諧振型dc-dc變換器的控制裝置制造方法
【專利摘要】本發(fā)明包括：檢測與諧振型DC-DC變換器的負載狀態(tài)相對應的直流輸出電壓、直流輸出電流等并確定用于對開關元件的導通截止進行控制的控制量的單元；調(diào)頻控制單元，該調(diào)頻控制單元基于該控制量，在比諧振頻率要低的頻率下對開關元件進行調(diào)頻控制；在諧振頻率附近對開關元件進行固定頻率控制的單元；以及脈沖分配單元，該脈沖分配單元基于上述各控制單元的輸出，生成開關元件的驅(qū)動脈沖。本發(fā)明中，當上述控制量的值超過了變換器的直流輸出電壓在固定頻率控制區(qū)域中能輸出的最大值的值時，從固定頻率控制切換為調(diào)頻控制。由此，降低因半導體開關元件間的回流電流而導致的導通損耗和關斷損耗，提高功率變換效率，擴大諧振型DC-DC變換器能輸出的電壓范圍。
【專利說明】諧振型DC-DC變換器的控制裝置
【技術領域】
[0001]本發(fā)明涉及控制諧振型DC-DC變換器的技術，該諧振型DC-DC變換器為獲得與直流電源絕緣的直流輸出電壓的DC-DC變換器，例如，適于作為電源電壓、輸出電壓在較大范圍內(nèi)進行變化的電池的充電器。
【背景技術】
[0002]圖14是現(xiàn)有的DC-DC變換器的主電路結(jié)構圖，記載在專利文獻I中。
圖14中，Ed為直流電源，Q1?Q4為作為半導體開關元件的MOSFET(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor:金屬氧化物半導體場效應晶體管),Tr為變壓器，Np為變壓器Tr的一次繞組(匝數(shù)也設為Np)，Ns同樣為二次繞組(匝數(shù)也設為Ns)，D1?D4為二極管，Sn1?Sn4為緩沖電路，L。為電感器，C。為電容器。此外，Vout, Rtn表示輸出端子，Vin表不直流輸入電壓，V0表不直流輸出電壓。
[0003]圖14中，利用由二極管D1?D4構成的橋式整流電路，對因MOSFETqi?Q4的開關而在變壓器Tr的二次繞組Ns中產(chǎn)生的交流電壓進行全波整流，將其變換成直流電壓。利用由電感器L。及電容器C。構成的平滑電路對該直流電壓進行平滑，并從輸出端子Vwt、Rtn將其輸出。
[0004]該現(xiàn)有技術中，為了抑制在二極管D1?D4反向恢復時產(chǎn)生的浪涌電壓，包括緩沖電路Sn1?Sn4。然而,開關頻率越高,緩沖電路Sn1?Sn4中的電阻損耗越會增大,存在作為DC-DC變換器的變換效率下降的問題。
[0005]接下來，圖15是現(xiàn)有的諧振型DC-DC變換器的主電路結(jié)構圖，記載在專利文獻2和專利文獻3中。
圖15中，變壓器Tr的一次繞組Np連接有構成LC串聯(lián)諧振電路的電感器L及電容器Cp關于其他兀件,標注與圖14相同的標號。
圖15的電路中，利用由二極管D1?D4構成的橋式整流電路，對在變壓器Tr的二次繞組凡中產(chǎn)生的交流電壓進行全波整流，將其變換成直流電壓。然后，利用平滑電容器C。對該直流電壓進行平滑，并從直流輸出端子V-、Rtn將其輸出。
[0006]在該現(xiàn)有技術中，在二極管D1?D4反向恢復時，二極管D1?D4的兩端電壓被鉗位于直流輸出電壓，因此，無需圖14所示的緩沖電路Sn1?Sn4，具有可獲得比圖14的電路要高的變換效率的特征。
[0007]作為對圖15所示的電路的直流輸出電壓進行控制的方法的一個示例，已知有專利文獻4所記載的調(diào)頻控制。
圖16表示專利文獻4所記載的調(diào)頻控制中的基準化頻率F與基準化電壓變換率M的關系。此處，基準化頻率F為圖15的開關元件Q1?Q4的開關頻率Fs、與由電感器L及電容器(；產(chǎn)生的串聯(lián)諧振頻率Fr的比率，由F = Fs/Fr來表示。
此外，基準化電壓變換率μ為對直流輸出電壓V。與直流輸入電壓Vin的比率(vyvin)乘以變壓器I；的匝數(shù)比n = Np/Ns后得到的值，由M = η.V0/Vin來表示。[0008]圖15所示的諧振型DC-DC變換器中，如圖16所示，根據(jù)負載的輕重，基準化頻率F及基準化電壓變換率M的特性發(fā)生變化。在輕負載的情況下，即使將基準化頻率F無限增加，基準化電壓變換率M也不會成為一定值以下，因此，輸出電壓范圍較窄。因而，在將該諧振型DC-DC變換器用于電池的充電器等的情況下，難以對過放電狀態(tài)的電池進行充電。
[0009]作為上述的輸出電壓范圍較窄的問題的解決對策，已知有專利文獻2所記載的調(diào)相控制和專利文獻3所記載的、在調(diào)頻控制與調(diào)相控制之間進行切換的控制方法。
