一種開關(guān)穩(wěn)壓電路的制作方法
【專利摘要】一種開關(guān)穩(wěn)壓電路，用于控制一個開關(guān)穩(wěn)壓器，此開關(guān)穩(wěn)壓器具有（1）包括一個或多個開關(guān)晶體管的開關(guān)，（2）包括一個輸出電容的在穩(wěn)定的電壓下給負載供給電流的輸出。當輸出端的電壓由于輸出電容的充電能夠基本上保持在調(diào)節(jié)后的電壓時，上述控制電路生成一個或多個控制信號以關(guān)斷開關(guān)晶體管。這樣的控制電路尤其在低電流水平下可提高穩(wěn)壓器電路的工作效率。
【專利說明】一種開關(guān)穩(wěn)壓電路
【技術(shù)領(lǐng)域】:
[0001]本發(fā)明涉及一種開關(guān)穩(wěn)壓器電路。更具體地，本發(fā)明涉及開關(guān)穩(wěn)壓電路中可在寬電流范圍內(nèi)保持高效的控制電路和方法。
【背景技術(shù)】:
[0002]電壓調(diào)節(jié)器的目的是為負載提供一種預定的和恒定的輸出電壓，而輸入電壓源可能是波動的。一般來說，有兩種不同類型的穩(wěn)壓器:串聯(lián)穩(wěn)壓器和開關(guān)穩(wěn)壓器。
[0003]串聯(lián)穩(wěn)壓器采用與負載串聯(lián)耦合在一起的元件(例如功率晶體管)，以控制該元件兩端的電壓降，從而調(diào)節(jié)出現(xiàn)在負載端的電壓。與此相反，開關(guān)穩(wěn)壓器采用的開關(guān)(例如功率晶體管)與負載串聯(lián)或并聯(lián)耦合連接。穩(wěn)壓器控制開關(guān)的開啟和關(guān)閉，以調(diào)節(jié)供給負載的功率。開關(guān)穩(wěn)壓器采用電感能量存儲元件，從而將電流脈沖轉(zhuǎn)換成穩(wěn)定的負載電流。因此，開關(guān)穩(wěn)壓器的功率以離散的電流脈沖形式被發(fā)送，而在一個串聯(lián)穩(wěn)壓器中，穩(wěn)壓器的功率以穩(wěn)定的電流形式被發(fā)送。
[0004]為了產(chǎn)生電流脈沖，開關(guān)穩(wěn)壓器通常包括控制電路，以打開和關(guān)閉開關(guān)。開關(guān)的占空比(它控制向負載提供的功率)可以通過多種方法來改變。例如，占空比可以通過以下方法改變:(I)固定脈沖頻率而改變各脈沖的占空比，(2)固定各脈沖的占空比而改變脈沖頻率。
[0005]不管采用哪種方法控制占空比，開關(guān)穩(wěn)壓器一般都比串聯(lián)穩(wěn)壓器的效率更高。在串聯(lián)穩(wěn)壓器中，旁路元件一般工作在其線性區(qū)域，在線性區(qū)域內(nèi)，旁路元件連續(xù)導通電流。這將導致晶體管連續(xù)的功率耗散。相反，在開關(guān)穩(wěn)壓器中，開關(guān)處于斷開狀態(tài)(這種狀態(tài)下沒有功率耗散)或?qū)顟B(tài)(低阻抗狀態(tài)，這種狀態(tài)下有較小的功率耗散)。這種差異在操作時通常會導致開關(guān)穩(wěn)壓器的平均功耗的減少。
[0006]當穩(wěn)壓器的輸入-輸出端電壓差較大時，上述效率上的差異將更加清晰。例如，等效功能下，串聯(lián)穩(wěn)壓器的效率低于25%，而開關(guān)穩(wěn)壓器的效率可以大于75%。
[0007]由于開關(guān)穩(wěn)壓器與串聯(lián)穩(wěn)壓器相比有更高的效率，開關(guān)穩(wěn)壓器通常采用電池供電系統(tǒng)，如便攜式筆記本電腦和手持式儀器。在這樣的系統(tǒng)中，當開關(guān)穩(wěn)壓器的電流接近額定值時(例如筆記本電腦的磁盤和硬盤驅(qū)動器都在工作時)，整個電路的效率可以很高。然而，效率通常是一個與輸出電流相關(guān)的函數(shù)，并且輸出電流減小時功率減小。這種效率的降低一般是由于操作開關(guān)穩(wěn)壓器造成的損失。這些損失包括:穩(wěn)壓器中控制電路的靜態(tài)電流損耗、開關(guān)損耗(開關(guān)驅(qū)動的電流損耗和電感/變壓器的繞組和磁芯損耗)。
[0008]在電池供電的系統(tǒng)中，開關(guān)穩(wěn)壓器在低輸出電流時效率的減少便很重要，這將使電池的壽命最大化。
[0009]鑒于上述情況，提供高效率的開關(guān)穩(wěn)壓器是需要的。
[0010]在開關(guān)穩(wěn)壓電路中，提供在寬電流范圍(包括低輸出電流)內(nèi)保持高效的控制電路和方法也是需要的。
【發(fā)明內(nèi)容】
:
[0011]因此，本發(fā)明的一個目的是提供一種高效的開關(guān)穩(wěn)壓器。
[0012]本發(fā)明的另一個目的是在開關(guān)穩(wěn)壓電路中，提供在寬電流范圍(包括低輸出電流)內(nèi)保持聞效的控制電路和方法。
