路(ICl)輸出的控制信號(hào)Pl和P2之一處于高電平時(shí)，該XC/DC自動(dòng)定向BOOST電路處于PWM導(dǎo)通狀態(tài)，電流在輸入回路中從正端依次流經(jīng)第一組VMOS開(kāi)關(guān)電路組(Ml、M2 )、第二組VMOS開(kāi)關(guān)電路組(M3、M4)，然后流回負(fù)端；由于D3起反向隔離作用，C14上的儲(chǔ)能不會(huì)反向流回輸入回路。
[0043]當(dāng)PWM控制電路(ICl)輸出的控制信號(hào)P1、P2均為低電平時(shí)，則Ml、M2上沒(méi)有觸發(fā)信號(hào)，因此M1、M2不導(dǎo)通，但由于續(xù)流電感LI的存在，且M3、M4中的二極管能夠形成自地端至輸入回路負(fù)端的導(dǎo)通回路，從而使電路中因續(xù)流電感產(chǎn)生的續(xù)流自輸入回路的正端經(jīng)D3對(duì)C14充電，并且同時(shí)經(jīng)由輸出回路的負(fù)載、第二組VMOS開(kāi)關(guān)電路組(M3、M4)，然后流回負(fù)端。實(shí)際上，一旦電路中存在上述續(xù)流，即PA為高電平、PB為低電平，從而使得P1、P2、P3、P4進(jìn)行或邏輯運(yùn)算后產(chǎn)生觸發(fā)信號(hào)，使M3、M4導(dǎo)通，由于M3、M4的電阻很小，因此，在續(xù)流過(guò)程中產(chǎn)生的功耗仍然很小。而且，升壓輸出本身能夠降低線路損耗。比如，Ui=IO(V),升壓后Uo=50 (V)，則根據(jù)P=U2/R可知，線路損耗僅為原來(lái)的1/5.[0044]舉例說(shuō)明本發(fā)明的低功耗:電路中采用Rds=0.001 Ω低導(dǎo)通電阻N溝道VMOS管，在PWM開(kāi)通期間Ml、M2交錯(cuò)導(dǎo)通，VMOS導(dǎo)通電阻Rds=0.001 Ω，M3、M4雙管并聯(lián)交錯(cuò)導(dǎo)通，VMOS導(dǎo)通電阻Rds=0.001 Ω /2=0.0005 Ω，若還是輸入20A電流，則導(dǎo)通電壓為:U1=0.001X20=0.02V, U2=0.0005X20=0.0IV，，識(shí)別定向功耗為:Pe=20X (0.02+0.01)=0.6W ;在PWM關(guān)斷期間Ml、M2截止關(guān)斷，M3、M4雙管并聯(lián)交錯(cuò)導(dǎo)通續(xù)流，VMOS導(dǎo)通電阻Rds=0.001 Ω /2=0.0005 Ω，若是20A續(xù)流電流，則導(dǎo)通電壓為:U2=0.0005X20=0.01V，識(shí)別定向功耗為:Pe=20X0.01=0.2W。較之于現(xiàn)有技術(shù)的整流識(shí)別定向電路40W的功耗，本發(fā)明的XC/DC自動(dòng)識(shí)別定向BOOST電路功耗顯著降低。
[0045]若反向隔離電路D3也采用同步的VMOS開(kāi)關(guān)電路(其觸發(fā)信號(hào)與PA和PB的波形同步)，則可利用VMOS開(kāi)關(guān)電路電阻小的特性進(jìn)一步降低線路損耗。尤其在BOOST輸出較低時(shí)轉(zhuǎn)換效率的提高更為顯著。
[0046]VMOS開(kāi)關(guān)在觸發(fā)信號(hào)作用下，能夠根據(jù)所加電壓極性實(shí)現(xiàn)正向或反向?qū)ǎ诖颂匦?，在輸入交流在波形?fù)半周或輸入直流為上負(fù)下正時(shí)，該XC/DC自動(dòng)定向BOOST電路的工作過(guò)程與上述導(dǎo)通、續(xù)流過(guò)程原理相同，且由于第一組VMOS開(kāi)關(guān)電路組(Ml、M2)與第二組VMOS開(kāi)關(guān)電路組(M3、M4)采用對(duì)稱電路結(jié)構(gòu)，在Ui負(fù)半周VMOS導(dǎo)通和續(xù)流是完全可逆的。如，當(dāng)PWM控制電路(ICl)輸出的控制信號(hào)P1、P2均為低電平時(shí)，則M3、M4上沒(méi)有觸發(fā)信號(hào)，因此M3、M4不導(dǎo)通，而由第一組VMOS開(kāi)關(guān)電路組(M1、M2)實(shí)現(xiàn)續(xù)流過(guò)程。