[0010]圖17表示基于專利文獻2的調(diào)相控制中的基準化頻率F與基準化電壓變換率M的關系。
在專利文獻2所公開的技術中，通過如圖17所示使基準化頻率F為1、即，使開關頻率Fs與串聯(lián)諧振頻率Fr相等來進行調(diào)相控制(移相控制)，從而與圖16相比擴大了 DC-DC變換器的輸出電壓范圍。
[0011]此外，圖18表示專利文獻3所公開的調(diào)頻控制及調(diào)相控制中的基準化頻率F與基準化電壓變換率M的關系。
在專利文獻3所公開的技術中，如圖18所示，在從基準化頻率F到最大頻率Fmax為止的范圍內(nèi)進行調(diào)頻控制，對于在調(diào)頻控制下不可能輸出的電壓范圍，通過切換成將開關頻率^固定于最大頻率Fmax的 調(diào)相控制，從而與圖16相比擴大了輸出電壓范圍。
[0012]此處，圖19是表示以圖15所示的電路為對象進行調(diào)相控制的情況下的動作的時序圖，記載在專利文獻2中。作為其動作，例如，在一個周期T內(nèi)的時刻t2~t3的期間，使MOSFET Q1^Q3為導通狀態(tài)，在時刻t4~t5的期間，使MOSFET Q2、Q4為導通狀態(tài)，通過重復上述動作，從而生成由MOSFETqi~Q4構成的全橋式電路的輸出電壓Vuv為零的期間tram(換流期間)、和輸出電壓Vuv為+Vin或-Vin的期間tm(導通期間)。
上述導通期間tm為直流電源Ed的電壓施加于串聯(lián)諧振電路的期間，換流期間為直流電源Ed的電壓未施加于串聯(lián)諧振電路的期間，通過將使MOSFET Q1~Q4導通或截止的相位移動來控制導通期間tm，從而能將直流輸出電壓V?？刂茷橐?guī)定值。
現(xiàn)有技術文獻 專利文獻
[0013]專利文獻1:日本專利特開平I 一 295675號公報(第I頁右下欄第2行~第13行、圖3等)
專利文獻2:日本專利特開2010-11625號公報(第[0028]~[0037]段、圖1~圖4
等)
專利文獻3:日本專利特開2002-262569號公報(第[0014]、[0015]段、圖1等)
專利文獻4:日本專利特開2006-174571號公報(第[0009]~[0017]段、圖1~圖5
等)

【發(fā)明內(nèi)容】

發(fā)明所要解決的技術問題
[0014]在專利文獻2所公開的調(diào)相控制方法中，在將諧振型DC-DC變換器使用于像電池的充電器那樣直流輸入電壓、直流輸出電壓在較寬范圍內(nèi)變化的用途的情況下，存在以下問題。即，圖19中，因MOSFET QpQ3或MOSFET Q2、Q4的同時導通而導致電壓Vuv為零的換流期間越長，因?qū)顟B(tài)的MOSFET Q1, Q3間或MOSFET Q2, Q4間的回流電流而導致的導通損耗越大，作為DC-DC變換器的功率變換效率降低。
[0015]另一方面，在專利文獻3所記載的、在調(diào)頻控制與調(diào)相控制之間進行切換的控制方法中，能縮小在調(diào)相控制下動作的電壓范圍，因此，能降低因上述回流電流而導致的導通損耗。
然而，從圖18可知，存在如下問題:使開關頻率Fs在比串聯(lián)諧振頻率^要高的區(qū)域內(nèi)動作，在MOSFET Q1~Q4關斷的時刻，流過MOSFET的電流有時在諧振電流的峰值附近，因此，這會導致開關損耗增大、變換效率下降。
[0016]因而，本發(fā)明的目的在于擴大諧振型DC-DC變換器能輸出的電壓范圍。 此外，本發(fā)明的其他目的在于降低因半導體開關元件間的回流電流而導致的導通損耗和關斷損耗，提高諧振型DC-DC變換器的功率變換效率。
解決技術問題所采用的技術方案
[0017]為了解決上述課題，本發(fā)明涉及諧振型DC-DC變換器的控制裝置，包括:直流電源；全橋式電路，該全橋式電路的輸入側(cè)與直流電源兩端連接，且輸出側(cè)經(jīng)由串聯(lián)諧振電路與變壓器的一次繞組連接，并且，該全橋式電路由半導體開關元件構成；與變壓器的二次繞組連接的整流電路；以及與整流電路輸出側(cè)連接的平滑電容器，通過使半導體開關元件導通截止，使串聯(lián)諧振電路中流過諧振電流，從而經(jīng)由變壓器、整流電路及平滑電容器輸出直流電壓。