[0013]本發(fā)明的技術(shù)解決方案:
[0014]根據(jù)上述和其它的目的，本發(fā)明提供了一種電路和方法用于控制一個開關(guān)穩(wěn)壓器，它包括(I)包括一個或多個開關(guān)晶體管的開關(guān)，(2)適于在一個穩(wěn)定的電壓下為負載供給電流的輸出，它包括一個輸出電容。當輸出端的電壓由于輸出電容的充電能夠基本上保持在調(diào)節(jié)后的電壓時(例如低輸出電流時)，上述控制電路生成一個或多個控制信號以關(guān)斷開關(guān)晶體管。在這個期間，負載不從輸入功率源消耗功率。因此，穩(wěn)壓器的將效率增加。如果需要的話，開關(guān)穩(wěn)壓器中的其它元件也可以被特地關(guān)斷以節(jié)省功耗。本發(fā)明的這種額外功能可以進一步提聞整體穩(wěn)壓器電路的效率。
[0015]本發(fā)明的電路和方法可用于控制開關(guān)穩(wěn)壓器電路中多種類型的開關(guān)，包括使用一個或多個功率晶體管的開關(guān)。此外，本發(fā)明的電路和方法可用于不同類型的開關(guān)穩(wěn)壓器中，包括電壓降、電壓升和極性反轉(zhuǎn)電路。
[0016]此外，響應于開關(guān)穩(wěn)壓器的輸入電壓和輸出電壓，本發(fā)明的電路和方法可以改變開關(guān)晶體管的關(guān)斷時間。在低輸入電壓情況下，本發(fā)明的這一特征可以降低從開關(guān)穩(wěn)壓器獲得的可聽噪聲。在一些穩(wěn)壓器的輸出電壓短路期間，它也減少了潛在的電流失控。
[0017]對比專利文獻:CN202385004U —種電源穩(wěn)壓開關(guān)電路201220019682.7，CN203251234U 開關(guān)電源穩(wěn)壓電路 201320245393.3
【專利附圖】

【附圖說明】:
[0018]圖1是一個典型的現(xiàn)有技術(shù)的開關(guān)穩(wěn)壓器電路示意圖，包括一對同步切換的MOSFET 開關(guān)；
[0019]圖2是一個開關(guān)穩(wěn)壓器電路示意圖，通過本發(fā)明的高效控制電路來驅(qū)動開關(guān)，包括一對同步切換的MOSFET ；
[0020]圖3是一個開關(guān)穩(wěn)壓器電路示意圖，通過本發(fā)明的高效控制電路來驅(qū)動開關(guān)，包括一個開關(guān)MOSFET和一個開關(guān)二極管；
[0021]圖4是一個開關(guān)穩(wěn)壓器電路示意圖，通過本發(fā)明的高效控制電路以“用戶激活”形式來驅(qū)動開關(guān)，包括一對同步切換的MOSFET ；
[0022]圖5是一個開關(guān)穩(wěn)壓器電路示意圖，通過本發(fā)明的可變關(guān)斷時間控制電路；
[0023]圖6是圖5中可變關(guān)斷時間控制電路的一個詳細不意圖；
[0024]圖7是一個詳細的開關(guān)穩(wěn)壓器電路示意圖，通過本發(fā)明的可變關(guān)斷時間和高效控制電路來驅(qū)動開關(guān)，包括一對同步切換的MOSFET ；
[0025]圖8是一個開關(guān)穩(wěn)壓器電路示意圖，通過本發(fā)明的一個電路防止輸出電感中電流的極性反轉(zhuǎn)；
[0026]圖9是一個開關(guān)穩(wěn)壓器電路示意圖，通過本發(fā)明升壓配置的高效控制電路來驅(qū)動開關(guān);
[0027]圖10是一個開關(guān)穩(wěn)壓器電路示意圖，通過本發(fā)明極性反轉(zhuǎn)配置的高效控制電路 來驅(qū)動開關(guān)。
【具體實施方式】:
[0028]圖1是一個典型的現(xiàn)有技術(shù)的開關(guān)穩(wěn)壓器電路示意圖，采用推挽開關(guān)。
[0029]參照圖1，電路10被用來在端子12提供調(diào)節(jié)過的直流輸出電壓Vtot (例如5伏)，用于驅(qū)動負載14，其中，負載14可能是一個便攜式計算機或其它電池供電的系統(tǒng)。電路10從端子14連接到未經(jīng)穩(wěn)壓的電源電壓Vin(例如一個12伏的電池)。電路10包括推挽式開關(guān)15、驅(qū)動電路20、輸出電路30和控制電路35。
[0030]驅(qū)動器電路20用來驅(qū)動推挽式開關(guān)15，它包括兩個同步交換功率M0SFET16(p溝道)和17 (η溝道)，它們在電源Vin和地之間串聯(lián)。推挽式開關(guān)15與驅(qū)動電路20相結(jié)合，通常被稱為“半橋”配置。M0SFET16和17被用來交替地將電流提供給輸出電路30，該電路包括電感32 (LI)和輸出電容34 (C0ut)o輸出電路30將供給的交流電變得平滑，從而使負載12得到一個調(diào)節(jié)電壓VQUT。為了供給交流電流，M0SFET16和17分別由P溝道驅(qū)動器26和N溝道驅(qū)動器27驅(qū)動，而后者都由控制電路35控制。
