專利名稱：光伏發(fā)電用移相全橋變換器的偏磁抑制系統和方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種變換器，特別涉及一種光伏發(fā)電用移相全橋變換器的偏磁抑制系統，屬于電力電子技術領域。本發(fā)明還涉及一種光伏發(fā)電用移相全橋變換器的偏磁抑制方法。
背景技術：
光伏發(fā)電用移相全橋變換器，包括主電路和控制電路，主電路包括逆變電路、高頻變壓器、整流電路和濾波電路，高頻變壓器的原邊與逆變電路的輸出端電連接，高頻變壓器的副邊與整流電路的輸入端電連接；逆變電路由全橋逆變模塊和并聯電容構成，全橋逆變模塊由全橋式拓撲的四個MOS管構成，第一 MOS管和第三MOS管構成全橋逆變模塊的超前臂，第二 MOS管和第四MOS管構成全橋逆變模塊的滯后臂。高頻變壓器用于實現輸入和輸出之間的電氣隔離并得到合適的輸出電壓幅值。其不足之處在于實際運行中，多種因素使得變壓器原邊電流正負波形不對稱，弓丨起變壓器鐵芯工作時磁化曲線不再關于原點對稱，由于磁化曲線是非線性的，當偏磁嚴重時，鐵芯必將進入單方向深度飽和，造成單向磁化電流劇增，增大損耗，嚴重時甚至對開關管造成損害。為抑制偏磁，使原邊電流正負波形對稱，移相PWM控制的數字實現方法很多，但由于目前所用DSP芯片不具有直接產生移相信號的功能，主要采用模擬芯片、FPGA以及DSP加外擴數字電路的方式實現。此外，這種方法存在著實現復雜，控制精度直接受存儲器容量的限制和不便于實現遠程通訊的缺點。

發(fā)明內容
本發(fā)明的首要目的是提供一種光伏發(fā)電用移相全橋變換器的偏磁抑制系統，不僅可使原邊正負波形對稱，有效抑制偏磁，且具有控制精度高、工作可靠、抗干擾能力強的優(yōu)點。為解決以上技術問題，本發(fā)明所提供的光伏發(fā)電用移相全橋變換器的偏磁抑制系統，包括主電路和控制電路，所述主電路包括逆變電路、高頻變壓器、整流電路和濾波電路，所述高頻變壓器的原邊與逆變電路的輸出端電連接，高頻變壓器的副邊與整流電路的輸入端電連接；所述逆變電路由全橋逆變模塊和并聯電容構成，全橋逆變模塊由全橋式拓撲的四個MOS管構成，第一 MOS管(Gl)和第三MOS管(G3)構成全橋逆變模塊的超前臂，第二 MOS管(G2)和第四MOS管(G4)構成全橋逆變模塊的滯后臂，所述控制電路包括原邊電流檢測電路、CPU、輸出電壓反饋電路和分別驅動各MOS管的隔離驅動電路；各所述隔離驅動電路的輸入端分別與CPU的相應輸出端相連，各所述隔離驅動電路的輸出端分別與相應MOS管的柵極相連；所述原邊電流檢測電路的輸入端與所述高頻變壓器的原邊電連接，所述輸出電壓反饋電路的輸入端與所述濾波電路的輸出端電連接，所述原邊電流檢測電路的輸出端和所述輸出電壓反饋電路的輸出端分別接入CPU相應的模擬量輸入接口。與現有技術相比，本發(fā)明的有益效果是原邊電流檢測電路采集高頻變壓器的原邊電流輸送至CPU，CPU采樣后計算得出由第一 MOS管(Gl)和第三MOS管(G3)構成的超前臂的占空比的偏移量，與基準值O相比較，若偏移量等于0，則重新采集高頻變壓器原邊電流；若不等于0，則經調節(jié)器調節(jié)置0，加上O. 5作為原邊直流分量的占空比輸出，CPU輸出脈寬調變信號，脈寬調變信號輸出驅動相應MOS管的隔離驅動電路，控制第一 MOS管(Gl)和第三MOS管(G3)的導通與截止，從而使得原邊輸出電流正負波形對稱，有效抑制高頻變壓器偏磁現象的發(fā)生。