[0018]而且，本發(fā)明的控制裝置包括檢測與諧振型DC-DC變換器的負載狀態(tài)相對應的直流輸出電壓、直流輸出電流等電氣量并確定用于對半導體開關元件的導通截止進行控制的控制量的單元。此外，包括:調(diào)頻控制單元，該調(diào)頻控制單元基于所確定的控制量，在比串聯(lián)諧振電路的諧振頻率要低的頻率下對半導體開關元件進行調(diào)頻控制；在所述諧振頻率附近對半導體開關元件進行固定頻率控制的固定頻率控制單元；以及脈沖分配單元，該脈沖分配單元利用基于上述調(diào)頻控制單元及固定頻率控制單元的輸出的邏輯運算，生成半導體開關元件的驅(qū)動脈沖。
而且，本發(fā)明中，當上述控制量的值超過了諧振型DC-DC變換器的直流輸出電壓能在固定頻率控制區(qū)域中輸出的最大值時，從固定頻率控制切換為調(diào)頻控制。
[0019]此處，優(yōu)選為，固定頻率控制單元將控制量與由調(diào)頻控制單元生成的載波信號進行比較，生成脈沖寬度調(diào)制信號，從而對諧振型DC-DC變換器的半導體開關元件進行脈沖覽度調(diào)制控制。
[0020]此外，也可以為，固定頻率控制單元將控制量與載波信號進行比較，生成脈沖寬度調(diào)制信號，根據(jù)該脈沖寬度調(diào)制信號和由調(diào)頻控制單元生成的調(diào)頻信號，生成調(diào)相信號，對變換器的半導體開關元件進行調(diào)相控制。
[0021]進一步地，也可以為，固定頻率控制單元對變換器的半導體開關元件進行脈沖寬度調(diào)制控制和調(diào)相控制。
在此情況下，固定頻率控制單元將控制量與載波信號進行比較，生成脈沖寬度調(diào)制信號，根據(jù)該脈沖寬度調(diào)制信號和調(diào)頻信號，生成調(diào)相信號，并且，根據(jù)變換器的直流輸出電流或直流輸出電壓，在脈沖寬度調(diào)制控制和調(diào)相控制之間進行切換。 此外，也可以為，固定頻率控制單元在變換器啟動時進行脈沖寬度調(diào)制控制，在脈沖寬度比諧振頻率的半個周期要短的狀態(tài)下對平滑電容器進行初始充電之后，切換為調(diào)相控制。進一步地，也可以為，在對上述平滑電容器進行初始充電之后，切換為調(diào)頻控制。
另外，優(yōu)選為，上述控制量由誤差放大器等利用上述檢測值來確定，以使變換器的直流輸出電壓、直流輸出電流達到規(guī)定值。
發(fā)明效果
[0022]根據(jù)本發(fā)明，在串聯(lián)諧振電路的諧振頻率附近進行固定頻率控制，在比諧振頻率要低的頻率下進行調(diào)頻控制，從而可擴大諧振型DC-DC變換器能輸出的電壓范圍，并消除在固定頻率控制和調(diào)頻控制之間切換時的直流輸出電壓的變化。此處，固定頻率控制單元由脈沖寬度調(diào)制控制單元或調(diào)相控制單元構成，這些控制單元的主要部分可共用限制器、比較器等來實現(xiàn)。
此外，由于在諧振電流的半個周期過去后將半導體開關元件關斷，因此，關斷時的諧振電流瞬時值與諧振電流的峰值相比足夠小，能降低關斷損耗。進一步地，在調(diào)相控制時，越是輕負載時，半導體開關元件間的回流電流導致的導通損耗越是增加，但在本發(fā)明中，通過在輕負載時進行脈沖寬度調(diào)制控制，從而在變壓器的非勵磁期間，半導體開關元件全部為截止狀態(tài)，因此，不會產(chǎn)生回流電流，能降低導通損耗。
因此，根據(jù)本發(fā)明，能提高諧振型DC-DC變換器的功率變換效率。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0023]圖1是將本發(fā)明的實施方式的諧振型DC-DC變換器的主電路與控制裝置一起示出的電路圖。
圖2是表示本發(fā)明的實施方式中的基準化頻率與基準化電壓變換率之間的關系的特性圖。
圖3是表示本發(fā)明的實施方式中、使MOSFET導通截止的控制量與基準化頻率及占空比之間的關系的特性圖。
圖4是表示本發(fā)明的實施方式中的控制裝置的實施例1的框圖。
圖5是表示實施例1中的脈沖寬度調(diào)制控制時的控制動作的波形圖。
圖6是表示實施例1中的脈沖寬度調(diào)制控制時的主電路動作的波形圖。
圖7是表示實施例1中的調(diào)頻控制時的控制動作的波形圖。
圖8是表示實施例1中的調(diào)頻控制時的主電路動作的波形圖。
圖9是表示本發(fā)明的實施方式中的控制裝置的實施例2的框圖。
圖10是表示實施例2中的調(diào)相控制時的控制動作的波形圖。
圖11是表示實施例2中的調(diào)相控制時的主電路動作的波形圖。
圖12是表示實施例2中的調(diào)頻控制時的控制動作的波形圖。
圖13是表示本發(fā)明的實施方式中的控制裝置的實施例3的框圖。
圖14是現(xiàn)有的DC-DC變換器的主電路結(jié)構圖。