[0031]控制電路35包括:單觸發(fā)電路25，它提供一個恒定的關(guān)斷脈沖(例如2至10微秒)，在此期間，M0SFET16和M0SFET17分別由驅(qū)動器26和27保持關(guān)斷和導通。否則，單觸發(fā)電路25提供一個導通脈沖，在這段時間內(nèi)，MOSFET16和M0SFET17分別被保持導通和關(guān)斷。因此，單觸發(fā)電路25交替地導通和關(guān)斷M0SFET16和17，從而為輸出電路30提供一個交替的電流供應，單觸發(fā)電路25的占空比由電流比較器39控制。
[0032]控制電路35通過電阻分壓器網(wǎng)絡R1/R2 (36A/36B)監(jiān)測輸出電壓VQUT，以提供與輸出電壓Vtm成比例的反饋電壓VFB?？刂齐娐?5還監(jiān)測通過電感LI的電流Iy以提供一個與電感電流込成比例的反饋電流Ifb。電路10通過控制電感電流Iy使得反饋電壓Vfb調(diào)節(jié)到基本上等于由參考電路37提供的參考電&VKEF。隨著反饋電壓Vfb被調(diào)節(jié)，輸出電壓Vout被調(diào)節(jié)到更高的電壓比率(R1+R2與R2的比值)。
[0033]跨導放大器38用于比較反饋電壓Vfb和參考電壓VKEF。電路10以如下形式調(diào)節(jié)輸出電壓VQUT。在每個周期中，當開關(guān)15閉合時，P溝道M0SFET16導通，流過電感LI的電流Il增大，而增大的速率依賴于VIN-VQUT。當Il上升到由跨導放大器38的輸出38A決定的閾值時，電流比較器39觸發(fā)單觸發(fā)脈沖，啟動開關(guān)15的“關(guān)斷”周期。在“關(guān)斷”周期中，單穩(wěn)態(tài)電路25保持P溝道M0SFET16關(guān)斷和N溝道M0SFET17閉合。這反過來又導致電感LI中的電流L下降，而下降的速率取決于因此，控制開關(guān)15關(guān)斷的占空比，從而使得電流Ilj在端子12上產(chǎn)生一個穩(wěn)定的輸出電壓Votjt。
[0034]隨著輸出負載電流的增加，電阻R2 (36B)兩端的電壓降將減小。這轉(zhuǎn)化為跨導放大器38輸入38B上一個小的誤差電壓，此誤差電壓將導致輸出38A增加，從而為電流比較器39設(shè)定較高的閾值。相應地，電感LI中的電流k增大到所需要的水平，以支持負載電流。
[0035]由于單觸發(fā)電路25的關(guān)斷時間(tQFF)是恒定的，開關(guān)穩(wěn)壓器電路10在電感LI中有一個恒定的紋波電流，從而產(chǎn)生一個恒定的輸出電壓但有一個隨輸入電壓而變化的頻率。紋波的振蕩頻率由下式給出:[0037]圖1中電路10的第一個缺點是在較低的輸入電壓Vin時，紋波的振蕩頻率fKIF可能減小到較低的水平。這是可能發(fā)生的，例如，當一個電池供電的開關(guān)穩(wěn)壓器電路幾乎沒電時。這時電感LI可能產(chǎn)生和發(fā)出噪聲，而這是采用穩(wěn)壓電路的移動設(shè)備的用戶所不希望的。
[0038]電路10的第二個缺點是當輸出電壓Vqut接地時，電感電流込沒有得到很好的控制。電感的電流和電壓之間的基本關(guān)系由下式給出:di/dt=V/L。這意味著電感LI中的電流Il在關(guān)斷期間衰減的速率依賴于電感LI兩端的電壓，而這個電壓是Vqut和N溝道M0SFET17的漏極-源極電壓Vds的差。當Vott趨近于零，而Vds也非常低時，將導致在時間段內(nèi)電感LI的電流込衰減較小。然而，在每個關(guān)斷周期內(nèi)，P溝道M0SFET16導通，直到電流比較器39再觸發(fā)單觸發(fā)控制電路25。即使在最短的時間內(nèi)P溝道M0SFET16導通，電感LI中的電流L可能會以超過它在時間段內(nèi)減小的速率增加。這可能會導致一個失控狀況，在該失控狀況下的短路電流可能達到破壞性水平。
[0039]電路10的第三個缺點是由電感LI中恒定的紋波電流引起的。在關(guān)斷周期內(nèi)，電感LI中的電流L總是以相同的速率逐漸下降，而無論穩(wěn)壓器的輸出電流為何值。在輸出電流較低時，這可能會導致電感LI中的電流極性反轉(zhuǎn)，而從負載獲取功率。在接下來的閉合周期期間，該電流再次變?yōu)檎担沟闷骄姼须娏鞯扔谪撦d電流。此恒定紋波電流會造成相關(guān)的損失，由于開關(guān)15的MOSFET柵極的充電和放電將造成開關(guān)損失，這會造成低輸出電流時效率的降低。如果電感LI中的電流反轉(zhuǎn)并通過N溝道M0SFET17從負載吸取功率，這種情況會更加嚴重。