作為本發(fā)明的進一步改進，所述原邊電流檢測電路包括電流傳感器和電流調理電路；所述電流調理電路包括電流調理二階低通濾波器、電流調理反相放大器、電流調理反相加法器和電流調理限壓電路，所述電流調理二階低通濾波器的輸出端與所述電流調理反相放大器的輸入端電連接，所述電流調理反相放大器的輸出端依次通過所述電流調理反相加法器和所述電流調理限壓電路接入CPU相應的模擬量輸入接口。電流調理二階低通濾波器用于濾除信號中高頻交流分量；電流調理反相放大器用于將濾波后的較小的直流分量的對應電壓轉換成適合于CPU內部A/D轉換器所要求的電壓范圍；電流調理反相加法器用于將具有正負極性的直流分量電壓偏置到正電壓的范圍；電流調理限壓電路用于保護CPU的A/D轉換接口，防止高電壓串入損壞A/D轉換接口。整個電流調理電路保證了較高的信號采集精度，提高了電路抗干擾性能，使系統工作更為穩(wěn)定可靠。作為本發(fā)明的進一步改進，所述輸出電壓反饋電路包括輸出電壓傳感器和電壓調理電路，所述電壓調理電路包括電壓調理二階低通濾波器、電壓調理限壓電路和電壓調理一階低通濾波器，所述電壓調理二階低通濾波器的輸出端與所述電壓調理限壓電路的輸入端電連接，所述電壓調理限壓電路的輸出端與所述電壓調理一階低通濾波器的輸入端電連接。電壓調理二階低通濾波器用于濾除高頻交流干擾信號；電壓調理限壓電路用于保護CPU的A/D轉換接口，防止高電壓串入損壞A/D轉換接口 ；電壓調理一階低通濾波器用于濾除電路中其它信號引起的干擾。輸出電壓反饋電路主要用于控制供負載使用的輸出電壓，本發(fā)明采用電壓外環(huán)和電流內環(huán)的雙閉環(huán)控制系統，即將輸出電壓反饋電路反饋的電壓信號與CPU內預設的基準電壓相比較，經CPU內部調節(jié)器調節(jié)輸出作為電流內環(huán)的基準，該電流內環(huán)基準值與原邊檢測電流相比較，經脈寬調制電路、移相電路處理后，輸出至隔離驅動電路，隔離驅動電路根據CPU輸出的信號控制由第二 MOS管(G2)和第四MOS管(G4)構成的滯后臂，實現對系統的閉環(huán)控制，通過調節(jié)移相角控制變換器的輸出電壓。作為本發(fā)明的優(yōu)選方案，所述電流傳感器采用TBC-SY型號。TBC-SY型電流傳感器具有超強的抗干擾能力，適用于測量直流、交流和脈動電流。作為本發(fā)明的優(yōu)選方案，所述輸出電壓傳感器米用TBV10/25A型號。本發(fā)明的另一目的是針對現有技術中偏磁抑制方法復雜，不便操作實現的問題，提供一種采用光伏發(fā)電用移相全橋變換器的偏磁抑制系統進行的偏磁抑制方法，不僅能夠有效解決原邊正負波形不對稱的問題，且具有實現方法簡單、控制精度高、工作可靠、抗干擾能力強的優(yōu)點。為解決上述問題，本發(fā)明提供的采用光伏發(fā)電用移相全橋變換器的偏磁抑制系統進行的偏磁抑制方法，依次包括以下步驟(1)電流傳感器檢測原邊電流傳輸至電流調理電路；(2)電流調理電路接收到電流傳感器檢測的信號依次經過二階低通濾波器、反相放大器、反相加法器和限壓電路轉換成CPU可識別的標準電信號，并傳輸至CPU的模擬信號輸入接口；(3) CPU接收電流調理電路傳輸的模擬信號，經內部的A/D轉換器將模擬信號轉變成數字信號；(4)數字信號送至CPU的計算單元，CPU的計算單元經內部的調節(jié)器調節(jié)計算輸出控制原邊電流直流分量的占空比偏移量，并與系統預設的基準值零相比較，若偏移量等于零，則返回步驟(I);若偏移量不等于零，則經調節(jié)器調節(jié)置零，使原邊電流直流分量為零，進入下一步驟；(5) CPU內部PWM控制器加上O. 5作為原邊直流分量的占空比輸出邏輯驅動信號至隔離驅動電路；(6)隔離驅動電路控制相應MOS管的導通與截止，使原邊電流正負波形對稱。相對于現有技術，本發(fā)明取得了以下有益效果1、電流傳感器檢測的信號依次經過二階低通濾波器、反相放大器、反相加法器和限壓電路調理，可有效保證信號采集的精度、具有較高的抗干擾性能；2、原邊直流分量占空比的偏移量選用PI調節(jié)，調節(jié)精度高、系統工作穩(wěn)定可靠；3、CPU內部PWM控制器加上O. 5作為原邊直流分量的占空比輸出，通過PWM控制器直接控制原邊電流直流分量的占空比，實現方法簡單，控制精度高。