圖15是現(xiàn)有的諧振型DC-DC變換器的主電路結(jié)構圖。
圖16是用于說明現(xiàn)有的調(diào)頻控制特性的、表示基準化頻率與基準化電壓變換率之間的關系的特性圖。圖17是用于說明現(xiàn)有的調(diào)相控制特性的、表示基準化頻率與基準化電壓變換率之間的關系的特性圖。
圖18是表示在現(xiàn)有的調(diào)頻控制與調(diào)相控制之間進行切換的情況下、基準化頻率與基準化電壓變換率之間的關系的特性圖。
圖19是表不以圖15所不的電路為對象進行調(diào)相控制的情況下的動作的時序圖。
【具體實施方式】
[0024]以下，根據(jù)【專利附圖】

【附圖說明】本發(fā)明的實施方式。
首先，圖1是將本發(fā)明的實施方式的諧振型DC-DC變換器的主電路100與控制裝置Cont 一起示出的電路圖。
[0025]圖1的主電路100中，在直流電源Ed的兩端連接有由作為半導體開關元件的MOSFET Q1~Q4構成的全橋式電路。G1~G4是MOSFET Q1~Q4的柵極，以下，對柵極脈沖也標注相同的標號G1~G4來進行說明。
在MOSFET QpQ2的串聯(lián)連接點與MOSFET Q3、Q4的串聯(lián)連接點之間，電感器Lp變壓器Tr的一次繞組Np、電容器(；串聯(lián)連接。此處，電感器L及電容器(；構成LC串聯(lián)諧振電路。
[0026]在變壓器Tr的二次繞組Ns的兩端連接有由二極管D1~D4構成的橋式整流電路，在其直流輸出端子間連接有平滑電容器C。。此外，在平滑電容器C。的兩端連接有電阻Ra、Rb的串聯(lián)電路。
V?t、Rtn為直流輸出端子，Vin為直流輸入電壓，Vu為MOSFET Q1A2的串聯(lián)連接點的電壓，Vv為MOSFET Q3、Q4的串聯(lián)連接點的電壓，Vuv為Vu與Vv之間的差電壓。
[0027]在該電路中，設由電阻Ra、Rb對平滑電容器C。的兩端電壓進行分壓后得到的值為直流輸出電壓檢測值V。，從與上述橋式整流電路的負側(cè)線路連接的電流檢測器CT的輸出得到直流輸出電流檢測值I。。上述直流輸出電壓檢測值V。及直流輸出電流檢測值10輸入到控制裝置Cont，通過控制裝置Cont中的運算，生成作為MOSFET Q1~Q4的驅(qū)動脈沖的柵極脈沖G1~G4。將上述柵極脈沖G1~G4經(jīng)由未圖示的柵極驅(qū)動電路提供給MOSFET Q1~Q4,從而對MOSFET Q1~Q4進行開關。
此處，在由控制裝置Cont生成柵極脈沖G1~G4時，在直流輸出電壓檢測值V。及直流輸出電流檢測值10的基礎上，也可以追加使用變壓器Tr的一次電流Ip、二次電流Is的檢測值。
[0028]接下來，參照圖2，對本實施方式的控制特性進行說明。
圖2是表示基準化頻率F與基準化電壓變換率M之間的關系的特性圖，如前所述，基準化頻率F = Fs/Fr (Fs =MOSFET Q1~Q4的開關頻率，F(xiàn)r:諧振頻率)，基準化電壓變換率M =η.V0/Vin(η:變壓器Tr的匝數(shù)比，V0:直流輸出電壓，Vin:直流輸入電壓)。
[0029]圖1的控制裝置Cont包括以與由電感器L,及電容器(；構成的LC串聯(lián)諧振電路的諧振頻率^基本相等的開關頻率Fs進行固定頻率控制(即，在F = I的狀態(tài)下進行控制)的固定頻率控制單元、以及以比諧振頻率Fr要低的開關頻率匕進行調(diào)頻控制(即，在F<I的狀態(tài)下進行控制)的調(diào)頻控制單元。
在固定頻率控制區(qū)域中，當直流輸出電壓V。超過DC-DC變換器能輸出的最大值時，將控制方法從固定頻率控制切換為調(diào)頻控制。即，圖2中，從M = O起、到F = I的特性線與負載特性線(輕負載特性線、中負載特性線、重負載特性線)的交點為止的距離相當于固定頻率控制區(qū)域中能輸出的電壓范圍。
[0030]從圖2可知，在F = I的特性線與負載特性線的交點，與負載的輕重無關，基準化電壓變換率M為I。即，在固定頻率控制區(qū)域中，DC-DC變換器的直流輸出電壓的最大值為與M= I相當?shù)闹怠?br> 此外，通過將M超過I的區(qū)域設為調(diào)頻控制區(qū)域，從而在與固定頻率控制進行切換的前后，能無縫地進行切換，而不使DC-DC變換器的輸出電壓急劇變化。
[0031]圖3表示使MOSFET Q1~Q4導通截止的控制量λ、基準化頻率F及占空比Ds之間的關系。