[0040]電路10的第四個缺點是門電路驅(qū)動P溝道M0SFET16和N溝道M0SFET17。延遲被納入驅(qū)動器26和27，以確保一個功率MOSFET在其他閉合之前關(guān)斷。如果兩個MOSFET之間沒有足夠的死區(qū)時間(例如由于設(shè)備、電路處理或溫度變化)，電流將直接從輸入電源Vin流至地。這種“短路”情況將極大地降低效率，而且在某些情況下可能會過熱并摧毀功率MOSFET。
[0041]圖2是一個開關(guān)穩(wěn)壓器電路示意圖，通過本發(fā)明的高效控制電路來驅(qū)動開關(guān)，包括一對同步切換的MOSFET。
[0042]與圖1類似，開關(guān)穩(wěn)壓電路50包括推挽開關(guān)15、驅(qū)動電路20和輸出電路30。電路50還包括本發(fā)明的高效率控制電路的一個實例70。
[0043]與圖1類似，控制電路70包括單觸發(fā)電路25、電流比較器39和放大器38。然而，除了這些元件，控制電路70還包括恒定電流源72 (Il)和滯后比較器74，用于在低的平均電流下提供高效率的操作。
[0044]正如下面更詳細的討論，恒定電流源72和比較器74允許推挽開關(guān)15進入下面的狀態(tài):M0SFET16和17同時關(guān)斷，輸出電壓Vqut由于輸出電容Cqut可以基本上等于調(diào)節(jié)電壓V.。這種操作狀態(tài)在本文中被稱為“睡眠模式”。如果要使圖1中的推挽開關(guān)15進入這樣的睡眠模式，M0SFET16和17其中的一個在任何時候都導通。本發(fā)明的這一特征降低了穩(wěn)壓器電路的功耗，因為推挽開關(guān)15不消耗功率，或允許電源在睡眠模式中由接負載&轉(zhuǎn)而接地。
[0045]此外，如果推挽開關(guān)15在上述睡眠模式，穩(wěn)壓器電路可以斷開一些并不需要工作的其它電路器件。例如，對于本發(fā)明的圖2實施，單觸發(fā)電路25、電流比較器39、電流源72和放大器38也可以被關(guān)閉使之處于睡眠模式。如果只有推挽開關(guān)15被保持在睡眠模式下，本發(fā)明的這一特征允許穩(wěn)壓器電路工作在更高的效率下。
[0046]在高負載電流下(例如大于最大額定輸出電流的20%)，控制電路70的操作類似于圖1中的控制電路35。如圖2所示，反饋電流Ifb再次被提供到電流比較器39的非反相輸入端。偏移電壓(76)最好內(nèi)置到放大器38內(nèi)，反饋電壓Vfb稍低于參考電壓Vkef,從而保證在高電流條件下遲滯比較器74輸出高電平。當反饋電流Ifb超過供給到比較器39反相輸入端的電流時，比較器39的輸出變?yōu)楦唠娖?，以便啟動開關(guān)到關(guān)斷周期。
[0047]在關(guān)斷周期內(nèi)，單觸發(fā)電路25的輸出25A的是高電平時，將P溝道M0SFET16關(guān)斷并且N溝道M0SFET17閉合。單觸發(fā)電路25所設(shè)定的一個恒定時間后，輸出25A變?yōu)榈碗娖?，從而啟動下一個閉合周期，其中P溝道MOSFET16閉合，N溝道MOSFET17關(guān)斷。
[0048]根據(jù)本發(fā)明，在低輸出電流水平下，調(diào)節(jié)器電路50以如下方式進入睡眠模式。遲滯比較器74監(jiān)測反饋電壓VFB，并且當Vfb超過一個預定的電壓值(參考電壓Vkef)時變?yōu)榈碗娖健＿@表示輸出電壓Vtm超過一個預定的電壓值(調(diào)節(jié)電壓V.)。由于恒定電流源72與放大器38并聯(lián)耦合，在較低的平均輸出電流時將會出現(xiàn)上述過壓狀況。在過壓條件下，MOSFET16和17由與門66和與非門68保持關(guān)斷。
[0049]恒流源11為電流比較器39設(shè)置了一個最小的反饋電流閾值。這將會為電感器LI設(shè)置一個最小電流，它在每個閉合周期觸發(fā)比較器39。根據(jù)本發(fā)明，電流比較器39被保持閉合，否則將導致它觸發(fā)。因此，為電感器LI提供比所需更多的電流，以維持輸出電壓Vqut大致等于調(diào)節(jié)電壓V.。最后，Vott將開始超過調(diào)節(jié)電壓V.，造成反饋電壓Vfb在一個預定的電壓值Vkef下觸發(fā)遲滯比較器74。當比較器74觸發(fā)后，其輸出變?yōu)榈碗娖绞箖蓚€M0SFET16和17關(guān)斷，從而使穩(wěn)壓器電路進入睡眠模式。
[0050]在上述的睡眠模式中，M0SFET16和17是同時關(guān)斷的，輸出負載14基本上由輸出電容Qm決定。遲滯比較器74監(jiān)測反饋電壓VFB，當Vtot下降到一定水平時，驅(qū)動電路20不再處于睡眠模式(其中M0SFET16和17都被關(guān)斷)，從而重新為負載14提供電流。如果負載電流仍然偏低，Cout充電至超過V.的電壓水平，經(jīng)過幾個周期后，反饋電壓Vfb再次觸發(fā)比較器74。
