專利名稱：非反極性Buck-Boost變換器組合調制方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種非反極性Buck-Boost變換器的調制方法，該調制方法應用于電源系統(tǒng)實現(xiàn)高效率的升壓、降壓功能，屬于功率電子變換技術范疇。
背景技術：
在信息、通信系統(tǒng)應用中，直流分布式電源系統(tǒng)(Direct Current DistributedPower System, DC-DPS)得到了廣泛的使用，最簡單DC-DPS的系統(tǒng)架構如圖1所示，其中負載點變換器(Point of Load, POL)和板載電源(On Board Power Supply, OBPS)直接將母線電壓單獨變換成負載需要的電壓。由于負載的供電電壓越來越低，而功率需求越來越大，通常會提高母線電壓以減小母線上的線損。因此，即便負載之間沒有電氣隔離的需求，仍然需要隔離型電路拓撲來實現(xiàn)大幅度降壓。而隔離型變換器無論是復雜程度還是成本都要比非隔離型變換器高。因此，減少系統(tǒng)中隔離型變換器的使用量，采用母線隔離的方式成為一種趨勢。圖2給出的中間母線架構(Intermediate bus arcitecture, IBA)正是在這樣應用背景中提出的，它保留了圖1所示的分布式電源系統(tǒng)的優(yōu)點，并且降低了其復雜程度和成本，同時也使得系統(tǒng)的功能更為強大，因此IBA-DC-DPS正逐漸成為現(xiàn)代信息、通信以及服務器等高性能電子設備的主要電源系統(tǒng)結構。IBA-DC-DPS由前端變換器(Front-endconverter, FEC)、DC/DC變換器、P0L、0BPS、低壓VRM以及備份電池組成。由于引入了中間母線(即圖中母線II)，功率轉換由傳統(tǒng)的兩級增加到三級。前端變換器用于實現(xiàn)AC/DC變換，通常由電磁干擾(Electro-magneticinterference, EMI)濾波器、功率因數(shù)校正(Power factor correction, PFC)變換器以及DC/DC變換器組成。前端變換器大多采用N+1結構備份工作，以提高系統(tǒng)的可靠性、可維護性。前端變換器中DC/DC變換器用于將PFC的輸出電壓進行降壓以獲得直流母線電壓I。母線I后的DC/DC變換器用于將母線I變換成母線II，也就是中間母線，同時實現(xiàn)兩者之間的電氣隔離。因此它也被稱之為中間母線變換器(Intermediate bus converter,IBC)0而P0L、0BPS和低壓VRM用于將中間母線電壓變換到負載所需要的電壓，它們通常為Buck變換器及其改進電路結構。在系統(tǒng)正常工作時，由市電向負載供電。當市電故障或斷電時，母線I上的備份電池承擔起給負載供電的任務。由于電池的引入，母線I存在一個比較寬的輸入范圍。并且，在絕大多數(shù)情況下，系統(tǒng)工作于額定輸入的狀態(tài)，因此，如何提高IBC全范圍的工作效率尤其是額定點的工作效率成為一個重要的研究課題。

發(fā)明內容
本發(fā)明的目的是針對電池供電場合提出基于額定輸入電壓優(yōu)化的非反極性Buck-Boost變換器的調制方法，提出變換器中兩橋臂分別采用不同的調制方式，即前沿調制、后沿調制，或交錯雙沿調制，藉此降低電感的電流脈動，提高變換器直接功率比重，提高變換器的效率。本發(fā)明的目的是通過以下方式實現(xiàn)的1、一種非反極性Buck-Boost變換器的調制方法，其特征是該方法對主控管Ql與主控管Q2分別采用以下三種方式調制；
1)當主控管Ql采用后沿調制，主控管Q2采用前沿調制；
2)當主控管Ql采用前沿調制，主控管Q2采用后沿調制；
3)主控管Ql與Q2均采用雙沿調制，且兩者三角載波180度交錯。通過配置兩個主控管工作于不同的調制模式，最大程度增大Ql導通時間同時減小Ql與Q2同時導通的時間。其中，主電路結構也可采用同步整流的非反極性Buck-Boost變換器。本發(fā)明與現(xiàn)有技術相比主要特點如下
兩個橋臂采用不同的調制方式，根據(jù)實際需求可以工作于單模式和多模式狀態(tài)，實現(xiàn)全輸入范圍的高效率變換，并保證額定輸入電壓范圍效率最優(yōu)。


附圖1原有直流分布式電源系統(tǒng)。附圖2現(xiàn)有中間母線結構的直流分布式電源系統(tǒng)。附圖3現(xiàn)有非反極性Buck-Boost變換器拓撲。
`
附圖4傳統(tǒng)的非反極性Buck-Boost變換器/J1= d2時主要波形。附圖5現(xiàn)有非反極性Buck-Boost變換器Or1 ^ d2時主要波形。附圖6本發(fā)明非反極性Buck-Boost變換器J1辛d2時前后沿調制主要波形。附圖7本發(fā)明非反極性Buck-Boost變換器dx Φ d2時前后沿調制實現(xiàn)方法。附圖8本發(fā)明非反極性Buck-Boost變換器Φ d2時交錯雙沿調制主要波形。附圖9本發(fā)明非反極性Buck-Boost變換器dx Φ d2時交錯雙沿調制實現(xiàn)方法。附圖10本發(fā)明非反極性Buck-Boost變換器Φ d2時后前沿調制主要波形。附圖11本發(fā)明非反極性Buck-Boost變換器dx Φ d2時后前沿調制實現(xiàn)方法。附圖12采用同步整流的非反極性Buck-Boost變換器。附圖13本發(fā)明非反極性Buck-Boost變換器不同控制電感電流脈動對比。附圖14本發(fā)明非反極性Buck-Boost變換器不同控制效率對比。圖中Vac_in表示交流輸入電壓，Vin表示直流輸出電壓，Vbus、Vbus1、Vbus2表示母線電壓，Vo、Vl、V2、V3表示輸出電壓。
具體實施例方式附圖3給出了非反極性Buck-Boost變換器拓撲結構。若定義0、仏的占空比分別為4、t/2,則輸入與輸出滿足
d,
V =-1^ V.