關于控制量λ，基于圖1中的直流輸出電壓檢測值V。和直流輸出電流檢測值I。，利用誤差放大器等對其進行調(diào)整，以使得直流輸出電壓和直流輸出電流達到所希望的值。該控制量λ的范圍為O≤λ≤I。
關于占空比Ds，在后述的控制裝置Cont的實施例1 (圖4)中為各MOSFET的導通時間與開關周期之比，在控制裝置Cont的實施例2(圖9)中為圖1中的MOSFET QpQ2的串聯(lián)連接點的電壓Vu和MOSFET Q3> Q4的串聯(lián)連接點的電壓Vv的調(diào)相時間、與開關周期之比。
[0032]此處，圖3中，在λ超過Alim時，將基準化頻率F限制為Fmin。下面，說明其理由。 圖2中，在各負載特性中控制頻率F小于基準化電壓變換率M達到峰值的點時，處于
被稱為諧振丟失的狀態(tài)。若發(fā)生諧振丟失，則圖1中的串聯(lián)連接的兩個MOSFET中的一個MOSFET中流過的諧振電流換流至寄生二極管，在該時刻另一個MOSFET導通。此時，一個MOSFET的寄生二極管以急劇的電流變化率進行反向恢復，從而有時MOSFET會損壞。為了防止這種情況，圖3中，對圖2的特性中比重負載特性的基準化電壓變換率M達到峰值的頻率要高的頻率設定Fmin，在λ > λ lim的區(qū)域中，將基準化頻率F限制為Fmin。
[0033]接下來，圖4是表示本實施方式中的控制裝置Cont的實施例1的框圖。
圖4中，11是作為調(diào)頻控制單元的調(diào)頻電路，21是作為固定頻率控制單元的脈沖寬度調(diào)制電路，31是脈沖分配電路。從調(diào)頻電路11輸出的調(diào)頻信號Vpfm和從脈沖寬度調(diào)制電路21輸出的脈沖寬度調(diào)制信號Vpwm輸入到脈沖分配電路31，通過該脈沖分配電路31中的邏輯運算，生成MOSFET Q1~Q4的柵極脈沖G1-G4q
[0034]調(diào)頻電路11包括輸入“I”與控制量λ的偏差的限制器LIM1、輸入限制器LIM1的輸出信號的積分器INT1、對從積分器INT1輸出的載波信號Vta與基準電壓V1的大小關系進行比較的比較器CMP1、以及輸入比較器CMPi的輸出信號的作為分頻單元的T觸發(fā)器T-FF，從T觸發(fā)器T-FF輸出調(diào)頻信號Vpfm。
另外，比較器CMP1的基準電壓V1設定為與λ。相等的值。此外，設控制量λ如上述那樣基于直流輸出電壓檢測值V。和直流輸出電流檢測值10來生成。
[0035]將積分器INT1的積分時間常數(shù)調(diào)整為使得如圖3所示那樣，λ = λ。時F = I。由于該積分器INT1在作為其輸出的載波信號Vta達到λ。時被來自比較器CMP1的輸出信號(復位信號reset)復位，因此，載波信號Vta以呈鋸齒狀的方式進行動作。
此外，比較器CMPi的輸出信號被T觸發(fā)器T-FF分頻，從T觸發(fā)器T-FF輸出占空比50 %(Ds = 0.5)的調(diào)頻信號Vpfm0
[0036]另一方面，脈沖寬度調(diào)制電路21包括輸入控制量λ的限制器LIM2、以及對限制器LIM2的輸出信號與載波信號Vta的大小關系進行比較的比較器CMP2。而且，比較器CMP2的輸出信號作為脈沖寬度調(diào)制信號Vpwm輸入到脈沖分配電路31。
[0037]脈沖分配電路31包括輸入調(diào)頻信號Vpfm及脈沖寬度調(diào)制信號Vpwm的與門AND1、將調(diào)頻信號Vpfm的邏輯反轉(zhuǎn)的非門MOT1、輸入非門MOT1的輸出信號和脈沖寬度調(diào)制信號Vpwm的與門AND2、以及分別輸入與門AND” AND2的輸出信號的導通延遲電路DI\、DT2，作為導通延遲電路DT1的輸出，得到柵極脈沖匕、64，作為導通延遲電路DT2的輸出，得到柵極脈沖G2、g3。
上述導通延遲電路DI\、DT2為了防止MOSFET Q1^Q2同時導通或MOSFET Q3、Q4同時導通，將柵極脈沖Gp G4及柵極脈沖G2、G3延遲時間td。
[0038]上述調(diào)頻電路11的限制器UM1和脈沖寬度調(diào)制電路21的限制器UM2用于根據(jù)控制量λ，在調(diào)頻控制和利用固定頻率的脈沖寬度調(diào)制控制之間進行切換。此處，設定限制器UM1的下限值為1-λ。，上限值為圖3的Xlim，設定限制器UM2的下限值為0，上限值為圖3的λ。。
[0039]由此,在λ小于λ。時，積分器INT1的輸入信號限制為1-λ。，載波信號Vta的頻率成為一定，執(zhí)行利用固定頻率的脈沖寬度調(diào)制控制。
圖5是用于說明實施例1中的脈沖寬度調(diào)制控制時的控制裝置Cont的動作的波形圖，圖6是用于說明主電路的動作的波形圖。