[0047]可見(jiàn)，該BOOST電路能夠自動(dòng)完成對(duì)雙極性電源(交流正玄波、方波、三角波，交流工頻、中頻、低頻、超低頻)的自動(dòng)識(shí)別定向；及對(duì)單極性電源(直流、直流方波、直流三角波等)的自動(dòng)識(shí)別定向，交流雙極性電源及直流單極性電源可以不分正負(fù)任意接入。
[0048]另外，在負(fù)載前加入的輸出安全控制電路，包括基準(zhǔn)電壓源、比較器A、比較器B、三極管NI和穩(wěn)壓管Z5 ;該輸出安全控制電路的輸入端接BOOST直流輸出電壓，輸出端接負(fù)載，所述輸入端和輸出端所在的主回路上串聯(lián)設(shè)置有VMOS管M5和限流電阻R24，其中，VMOS管M5的基極經(jīng)三極管NI接至所述輸出端的負(fù)端，三極管NI的基極接至所述基準(zhǔn)電壓源；所述輸出端并聯(lián)有一個(gè)濾波電容和一個(gè)反饋支路，該反饋支路上依次串聯(lián)有分壓電阻R14和RC電路；
[0049]比較器A的正相輸入端接入該反饋支路，經(jīng)分壓電阻R14接至所述輸出端的正端，比較器A的負(fù)相輸入端接基準(zhǔn)電壓，比較器A的輸出端依次經(jīng)串聯(lián)的電阻R13、電阻R27、電阻R22接至所述輸入端的負(fù)端；
[0050]比較器B的正相輸入端接入電阻R13、電阻R27和電阻R22所在的串聯(lián)支路，其接入節(jié)點(diǎn)位于電阻R27與電阻R22之間；比較器B的負(fù)相輸入端經(jīng)電阻R6接至所述輸出端的負(fù)端；比較器B的輸出端接至三極管NI的基極。
[0051]在VMOS管M5的基極與三極管NI的漏極之間引出一個(gè)支路至VMOS管M5的源極，該支路上設(shè)置有穩(wěn)壓管Zl。
[0052]所述基準(zhǔn)電壓由與所述基準(zhǔn)電壓源串聯(lián)的2.5V穩(wěn)壓管提供。
[0053]比較器B的正相輸入端的接入節(jié)點(diǎn)還通過(guò)濾波電容接至所述輸出端的負(fù)端。
[0054]比較器A和比較器B構(gòu)成一個(gè)雙封裝比較器。
[0055]該雙封裝比較器優(yōu)選LH2903、LM2903或其它同類器件。
[0056]IC5為標(biāo)準(zhǔn)高速比較器電路(雙比較器)，比較器B、N1、M5組成恒流控制電路。B-端電壓V3=0V，B+端電壓為:
[0057]V2=R22 X Vl/(R22+R27)-Us
[0058]上式中，Us=IsXRs=IsXR24
[0059]Vl電壓 受比較器A控制，A-端電壓VR=2.5V, A+端電壓為:
[0060]VL=ULXR7/(R7+R14) =RLX Is。
[0061]1、限流啟動(dòng)
[0062]電路啟動(dòng)(上電)時(shí)，VL < 2.5V，比較器A輸出低，則R13接入分壓。
[0063]其中:R13< < R25、R13 < < R27、VR=2.5V;
[0064]Vl ^ VRXR13/(R13+R25) =2.5XR13/(R13+R25)
[0065]V2 = R22XVl/(R22 + R27)-Us = R22X (2.5 X Rl 3/ (R1 3 + R25) ) /(R22+R27)-Us=2.5XR22XR13/((R13+R25) (R22+R27))-1sXRs
[0066]設(shè):cl=2.5XR22XR13/((R13+R25) (R22+R27))
[0067]BP:V2=cl-RsXIs
[0068]當(dāng)V2=cl_RsXIs ^ 0時(shí)，比較器B、N1、M5限流輸出，限流值為:Is=cl/Rs。
[0069]即能夠保證BOOST輸出以限流(Is=cI/Rs)啟動(dòng)。
[0070]VL=UL X R7/ (R7+R14) =RL XIs=ClX RL/Rs