[0051 ] 因此，在輕負載時，控制電路70使M0SFET16和M0SFET17關(guān)斷，此時它們并不需要保持輸出電壓在調(diào)節(jié)電壓水平，而是由輸出電容Qm完成這樣的功能。當在這種模式下的輸出電壓下降到低于調(diào)節(jié)電壓水平時，控制電路70使開關(guān)15閉合，從而為輸出電容Qjut充電至超過調(diào)節(jié)電壓。因此，Vout將在上下閾值之間振蕩，其參數(shù)由比較器74的滯后電壓乘以(R1+R2)與R2的比值決定。穩(wěn)壓器“喚醒”從而為輸出電容Cqut充電的速率會自動地適應負載電流，即使在低輸出電流下也可保持高效率。
[0052]按照本發(fā)明，當輸出電流足夠低從而允許輸出電容Qm維持輸出電壓基本上等于調(diào)節(jié)電壓時，控制電路70使M0SFET16和17保持關(guān)斷。通常情況下，MOSFET16和17被保持關(guān)斷即使開關(guān)穩(wěn)壓器提供一個穩(wěn)定的電壓時，這個關(guān)斷的時間可以從小于100微秒延伸至超過幾秒鐘(對于100千赫茲的開關(guān)頻率，分別對應于幾個開關(guān)周期和幾百至上千開關(guān)周期)。這樣的關(guān)斷時間通?？梢垣@得較高效率(例如超過90%)，而輸出電流范圍可以超過100:1。除開關(guān)晶體管外，其他的器件也可以在這期間被保持關(guān)斷，因此甚至可以獲得更高的效率。
[0053]如圖2所示，開關(guān)穩(wěn)壓器50的控制電路70被用來驅(qū)動一個同步切換開關(guān)，這個開關(guān)包括M0SFET16和17。如本文所用，術(shù)語“同步切換開關(guān)”是指包括兩個開關(guān)晶體管的開關(guān)，它在一個穩(wěn)定的電壓下為負載供給電流。圖3示出了本發(fā)明的高效率控制電路的第二個實例，它適于驅(qū)動降壓的配置包括一個開關(guān)晶體管和開關(guān)二極管的開關(guān)電路。
[0054]如圖3所示，開關(guān)穩(wěn)壓電路100包括開關(guān)115，它由P溝道M0SFET116和二極管118組成。開關(guān)115由驅(qū)動器120驅(qū)動，它由P溝道驅(qū)動器126組成。開關(guān)115的閉合和斷開由控制電路125控制。由于控制電路125僅用于驅(qū)動一個MOSFET (相對于圖2中的控制電路70)，它只有一個輸出端子125A (與非門68的輸出端)。
[0055]與圖2中的控制電路70類似，控制電路125包括電流比較器39、放大器38、滯后比較器74、單觸發(fā)電路25。對于圖2，在較低的平均輸出電流下，恒定電流源72用于為電感LI提供過量電流，以便使輸出電壓Vtot增加至調(diào)節(jié)電壓V.之上，這時輸出電壓可以基本上由輸出電容Cqut提供。在期間，P溝道M0SFET116保持在睡眠模式下，以便增加電路的效率。
[0056]如上面所討論的，圖2中的控制電路70和圖3中的控制電路125在較低的平均輸出電流下分別提供高效率的操作。這樣的操作可自動地適應輸出電流。例如，在高輸出電流下，開關(guān)不斷地在閉合狀態(tài)和斷開狀態(tài)之間交替，以維持輸出電壓Vott在調(diào)節(jié)電壓V.處。在低輸出電流下，電路的效率較低，輸出電壓Vtm也大致等于調(diào)節(jié)電壓Vkk，這是由輸出電容而不是開關(guān)不斷地在閉合和斷開狀態(tài)之間交替實現(xiàn)的。因此，上述控制電路自動地識別這樣的條件，從而允許穩(wěn)壓電路進入“睡眠”模式，這時只需最小數(shù)量的電路元件處于工作狀態(tài)。
[0057]根據(jù)本發(fā)明的另一個特征，穩(wěn)壓電路還可以結(jié)合“用戶激活”的控制電路，從而由用戶控制穩(wěn)壓電路是否是進入“睡眠”模式。圖4是一個開關(guān)穩(wěn)壓器電路示意圖，通過本發(fā)明的高效控制電路以上述“用戶激活”形式來驅(qū)動開關(guān)，包括一對同步切換的M0SFET。
[0058]和圖2中的電路50類似，圖4中的開關(guān)穩(wěn)壓電路150包括推挽式驅(qū)動器20、開關(guān)15、輸出電路30。同樣和圖2中的電路50類似，穩(wěn)壓電路150的控制電路170包括單觸發(fā)電路25、電流比較器39和放大器38。開關(guān)175包括開關(guān)176和178，通過用戶輸入175A將穩(wěn)壓電路150切換到睡眠模式，輸入175A可能是由其他類型的控制電路(圖中未畫出)得到的控制信號。當關(guān)閉開關(guān)175時，176和178都關(guān)閉。