如圖5所示，根據(jù)控制 量λ與載波信號Vta的大小關系，從比較器CMP2輸出脈沖寬度調(diào)制信號Vpwm。另一方面，從T觸發(fā)器T-FF輸出將比較器CMP1的輸出信號分頻后的調(diào)頻信號 Vpfm。
[0040]圖4的脈沖分配電路31內(nèi)的與門ANDp AND2利用脈沖寬度調(diào)制信號Vpwm、調(diào)頻信號Vpfm、及其反轉(zhuǎn)信號進行邏輯運算。此外，如圖5所示，利用導通延遲電路DI\、DT2對與門AND1, AND2的輸出信號附加延遲時間td，生成MOSFET Q1~Q4的柵極脈沖G1~G4。
利用柵極脈沖G1~G4對MOSFET Q1~Q4進行開關，從而圖1的主電路中的電壓Vuv成為圖5的下部所示的波形。
此外，包含電壓Vuv在內(nèi)，圖1的主電路中的各部分的電壓、電流波形如圖6所示。
[0041]接下來，在λ大于λ。時，根據(jù)λ的值，載波信號Vfe的頻率發(fā)生變化。此時，載波信號L的最大值為λ。，因此，比較器CMP2的輸出始終為高電平，執(zhí)行調(diào)頻控制。即，當控制量λ的值超過了諧振型DC-DC變換器的直流輸出電壓能在固定頻率控制區(qū)域中輸出的最大值時，從固定頻率控制切換為調(diào)頻控制。
圖7是用于說明實施例1中的調(diào)頻控制時的控制裝置Cont的動作的波形圖，圖8是用于說明主電路的動作的波形圖。
在調(diào)頻控制區(qū)域中，從圖8可知，在諧振電流的半個周期過去后將MOSFET關斷，因此，關斷時的諧振電流瞬時值與諧振電流的峰值相比足夠小，與變壓器Tr的勵磁電流(Ip的波形中的虛線部分)相等。因此，在本實施例中，能降低關斷損耗。
[0042]接下來，圖9是表示本實施方式中的控制裝置Cont的實施例2的框圖。圖9中，對與圖4相同的結(jié)構要素標注相同標號并省略說明，以下，以與圖4不同的部分為中心來進行說明。
圖9中，41是作為固定頻率控制單元的調(diào)相電路，該調(diào)相電路41包括限制器UM2、t匕較器CMP2、及異或門XORp對異或門XOR1輸入作為比較器CMP2的輸出的脈沖寬度調(diào)制信號Vpwm、作為T觸發(fā)器T-FF的輸出的調(diào)頻信號Vpfm，作為異或門XOR1的輸出的調(diào)相信號Vps及上述調(diào)頻信號Vpfm輸入到脈沖分配電路32。
[0043]脈沖分配電路32包括對調(diào)頻信號Vpfm附加延遲時間td而生成柵極脈沖G1的導通延遲電路DT1、使調(diào)頻信號Vpfm的邏輯反轉(zhuǎn)的非門NOT1、以及對非門NOT1的輸出信號附加延遲時間td而生成柵極脈沖G2的導通延遲電路DT2。脈沖分配電路32還包括對調(diào)相信號Vps附加延遲時間td而生成柵極脈沖匕的導通延遲電路DT3、使調(diào)相信號Vps的邏輯反轉(zhuǎn)的非門NOT2,以及對非門NOT2的輸出信號附加延遲時間td而生成柵極脈沖G4的導通延遲電路DT4。
[0044]圖10是用于說明實施例2中的調(diào)相控制時的控制裝置Cont的動作的波形圖，圖11是表示調(diào)相控制時的主電路動作的波形圖。圖12是用于說明調(diào)頻控制時的控制裝置Cont的動作的波形圖。另外，調(diào)頻控制時的主電路動作波形與圖8相同，因此，省略圖示及說明。
在該實施例2中，也根據(jù)λ與λ。的大小關系來輸出調(diào)頻信號Vpfm、脈沖寬度調(diào)制信號Vpwni，因此，圖10中的VpfD1、Vpwni的波形與圖4相同。但是，在實施例2中，如圖9、圖10所示，利用調(diào)頻信號Vpfm與脈沖寬度調(diào)制信號Vpwm的異或邏輯，生成調(diào)相信號Vps，該調(diào)相信號Vps與調(diào)頻信號Vpfm —起提供給脈沖分配電路32。
[0045]此處，在調(diào)相控制區(qū)域中，從圖11可知，在諧振電流變?yōu)榱愫髮OSFET關斷，因此，關斷時的諧振電流瞬時值與諧振電流的峰值相比足夠小，與變壓器Tr的勵磁電流(Ip的波形中的虛線部分)相等。因此，在本實施例中，也能降低關斷損耗。
[0046]圖13是表示本實施方式中的控制裝置Cont的實施例3的框圖。圖13中，對與圖9相同的結(jié)構要素標注相同標號并省略說明，以下，以與圖9不同的部分為中心來進行說明。
如圖13所示,實施例3的控制裝置Cont包括調(diào)頻電路11、調(diào)相電路41、調(diào)相/脈沖寬度調(diào)制切換電路51、及脈沖分配電路33。此處，調(diào)頻電路11和調(diào)相電路41的結(jié)構與圖9相同。