圖1為本發(fā)明光伏發(fā)電用移相全橋變換器的偏磁抑制系統的結構框圖。圖2為本發(fā)明光伏發(fā)電用移相全橋變換器的偏磁抑制系統的主電路圖。圖3為本發(fā)明光伏發(fā)電用移相全橋變換器的偏磁抑制系統的電流調理電路圖。圖4為本發(fā)明光伏發(fā)電用移相全橋變換器的偏磁抑制系統的電壓調理電路圖。圖5為本發(fā)明光伏發(fā)電用移相全橋變換器的偏磁抑制系統的隔離驅動電路圖。圖6為本發(fā)明光伏發(fā)電用移相全橋變換器的偏磁抑制方法的工作流程圖。圖7為本發(fā)明光伏發(fā)電用移相全橋變換器的偏磁抑制系統的輸出電壓控制系統工作原理圖。其中1.逆變電路；2.高頻變壓器；3.整流電路；4.濾波電路；5.原邊電流檢測電路；501.電流調理二階低通濾波器；502.電流調理反相放大器；503.電流調理反相加法器；504.電流調理限壓電路；6. CPU ;7.輸出電壓反饋電路；701.電壓調理二階低通濾波器；702.電壓調理限壓電路；703.電壓調理一階低通濾波器；8.隔離驅動電路；9.輸入電流檢測電路；10.輸入電壓檢測電路；11.輸出電流反饋電路；12.整流電路輸出電流檢測電路。
具體實施例方式如圖1、圖2所不，光伏發(fā)電用移相全橋變換器的偏磁抑制系統包括主電路和控制電路，主電路包括逆變電路1、高頻變壓器2、整流電路3和濾波電路4，高頻變壓器2的原邊與逆變電路I的輸出端電連接，高頻變壓器2的副邊與整流電路3的輸入端電連接；逆變電路I由全橋逆變模塊和并聯電容構成，全橋逆變模塊由全橋式拓撲的四個MOS管構成，第一 MOS管Gl和第三MOS管G3構成全橋逆變模塊的超前臂，第二 MOS管G2和第四MOS管G4構成全橋逆變模塊的滯后臂，控制電路包括原邊電流檢測電路5、CPU6、輸出電壓反饋電路7和分別驅動各MOS管的隔離驅動電路8 ;各隔離驅動電路8的輸入端分別與CPU6的相應輸出端相連，各隔離驅動電路8的輸出端分別與相應MOS管的柵極相連；隔離驅動電路8如圖5所示，可選用PC923型光耦隔離驅動器，為滿足大功率需求可在光耦隔離驅動電路后接入輸入功率放大電路；原邊電流檢測電路5的輸入端與高頻變壓器2的原邊電連接，輸出電壓反饋電路7的輸入端與濾波電路4的輸出端電連接，原邊電流檢測電路5的輸出端和輸出電壓反饋電路7的輸出端分別接入CPU6相應的模擬量輸入接口。原邊電流檢測電路5包括電流傳感器和電流調理電路；如圖3所示，電流調理電路包括電流調理二階低通濾波器501、電流調理反相放大器502、電流調理反相加法器503和電流調理限壓電路504，電流調理二階低通濾波器501的輸出端與電流調理反相放大器502的輸入端電連接，電流調理反相放大器502的輸出端依次通過電流調理反相加法器503和電流調理限壓電路504接入CPU6的模擬量輸入接口。輸出電壓反饋電路7包括輸出電壓傳感器和電壓調理電路，如圖4所示，為本發(fā)明光伏發(fā)電用移相全橋變換器的偏磁抑制系統的電壓調理電路，包括電壓調理二階低通濾波器701、電壓調理限壓電路702和電壓調理一階低通濾波器703，電壓調理二階低通濾波器701的輸出端與電壓調理限壓電路702的輸入端電連接，電壓調理限壓電路702的輸出端與電壓調理一階低通濾波器703的輸入端電連接。