[0059]開關(guān)176用來在睡眠模式下關(guān)斷N溝道驅(qū)動器27，這是通過將與門66的輸入66A(通常由于電阻67耦合到正電源被保持高電平，)接地實現(xiàn)的。開關(guān)178用于為放大器38引入正反饋，從而允許控制電路170使輸出電壓Vott在睡眠模式下維持在調(diào)節(jié)電壓V.處。(電阻Rhys耦合在參考電路37和跨導放大器38的非反相輸入端之間，用于協(xié)助將放大器38的輸出反饋到放大器38的非反相輸入端。)
[0060]開關(guān)178允許放大器38為電感LI提供過載的電流(通過P溝道M0SFET16)，以便使輸出電壓Votit被驅(qū)動到高于調(diào)節(jié)電壓V.。被驅(qū)動到這樣的電壓水平后，放大器38中的滯后保持P溝道驅(qū)動器26處于關(guān)斷狀態(tài)，直到反饋電壓Vfb下降至少一個滯后電壓。在這一點上，電流比較器39的輸出39A變?yōu)楦唠娖?，以觸發(fā)單觸發(fā)電路25，使P溝道M0SFET16導通，從而為輸出電容Qjut充電到超過調(diào)節(jié)電壓Vkk的預定電壓水平。
[0061]正如上面所討論的，控制電路170周期性地脫離睡眠模式，將P溝道M0SFET16閉合，以為輸出電容器Cqut充電。盡管在普通技術(shù)下N溝道M0SFET15被保持關(guān)斷，但在本發(fā)明下并不是必須的。例如，當控制電路170為輸出電容Qm充電時，這樣的充電可通過交替地使開關(guān)晶體管關(guān)斷實現(xiàn)，以便改變占空比并為輸出電容Qm充電。
[0062]與圖2中的調(diào)節(jié)電路50類似，穩(wěn)壓電路150在低電流水平下工作以提高效率。然而，對比圖2中的穩(wěn)壓電路50，調(diào)節(jié)電路150不會自動地適應輸出電流。例如，電路150在平均輸出電流增加時不會自動脫離睡眠模式一它依賴于用戶的操作。
[0063]如上面所討論的，示于圖2-4的本發(fā)明的控制電路實例包括單觸發(fā)電路25。根據(jù)本發(fā)明的另一個特征，單觸發(fā)電路可以被其他類型的電路替換以控制功率開關(guān)的占空比。例如，單觸發(fā)電路25可以被一個脈沖寬度調(diào)制器電路替換，該電路響應于一個控制信號以調(diào)制脈沖的寬度。當然，也可以使用其他類型的電路。
[0064]根據(jù)本發(fā)明的另一個特征，提供一個恒定的關(guān)斷時間信號的單觸發(fā)電路25可以被替換為提供一個可變關(guān)斷時間信號的單觸發(fā)電路，該可變時間取決于輸出電壓(V.)和輸入電壓(VIN)。本發(fā)明的這種特征可以被用來在低輸入電壓下減小電感器LI中的噪聲。如上面所討論的，這樣的噪聲與電感電流的振蕩有關(guān)。此外，如果輸出短路，本發(fā)明的這個特征也可以被用于控制短路電流。
[0065]圖5是一個開關(guān)穩(wěn)壓器電路示意圖，通過本發(fā)明的可變關(guān)斷時間控制電路。
[0066]開關(guān)穩(wěn)壓電路200包括:推挽開關(guān)15、驅(qū)動電路20、電流反饋電路210、電壓反饋電路220、反饋控制電路230和可變關(guān)斷時間電路240。反饋控制電路230分別通過輸入232和234監(jiān)視輸出電流和輸出電壓，并在端子236提供一個觸發(fā)信號，以啟動開關(guān)15的關(guān)斷周期?？勺冴P(guān)斷時間電路240以如下方式控制關(guān)斷時間。
[0067]電路240包括單觸發(fā)器245，它由反饋控制電路230通過終端236觸發(fā)。單觸發(fā)器245包括一個額外的端子245A，它耦合到控制電容246(Cra)，此電容的電壓由發(fā)生器245監(jiān)測。根據(jù)本發(fā)明，關(guān)斷時間控制電路250控制電容Ccqn的放電，從而反過來控制發(fā)生器245的關(guān)斷時間。關(guān)斷時間控制電路250監(jiān)測輸入和輸出電壓(Vin和VOT)，并根據(jù)它們的值相應地調(diào)整關(guān)斷時間。
[0068]根據(jù)本發(fā)明，如果輸入電壓Vin減小，使電感LI的振蕩頻率fKIP落入上面所討論的可聽范圍，關(guān)斷時間降低使fKIP相應地增加而高出上述范圍。此外，如果輸出電壓Vot由于短路而降低，電感LI兩端的電壓太低而不能允許電感電流在關(guān)斷時間內(nèi)有足夠的衰減，關(guān)斷時間增加以避免電流的失控狀態(tài)。