[0047]調(diào)相/脈沖寬度調(diào)制切換電路51包括狀態(tài)判別電路51a及D觸發(fā)器D_FF。以如下方式進行動作:狀態(tài)判別電路51a判別負載的大小、直流輸出電壓的大小等，將其判別結(jié)果輸入到D觸發(fā)器D-FF，利用得到的Q輸出及其反轉(zhuǎn)輸出，在調(diào)相控制和脈沖寬度調(diào)制控制之間進行切換。
對D觸發(fā)器D-FF輸入調(diào)頻信號Vpfm作為時鐘信號，D觸發(fā)器D-FF以所謂的前沿觸發(fā)方式進行動作。即，為了防止在狀態(tài)判別電路51a的狀態(tài)判別結(jié)果發(fā)生變化時柵極脈沖G1?G4在中途進行切換，使D觸發(fā)器D-FF在調(diào)頻信號Vpfm的上升沿的時刻進行動作，在調(diào)相控制和脈沖寬度調(diào)制控制之間進行切換。
[0048]在脈沖分配電路33中，調(diào)頻信號Vpfm輸入到與門ANDpAND5、或非門NOR1的各一個輸入端子、及非門NOT1。此外，調(diào)相信號Vps輸入到非門NOT2、與門AND4的一個輸入端子、與門AND5的另一個輸入端子、及或非門NOR1的另一個輸入端子。此外，非門NOTpNOT2的輸出分別輸入到與門AND2、AND3的各一個輸入端子。此外，與門AND5的輸出輸入到與門AND6的一個輸入端子，或非門NOR1的輸出輸入到與門AND7的一個輸入端子。
D觸發(fā)器D-FF的Q輸出輸入到與門ANDi?AND4的各另一個輸入端子，D觸發(fā)器D-FF的反轉(zhuǎn)輸出輸入到與門and6、and7的各另一個輸入端子。
[0049]與門ANDi~AND4的輸出分別輸入到或門OR1~OR4的各一個輸入端子。此外，與門AND6的輸出輸入到或門ORpOR4的各另一個輸入端子，與門AND7的輸出輸入到或門0R2、OR3的各另一個輸入端子。
而且，或門OR1~OR4的輸出分別輸入到導通延遲電路DT1~DT4，被附加了延遲時間td，并作為MOSFET Q1~Q4的柵極脈沖G1~G4輸出。
[0050]通常，在調(diào)相控制時，越是輕負 載，在MOSFET間電流回流的期間越長，存在導通損耗增加的問題。因此，本實施例中，狀態(tài)判別電路51a檢測出變?yōu)檩p負載這一情況，經(jīng)由D觸發(fā)器D-FF切換成脈沖寬度調(diào)制控制。由此，圖1中的變壓器Tr的非勵磁期間內(nèi)，各MOSFET全部變成截止狀態(tài)，因此，MOSFET間不會產(chǎn)生回流電流，能降低導通損耗。
[0051]此外，在DC-DC變換器100啟動時等直流輸出側(cè)的平滑電容器C。未被充電的狀態(tài)下進行調(diào)相控制、調(diào)頻控制的情況下，可能會發(fā)生上述諧振丟失，因MOSFET的反向恢復導致MOSFET損壞。作為其對策，優(yōu)選為，狀態(tài)判別電路51a基于直流輸出電壓V。，檢測出DC-DC變換器100處于啟動狀態(tài)這一情況。而且，啟動時，經(jīng)由D觸發(fā)器D-FF，利用與諧振頻率^的半個周期相比足夠短的寬度的脈沖進行脈沖寬度調(diào)制控制，將平滑電容器C。初始充電至某一電壓，之后切換為調(diào)相控制或調(diào)頻控制，從而能防止上述反向恢復的發(fā)生，保護MOSFET。
[0052]另外，圖4、圖9、圖13所示的控制裝置Cont的實施例1~3可以由模擬電路來實現(xiàn)，也可以由具有相同功能的數(shù)字控制單元來實現(xiàn)。
工業(yè)上的實用性
[0053]本發(fā)明可適用于以對混合動力汽車、電動車等的電池進行充電的車載用充電裝置為代表的、用于獲得規(guī)定的直流電壓的各種諧振型DC-DC變換器。
標號說明
[0054]Ed:直流電源 Q1' Q2、Q3、Q4:M0SFET Lr:電感器
C；、C。:電容器 Tr:變壓器 Np: 一次繞組 Ns: 二次繞組 D1、D2、D3、D4:二極管 Ra、Rb:電阻 LIM1^LIM2:限制器 INT1:積分器 CMPpCMP2:比較器 T-FF:T觸發(fā)器 D-FF:D觸發(fā)器 XOR1:異或門 AND1~AND7:與門OR1?OR4:或門NOVNOT2:非門NOR1:或非門
DT1?DT4:導通延遲電路
Cont:控制裝置
CT:電流檢測器
11:調(diào)頻電路
21:脈沖寬度調(diào)制電路