[0071]因此，只需要配置相應(yīng)的阻值，使得BOOST負(fù)載阻抗較小(短路)時(shí)，VL < 2.5V，工作在安全限流狀態(tài)下。比如，根據(jù)Is=cl/Rs，設(shè)置Is在常規(guī)值1/4-1/10之間。
[0072]2、運(yùn)行中的常規(guī)限流
[0073]當(dāng)BOOST負(fù)載阻抗無(wú)故障VL ^ 2.5V時(shí)比較器A輸出高(開(kāi)路)，則R13脫離分壓，V2=2.5 X R22/(R22+R27+R25)-Us ；
[0074]設(shè):c2=2.5 X R22/ (R22+R27+R25)
[0075]BP:V2=c2-RsXIL
[0076]當(dāng)V2=c2_RsXIL蘭0時(shí)，比較器B、N1、M5限流輸出，限流值為:IL=c2/Rs，即能夠保證BOOST輸出以限流(IL=c2/Rs)工作。[0077]因此，只需要配置相應(yīng)的電阻阻值，使IL大于正常工作電流，且使VMOS限制在電流、功率的安全范圍內(nèi)。通常，IL設(shè)置為常規(guī)值的1.1倍至1.5倍之間。
[0078]3、正常工作的低功耗
[0079]BOOST輸出正常工作時(shí)，輸出電流小于IL，比較器(A、B)輸出高(開(kāi)路)，P溝道VMOS (M5)工作在超低導(dǎo)通電阻(Rds=0.005 Ω )狀態(tài)下。
[0080]例如:輸出功率200W輸出電壓50V，則輸出電流為:1=200/50=4A，
[0081]VMOS (M5)上壓降為:4Χ0.005=0.02，
[0082]VMOS (Μ5)控制功耗為:Pe=0.02X4=0.08W，可以看出，正常運(yùn)行時(shí)的控制功耗很低。
[0083]4、短路保護(hù)
[0084]若BOOST電路工作過(guò)程中若發(fā)生輸出短路等故障，導(dǎo)致VL < 2.5V，則比較器A輸出低，使比較器B、N1、M5限流輸出(參見(jiàn)前述第I種情況)，電路重新進(jìn)入安全啟動(dòng)(Is)狀態(tài)，當(dāng)故障消除后，BOOST自動(dòng)恢復(fù)正常輸出。
[0085]上述實(shí)施例是本發(fā)明的最佳實(shí)施例，采用這種交錯(cuò)PWM控制方式使Ml、M2交錯(cuò)導(dǎo)通，每個(gè)VMOS開(kāi)關(guān)工作頻率為1/2電路頻率，能夠使VMOS開(kāi)關(guān)在較低開(kāi)關(guān)頻率下工作，大幅降低開(kāi)關(guān)功耗；相應(yīng)地，電路中L、C器件的工作頻率為2倍VMOS管頻率，較高的電路工作頻率降低了對(duì)LC電路中電感(L)量和電容(C)的要求，降低了成本及工藝難度。實(shí)際上，基于本發(fā)明的導(dǎo)通、續(xù)流的基本原理，也可以考慮每個(gè)VMOS開(kāi)關(guān)電路組只采用一個(gè)VMOS開(kāi)關(guān)，也足以體現(xiàn)本發(fā)明的技術(shù)效果。比如只保留M1、M3，同樣也能夠在輸入交流在波形正半周或輸入直流為上正下負(fù)時(shí)，由Ml、M3實(shí)現(xiàn)導(dǎo)通回路，由M3實(shí)現(xiàn)續(xù)流回路；在輸入交流在波形負(fù)半周或輸入直流為上負(fù)下正時(shí)，由M1、M3實(shí)現(xiàn)導(dǎo)通回路，由Ml實(shí)現(xiàn)續(xù)流回路。當(dāng)然，在此方案下，也可以嘗試讓每個(gè)VMOS開(kāi)關(guān)的工作頻率減半，但這就需要成倍地增大續(xù)流電感、儲(chǔ)能電容，以滿足續(xù)流的要求，從而導(dǎo)致成本較高、元器件體積較大、功率密度降低。
【權(quán)利要求】