如圖7所不,為本發(fā)明光伏發(fā)電用移相全橋變換器的偏磁抑制系統的輸出電壓控制系統工作原理圖。輸出電壓反饋電路7主要用于控制供負載使用的輸出電壓，本發(fā)明采用電壓外環(huán)和電流內環(huán)的雙閉環(huán)控制系統，即將輸出電壓反饋電路7反饋的電壓信號與CPU6內預設的基準電壓相比較，經CPU6內部調節(jié)器調節(jié)輸出作為電流內環(huán)的基準，該電流內環(huán)基準值與原邊檢測電流相比較，經脈寬調制電路、移相電路處理后，輸出至隔離驅動電路8，隔離驅動電路8根據CPU6輸出的信號控制由第二 MOS管G2和第四MOS管G4構成的滯后臂，實現對系統的閉環(huán)控制，通過調節(jié)移相角控制變換器的輸出電壓。電流傳感器的型號優(yōu)選TBC-SY型，輸出電壓傳感器的型號優(yōu)選TBV10/25A型，具體型號可根據實際工程需要選擇。為更精準地進行系統調試和監(jiān)控，本發(fā)明的輸入端連接有輸入電流檢測電路9和輸入電壓檢測電路10，輸出端還連接有輸出電流反饋電路11，整流電路3的輸出端連接有整流電路輸出電流檢測電路12，輸入電流檢測電路9、輸出電流反饋電路11和整流電路輸出電流檢測電路12可選用相同的電流調理電路，各電流調理電路可由相應電壓跟隨器、二階低通濾波器、限壓電路和一階低通濾波器依次電連接構成。圖6為本發(fā)明光伏發(fā)電用移相全橋變換器的偏磁抑制方法的工作流程圖，依次包括以下步驟(I)電流傳感器檢測原邊電流傳輸至電流調理電路；(2)電流調理電路接收到電流傳感器檢測的信號依次經過電流調理二階低通濾波器501、電流調理反相放大器502、電流調理反相加法器503和電流調理限壓電路504轉換成CPU6可識別的標準電信號，并傳輸至CPU6的模擬信號輸入接口 ；(3) CPU6接收電流調理電路傳輸的模擬信號，經內部的A/D轉換器將模擬信號轉變成數字信號；(4)數字信號送至CPU6的計算單元，CPU6的計算單元經CPU6內部的調節(jié)器調節(jié)計算輸出控制原邊電流直流分量的占空比偏移量，并與系統預設的基準值零相比較，若偏移量等于零，則返回步驟(I);若偏移量不等于零，則經CPU6的內部調節(jié)器調節(jié)置零，使原邊電流直流分量為零，進入下一步驟；(5) CPU6內部PWM控制器加上O. 5作為原邊直流分量的占空比輸出邏輯驅動信號至隔離驅動電路8 ; (6)隔離驅動電路8控制相應MOS管的導通與截止，使原邊電流正負波形對稱。本發(fā)明并不局限于上述實施方式，在本發(fā)明公開的技術方案的基礎上，本領域的技術人員根據所公開的技術內容，不需要創(chuàng)造性的勞動就可以對其中的一些技術特征作出一些替換和變形，這些替換和變形均在本發(fā)明的保護范圍內。
權利要求
1.一種光伏發(fā)電用移相全橋變換器的偏磁抑制系統，包括主電路和控制電路，所述主電路包括逆變電路、高頻變壓器、整流電路和濾波電路，所述高頻變壓器的原邊與逆變電路的輸出端電連接，高頻變壓器的副邊與整流電路的輸入端電連接；所述逆變電路由全橋逆變模塊和并聯電容構成，全橋逆變模塊由全橋式拓撲的四個MOS管構成，第一 MOS管(Gl)和第三MOS管(G3)構成全橋逆變模塊的超前臂，第二 MOS管(G2)和第四MOS管(G4)構成全橋逆變模塊的滯后臂，其特征在于所述控制電路包括原邊電流檢測電路、CPU、輸出電壓反饋電路和分別驅動各MOS管的隔離驅動電路；各所述隔離驅動電路的輸入端分別與CPU的相應輸出端相連，各所述隔離驅動電路的輸出端分別與相應MOS管的柵極相連；所述原邊電流檢測電路的輸入端與所述高頻變壓器的原邊電連接，所述輸出電壓反饋電路的輸入端與所述濾波電路的輸出端電連接，所述原邊電流檢測電路的輸出端和所述輸出電壓反饋電路的輸出端分別接入CPU相應的模擬量輸入接口。