31、32、33:脈沖分配電路
41:調(diào)相電路
51:調(diào)相/脈沖寬度調(diào)制切換電路51a:狀態(tài)判別電路100:主電路
【權利要求】
1.一種諧振型DC-DC變換器的控制裝置，其包括: 直流電源； 全橋式電路，該全橋式電路的輸入側(cè)與所述直流電源的兩端連接，且輸出側(cè)經(jīng)由串聯(lián)諧振電路與變壓器的一次繞組連接，并且，該全橋式電路由半導體開關元件構成； 與所述變壓器的二次繞組連接的整流電路；以及 與所述整流電路的輸出側(cè)連接的平滑電容器， 通過使所述半導體開關元件導通截止，使諧振電流流過所述串聯(lián)諧振電路，從而經(jīng)由所述變壓器、所述整流電路及所述平滑電容器輸出直流電壓，其特征在于，包括: 檢測與所述諧振型DC-DC變換器的負載狀態(tài)相對應的電氣量并確定用于對所述半導體開關元件的導通截止進行控制的控制量的單元； 調(diào)頻控制單元，該調(diào)頻控制單元基于所述控制量，以比所述串聯(lián)諧振電路的諧振頻率要低的頻率對所述半導體開關元件進行調(diào)頻控制； 固定頻率控制單元，該固定頻率控制單元基于所述控制量，在所述諧振頻率附近對所述半導體開關元件進行固定頻率控制；以及 脈沖分配單元，該脈沖分配單元基于所述調(diào)頻控制單元及所述固定頻率控制單元的輸出，生成所述半導體開關元件的驅(qū)動脈沖， 當所述控制量的值超過了所述諧振型DC-DC變換器的直流輸出電壓能在固定頻率控制區(qū)域中輸出的最大值時，從由所述固定頻率控制單元進行的控制動作切換為由所述調(diào)頻控制單元進行的控制動作。
2.如權利要求1所述的諧振型DC-DC變換器的控制裝置，其特征在于， 所述固定頻率控制單元對所述半導體開關元件進行脈沖寬度調(diào)制控制。
3.如權利要求2所述的諧振型DC-DC變換器的控制裝置，其特征在于， 所述固定頻率控制單元將所述控制量與由所述調(diào)頻控制單元生成的載波信號進行比較，從而生成脈沖寬度調(diào)制信號。
4.如權利要求1所述的諧振型DC-DC變換器的控制裝置，其特征在于， 所述固定頻率控制單元對所述半導體開關元件進行調(diào)相控制。
5.如權利要求4所述的諧振型DC-DC變換器的控制裝置，其特征在于， 所述固定頻率控制單元將所述控制量與由所述調(diào)頻控制單元生成的載波信號進行比較，從而生成脈沖寬度調(diào)制信號，根據(jù)該脈沖寬度調(diào)制信號和由所述調(diào)頻控制單元生成的調(diào)頻信號，生成調(diào)相信號。
6.如權利要求1所述的諧振型DC-DC變換器的控制裝置，其特征在于， 所述固定頻率控制單元對所述半導體開關元件進行脈沖寬度調(diào)制控制和調(diào)相控制。
7.如權利要求6所述的諧振型DC-DC變換器的控制裝置，其特征在于， 所述固定頻率控制單元將所述控制量與由所述調(diào)頻控制單元生成的載波信號進行比較，從而生成脈沖寬度調(diào)制信號，根據(jù)該脈沖寬度調(diào)制信號和由所述調(diào)頻控制單元生成的調(diào)頻信號，生成調(diào)相信號，并且，根據(jù)所述諧振型DC-DC變換器的直流輸出電流或直流輸出電壓，在脈沖寬度調(diào)制控制和調(diào)相控制之間進行切換。
8.如權利要求7所述的諧振型DC-DC變換器的控制裝置，其特征在于， 所述固定頻率控制單元在所述諧振型DC-DC變換器啟動時進行脈沖寬度調(diào)制控制，在脈沖寬度比所述串聯(lián)諧振電路的諧振頻率的半個周期要短的狀態(tài)下對所述平滑電容器進行初始充電之后，切換為調(diào)相控制。
9.如權利要求2所述的諧振型DC-DC變換器的控制裝置，其特征在于， 在所述諧振型DC-DC變換器啟動時，所述固定頻率控制單元進行脈沖寬度調(diào)制控制，在脈沖寬度比所述串聯(lián)諧振電路的諧振頻率的半個周期要短的狀態(tài)下對所述平滑電容器進行初始充電之后，切換為由所述調(diào)頻單元進行的調(diào)頻控制。
10.如權利要求1至9中任一項所述的諧振型DC-DC變換器的控制裝置，其特征在于， 使用所述諧振型DC-DC變換器的直流輸出電壓檢測值及直流輸出電流檢測值，以確定所述控 制量。
【文檔編號】H02M3/28GK104040861SQ201280066796
【公開日】2014年9月10日 申請日期:2012年12月20日 優(yōu)先權日:2012年2月3日
【發(fā)明者】西川幸廣 申請人:富士電機株式會社