1.一種高整流效率輸出保護(hù)型電路，其特征在于:包括輸入電流采樣電路和輸出電流米樣電路，所述輸入電流米樣電路的輸入端與輸入電源的輸出端連接，輸出電流米樣電路的輸入端與和輸出保護(hù)電路的輸入端連接，輸入電流米樣電路和輸出電流米樣電路的輸出端均依次通過(guò)調(diào)寬式脈沖控制電路、驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路、VMOS開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)電路與VMOS開(kāi)關(guān)電路的輸入端連接，所述VMOS開(kāi)關(guān)電路的輸入端還通過(guò)續(xù)流電感與輸入電源的輸出端連接，VMOS開(kāi)關(guān)電路的輸出端依次通過(guò)反向隔離電路、儲(chǔ)能濾波電路、輸出保護(hù)電路與負(fù)載連接；VMOS開(kāi)關(guān)電路的輸出端還通過(guò)續(xù)流電壓采樣電路與驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路的輸入端連接；所述調(diào)寬式脈沖控制電路、驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路、VMOS開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)電路和續(xù)流電壓采樣電路組成控制電路； 所述續(xù)流電感是設(shè)置在輸入電源輸出端正端上的差模對(duì)稱電感；VM0S開(kāi)關(guān)電路包括兩個(gè)串聯(lián)的VMOS管組，輸入電源通過(guò)續(xù)流電感依次與兩個(gè)VMOS管組在反向隔離電路輸入端之前串聯(lián)；所述VMOS開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)電路包括兩個(gè)并聯(lián)的驅(qū)動(dòng)器，各驅(qū)動(dòng)器分別與兩個(gè)VMOS管組的輸入端連接；所述續(xù)流電壓采樣電路包括由穩(wěn)壓二極管Z3，濾波電容C11，分壓電阻R3，R4組成的輸出采樣電路和由穩(wěn)壓二極管Z4，濾波電容C12，分壓電阻R1，R5組成的輸入采樣電路，所述輸出采樣電路的輸出端為R4與R3之間的節(jié)點(diǎn)，該節(jié)點(diǎn)與驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路輸入端的一個(gè)接口連接，輸入采樣電路的輸出端為Rl與R5之間的節(jié)點(diǎn)，該節(jié)點(diǎn)與驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路輸入端的另一個(gè)接口連接； 所述輸出保護(hù)電路包括基準(zhǔn)電壓源、比較器A、比較器B、三極管NI和穩(wěn)壓管Z5 ;該輸出安全控制電路的輸入端接BOOST直流輸出電壓,輸出端接負(fù)載,所述輸入端和輸出端所在的主回路上串聯(lián)設(shè)置有VMOS管M5和限流電阻R24，其中，VMOS管M5的基極經(jīng)三極管NI接至所述輸出端的負(fù)端，三極管NI的基極接至所述基準(zhǔn)電壓源；所述輸出端并聯(lián)有一個(gè)濾波電容和一個(gè)反饋支路，該反饋支路上依次串聯(lián)有分壓電阻R14和RC電路； 比較器A的正相輸入端接入該反饋支路，經(jīng)分壓電阻R14接至所述輸出端的正端，t匕較器A的負(fù)相輸入端接基準(zhǔn)電壓，比較器A的輸出端依次經(jīng)串聯(lián)的電阻R13、電阻R27、電阻R22接至所述輸入端的負(fù)端； 比較器B的正相輸入端接入電阻R13、電阻R27和電阻R22所在的串聯(lián)支路，其接入節(jié)點(diǎn)位于電阻R27與電阻R22之間；比較器B的負(fù)相輸入端經(jīng)電阻R6接至所述輸出端的負(fù)端；比較器B的輸出端接至三極管NI的基極。
【文檔編號(hào)】H02M1/088GK103856003SQ201210514431
【公開(kāi)日】2014年6月11日 申請(qǐng)日期:2012年11月30日 優(yōu)先權(quán)日:2012年11月30日
【發(fā)明者】胡家培, 胡民海 申請(qǐng)人:西安智海電力科技有限公司