° l-d2 2"°定義仏與久共同導通時傳遞的功率為直接功率，而仏與込共同導通的時間為間接功率。由定義可知，增加仏與久共同導通的時間(或減小0與込共同導通的時間)有助于提高變換器直接功率的比重，而直接功率比重越大，變換器的效率越高。從另一個角度來講，即電感電流脈動越小，直接功率比重越大，效率越高。在常規(guī)同開同關的方式(即4=4)，顯然直接功率比重為O，電感電流脈動最大(如附圖4)。實施例一前后沿調制
實際上，若是J1古4則可以增大仏與久共同導通的時間，避免直接功率為O的情況(如附圖5)。而為了最大程度增大J1、減小式，變換器將采用多個工作狀態(tài)取代之前的單個工作狀態(tài)，對于4=1 (升壓模式，等效為Boost變換器)和J2=O (降壓模式，等效為Buck變換器)這兩種極端情況這里不做討論，為了公平比較，這里僅僅討論升降壓工作模式。為了增加0與久共同導通的時間，本發(fā)明可以對兩只主控管的驅動信號進行移相。假設0的開通時刻依然位于開關周期的開始處，將込的開通時刻向后移，并一直移到開關周期的結束處，如附圖6所示，此時無論4+0^ ^還是義+式化仏和久同時導通的時
間均最大，這樣直接功率比重最大。為了實現(xiàn)這樣的控制策略，0為開通時刻固定，關斷時刻可調；而込為關斷時刻固定，開通時刻可調。前者0為后沿調制方式，而后者％則為前沿調制方式，本發(fā)明定義這種控制方式為前后沿調制，附圖7給出的是前后沿調制方式占空比的獲取方式，其中CW是載波，EA是調制波(即誤差放大器的輸出)，兩者交結產(chǎn)生對應占空比。實施例二 雙沿調制
在附圖6的基礎上，主控管Q2的驅動信號進一步移相，即d2進一步移相，Vin ( V0時右移，而匕>匕時左移，使得J1與< 交疊處關于中心對稱，在這個移相過程中，電感電流脈動保持不變。當兩者處于對稱點時，此時實現(xiàn)方式可以同時實現(xiàn)雙沿調制，但是兩者載波存在180度相移，即所謂的 交錯雙沿調制，如附圖8，對應的占空比獲取方式如附圖9所示。實施例三后前沿調制
主控管込的驅動信號進一步移相，直至4的前沿與J1的后沿重合，即得到與圖6關于開關周期中點對稱的結構(附圖10)，此時J2后沿調制，而J1前沿調制，如附圖11。實施例四
在電流較大場合通常會采用同步整流方式替代二極管續(xù)流(如附圖12)，即附圖3中二極管Dl和D2均被開關管Qsrl和Qsr2替代。由同步整流概念可知，Qsrl和Qsr2控制不獨立，其驅動信號分別與Ql和Q2互補，此時，可以采用上述三個實施例中的任意一種調制方式。采用三種中的任一調制方式，電感電流脈動均可實現(xiàn)同等占空比分配下的最小化，提高了直接功率比重，提升了變換器的效率。本發(fā)明的具體實例如下，其主要性能參數(shù)為
I 輸入電壓4 48V (45 51V)；
I 輸出電壓K :48V;
I 輸出電流厶6·25Α;
I 開關頻率/； :200kHz ;
I 降頻后頻率/； :40kHz?；谏鲜鰠?shù)采用實施方式，對效率進行的測試對比。由于電感電流脈動大幅減小，為變換器降頻工作提供了可能性，可以進一步提高變換器的效率。附圖13和14分別給出電感電流脈動和效率的曲線，顯然所提的控制策略對于電流脈動的降低和效率的提高有明顯的作用。
權利要求
1.一種非反極性Buck-Boost變換器的組合調制方法，其特征是該方法對主控管Ql與主控管Q2分別采用以下三種方式調制； O當主控管Ql采用后沿調制，主控管Q2采用前沿調制； 2)當主控管Ql采用前沿調制，主控管Q2采用后沿調制； 3)主控管Ql與Q2均采用雙沿調制，且兩者三角載波180度交錯。
2.根據(jù)權利要求1所述的組合調制方法，其特征是主電路結構為同步整流的非反極性Buck-Boost變換器。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種非反極性Buck-Boost變換器的調制方法，該方法通過配置兩個主控管工作于不同的調制模式，最大程度增大Q1導通時間同時減小Q1與Q2同時導通的時間，降低電感電流脈動，提高變換器的效率。實現(xiàn)方式可以為(1)主控管Q1采用后沿調制，主控管Q2采用前沿調制，(2)主控管Q1采用前沿調制，主控管Q2采用后沿調制，(3)主控管Q1與Q2均采用雙沿調制，且兩者三角載波180度交錯。該組合調制方式同樣適用于帶同步整流的反極性Buck-Boost變換器。
文檔編號H02M3/156GK103066842SQ201210542250
公開日2013年4月24日 申請日期2012年12月14日 優(yōu)先權日2012年12月14日
發(fā)明者任小永, 阮新波, 陳乾宏, 李明秋 申請人:南京航空航天大學