[0069]在本實例中，控制電容Cew的放電通過控制控制電流的大小調(diào)節(jié)。例如，在低輸入電壓下，關(guān)斷時間控制電路250使Ira增加，控制電容Cra上的電壓迅速下降。當控制電容的電壓下降到低于一個預定值時，開關(guān)15的閉合周期被啟動。此外，在低輸出電壓下，關(guān)斷時間控制電路250使Ira下降，使控制電容Cra上的電壓緩慢衰減，以延長關(guān)斷時間。
[0070]雖然圖5中的開關(guān)穩(wěn)壓電路200依賴于特定的電路，用于為電容放電以控制關(guān)斷時間，很明顯，響應于輸入電壓和輸出電壓并與上述電路功能相同的電路也可以被使用。例如，如果需要的話，一個運算放大器可以用于控制關(guān)斷時間。
[0071]因此，上面討論的單觸發(fā)電路根據(jù)輸入和輸出電壓提供了一個可變的關(guān)斷時間。本發(fā)明的這種特征是用來降低穩(wěn)壓電路在低輸入電壓時的可聽噪聲(例如在低輸入電壓時減小t,)，并在輸出短路時限制短路電流(例如在低輸入電壓時增加t-)。
[0072]圖6是圖5中可變關(guān)斷時間控制電路的一個詳細示意圖。
[0073]關(guān)斷時間控制電路250分別在端子252和254接受Vin和Vtm，并在端子256提供一個輸出I?。正如上面所討論的，I?決定控制電容Cra是否放電，此電容耦合到端子256?？刂齐娐?50控制ΙωΝ的幅度，并因此控制控制電容Cra放電所花費的時間?？刂齐娐?50包括電流源260 (用于提供電流U)、電流源270 (用于提供電流ICN1)、電流補償電路280和電流鏡輸出電路295。控制電路250的工作原理如下所述。
[0074]電流鏡輸出電路295包括晶體管296和晶體管298 (其柵極298Α連接到其漏極298Β),它們組成一個電流鏡像電路。電路295從輸入端295Α接受一個受控參考電流ICKEF，并根據(jù)晶體管296和298的比例提供一個輸出電流ΙωΝ (與傳統(tǒng)的電流鏡像電路類似)。根據(jù)本發(fā)明，Iceef等于還是(Ι?+Ι?2)取決于輸入端252和254的電壓Vin和Vqut。
[0075]當Vin-Vqut大于1.5伏時，晶體管262產(chǎn)生足夠的電流(由晶體管264和電流源16供給)，以保持晶體管266關(guān)斷。隨著晶體管266的關(guān)斷，電流IeN2將變?yōu)榱悖娏鱅eKEF因此將等于電流源270輸出端子270A的電流ICN1。
[0076]電流Icni由一個電流鏡電路供給，它由晶體管272和晶體管274 (其柵極274A連接到其漏極274B)構(gòu)成。根據(jù)本發(fā)明，晶體管274中流過的參考電流Icnikef等于ImA還是(Ι--Α+Ι--Β)，取決于傳輸門282是打開還是閉合。
[0077]傳輸門282由比 較器284控制，當Vqut低于Vth3時將打開。在打開條件下，I_EF等于ICN1A，即晶體管276的集電極電流。這個電流源于Vtot與分壓器(由電阻271和273組成)，以產(chǎn)生電壓Vfbi (晶體管279的基極)。電壓Vfbi等于晶體管276的基極-發(fā)射極電壓加上電阻278兩端的電壓減去晶體管279的基極-發(fā)射極電壓。所以晶體管276的集電極電流是與輸出電壓Votit成比例，導致控制電容Cra放電的速率正比于電感LI中電流的放電速率。
[0078]因此，當輸出電壓Votit較低時，例如在故障或啟動狀態(tài)下將被延長以允許在額外的時間內(nèi)電感器LI中的電流急劇下降。
[0079]當輸出電壓Vqut大于Vth3時，比較器284的輸出關(guān)閉傳輸門282,使附加的補償電流Icnib耦合到晶體管274的漏極，從而通過電流補償電路280提供電流補償。補償電流Icnib等于電流Itkim減去晶體管286的漏極電流。晶體管286和288組成鏡像電流鏡，它們的集電極電流等于晶體管290的集電極電流(類似于上面討論的晶體管276的集電極電流，不同之處在于電壓Ikef取代電壓Vfbi被使用)。
[0080]補償電流Icnib有兩個目的:1)當輸出電壓Vtot基本上等于其調(diào)節(jié)電壓時，作為一個修整的電流時設(shè)定所需的控制電流的Ira，2)在很寬的工作溫度范圍內(nèi)保持基本恒定的控制電流ΙωΝ。在典型的電路制造過程中，電阻278阻值的變化通常會導致控制電流Ira比期望的更大或更小。而在生產(chǎn)中通過調(diào)整Itkim，補償電流Icnib可以被調(diào)整使得晶體管276的集電極電流(Icmia)根據(jù)要求被增大或減小，以提供一個預定的控制電流此外，如果電阻278和292相匹配(即設(shè)計和制作過程相同)，由于電阻278和電阻292的阻值隨溫度的變化有相同的變化，控制電流1tn將基本上沒有變化。
[0081]如果輸出電壓Vqut小于Vth3,比較器284的輸出打開傳輸門282,從而抑制電流補償。這將確?？刂齐娏鳓│力S著輸出電壓Votit的趨近于零而接近零，從而保證在輸出短路期間電感電流L得到控制。