2.根據權利要求1所述的光伏發(fā)電用移相全橋變換器的偏磁抑制系統，其特征在于，所述原邊電流檢測電路包括電流傳感器和電流調理電路；所述電流調理電路包括電流調理二階低通濾波器、電流調理反相放大器、電流調理反相加法器和電流調理限壓電路，所述電流調理二階低通濾波器的輸出端與所述電流調理反相放大器的輸入端電連接，所述電流調理反相放大器的輸出端依次通過所述電流調理反相加法器和所述電流調理限壓電路接入CPU相應的模擬量輸入接口。
3.根據權利要求1或2所述的光伏發(fā)電用移相全橋變換器的偏磁抑制系統，其特征在于，所述輸出電壓反饋電路包括輸出電壓傳感器和電壓調理電路，所述電壓調理電路包括電壓調理二階低通濾波器、電壓調理限壓電路和電壓調理一階低通濾波器，所述電壓調理二階低通濾波器的輸出端與所述電壓調理限壓電路的輸入端電連接，所述電壓調理限壓電路的輸出端與所述電壓調理一階低通濾波器的輸入端電連接。
4.根據權利要求3所述的光伏發(fā)電用移相全橋變換器的偏磁抑制系統，其特征在于，所述電流傳感器的型號為TBC-SY型。
5.根據權利要求4所述的光伏發(fā)電用移相全橋變換器的偏磁抑制系統，其特征在于，所述輸出電壓傳感器的型號為TBV10/25A型。
6.一種采用權利要求2所述的光伏發(fā)電用移相全橋變換器的偏磁抑制系統進行的偏磁抑制方法，其特征在于，依次包括以下步驟 (1)所述電流傳感器檢測原邊電流傳輸至所述電流調理電路； (2)所述電流調理電路接收到電流傳感器檢測的信號依次經過電流調理二階低通濾波器、電流調理反相放大器、電流調理反相加法器和電流調理限壓電路轉換成CPU可識別的標準電信號，并傳輸至CPU的模擬信號輸入接口 ； (3)CPU接收電流調理電路傳輸的模擬信號，經內部的A/D轉換器將模擬信號轉變成數字信號; (4)所述數字信號送至CPU的計算單元，CPU的計算單元經內部的調節(jié)器調節(jié)計算輸出控制原邊電流直流分量的占空比偏移量，并與系統預設的基準值零相比較，若偏移量等于零，則返回步驟(I);若偏移量不等于零，則經調節(jié)器調節(jié)置零，使原邊電流直流分量為零，進入下一步驟； (5)CPU內部PWM控制器加上O. 5作為原邊直流分量的占空比輸出邏輯驅動信號至所述隔離驅動電路； (6)隔離驅動電路控制相應MOS管的導通與截止，使原邊電流正負波形對稱。
全文摘要
本發(fā)明提供一種光伏發(fā)電用移相全橋變換器的偏磁抑制系統和方法，屬于電力電子技術領域。原邊電流檢測電路的輸入端與高頻變壓器的原邊電連接，原邊電流檢測電路的輸出端接入CPU的模擬量輸入接口；各隔離驅動電路的輸入端分別與CPU的相應輸出端相連；CPU接收電流調理電路傳輸的模擬信號，經A/D轉換器將模擬信號轉變成數字信號；CPU的計算單元經PI調節(jié)計算出控制原邊電流直流分量的占空比偏移量，使原邊電流直流分量為零；CPU內部PWM控制器加0.5作為原邊直流分量的占空比輸出邏輯驅動信號至隔離驅動電路；隔離驅動電路控制相應MOS管導通與截止。該系統和方法可使原邊輸出電流正負波形對稱，有效抑制高頻變壓器的偏磁。
文檔編號H02M1/44GK103051172SQ20121055338
公開日2013年4月17日 申請日期2012年12月19日 優(yōu)先權日2012年12月19日
發(fā)明者史旺旺, 楊鵬, 丁建新 申請人:揚州森源電氣有限公司