[0082]當Vin下降到Vin-Vqut小于1.5伏時，晶體管262中的電流不再使晶體管266處于關(guān)斷狀態(tài)。隨著Vin進一步降低，晶體管266將額外的電流(Icm2)加到電流鏡輸出電路295中，從而提高控制電流1。?，同時減小t,。隨著的減小，這反過來又使工作頻率變得穩(wěn)定，減小了潛在的噪聲問題。電流源I7確定了晶體管266增加到控制電流Ira的最大電流。
[0083]因此，當Vin下降到Vin-Vtot小于1.5伏時(例如當電池接近沒電時)，t0FF將減小以增加穩(wěn)壓電路的振蕩頻率，以便降低可聽噪聲。
[0084]雖然上面討論的可變關(guān)斷時間控制電路250用于包括推挽開關(guān)15和驅(qū)動器20的穩(wěn)壓電路，然而本發(fā)明的可變關(guān)斷時間的特征也可以用在其他的穩(wěn)壓器上。例如，圖3和4以及其他采用單觸發(fā)發(fā)生器的穩(wěn)壓電路也可以使用此功能，以提供一個穩(wěn)定的電壓。
[0085]圖7是一個詳細的開關(guān)穩(wěn)壓器電路示意圖，通過本發(fā)明的可變關(guān)斷時間和高效控制電路來驅(qū)動開關(guān)，包括一對同步切換的MOSFET。
[0086]開關(guān)調(diào)節(jié)器300包括:推挽開關(guān)15、驅(qū)動器20、輸出電路30和控制電路350?？刂齐娐?50包括單觸發(fā)發(fā)生器245，可變關(guān)斷時間控制電路250(用于控制關(guān)斷周期的時間)和比較器74 (用于在較低的平均輸出電流下提供高效的操作)。開關(guān)穩(wěn)壓器300的工作原理如下。
[0087]當負載電流過載時，例如超過最大輸出電流的20%，回路工作在連續(xù)模式下，這時比較器74不覆蓋單觸發(fā)發(fā)生器245的輸出245A。隨著Vin-Vqut大于1.5V，此電路的操作與圖1中描述的操作基本上是類似 的。電感中的電流由電阻Rsense兩端的壓降感測，并且電流比較器39的閾值由電阻R3兩端的壓降決定。內(nèi)置偏壓Vqs (約IOmV)使反饋電壓Vfb稍低于參考電壓Vkef，從而使比較器的輸出74在這種模式下為高電平。當電阻Rsense兩端的電壓超過閾值(電阻R3的壓降)時，比較器39的輸出變?yōu)楦唠娖?，RS觸發(fā)器310的RBAR輸入端變?yōu)榈碗娖?，復位RS觸發(fā)器310，從而啟動開關(guān)的關(guān)斷周期。
[0088]在關(guān)斷周期中，開關(guān)信號Vswb為高電平，這將使P溝道MOSFET16關(guān)斷，N溝道MOSFET17閉合，并允許控制電容Cew放電。關(guān)斷時間由控制電容Cew從初始電壓Vthi放電的時間決定，此初始電壓耦合到比較器312的非反相輸入端。當控制電容Cra放電至電壓Vthi時，比較器312的輸出變?yōu)榈碗娖剑瑥亩O(shè)置RS觸發(fā)器310并啟動下一個閉合周期。電壓Vthi高于電壓Vth2,從而使比較器315的輸出在連續(xù)模式下保持低電平。
[0089]根據(jù)本實例，關(guān)斷時間由可變關(guān)斷時間控制電路250控制。因此，電路250包括輸入端252和254，它們分別耦合到Vin和VOT，以監(jiān)測這些電壓。
[0090]電流源I1為電流比較器39設(shè)置了一個最小電壓閾值，即電阻R3兩端的壓降。這根據(jù)電感LI的需求設(shè)置了一個最小電流，并在每個閉合周期觸發(fā)比較器39。如果流至輸出的平均電感電流大于負載電流，則輸出電壓Vott將開始增加，導致反饋電壓Vfb觸發(fā)滯后比較器74。當然，電感LI的電感值和關(guān)斷時間都是被特地選擇的，使得觸發(fā)時電感的紋波電流不低于零。當比較器74觸發(fā)時，其輸出變?yōu)榈碗娖讲⒏采wRS觸發(fā)器310的輸出Q，同時立即切換開關(guān)信號Vswb為高電平。如上面所討論的，這將會自動啟動操作的睡眠模式。
[0091]在睡眠模式下，電容Cton像以前一樣放電，但比較器312觸發(fā)時并沒有開始一個新的閉合循環(huán)。正如上面所討論的，這是因為直到反饋電壓Vfb下降比較器74滯后的量，輸出端74A的低電平強制開關(guān)信號Vsto通過與非門316保持高電平。因此，控制電容Cton繼續(xù)放電至Vth2以下，從而導致比較器315的輸出315A變?yōu)楦唠娖?。這反過來又導致N溝道MOSFET17像P溝道M0SFET16 —樣關(guān)斷。當穩(wěn)壓器電路處于睡眠模式時，未工作的電路元件，例如放大器38、比較器39和312被關(guān)斷。如上面所討論的，這可在睡眠模式下降低偏置電流，進一步在低輸出電流下提高效率。
[0092]在睡眠模式擴展的關(guān)斷時間下，許多穩(wěn)壓器和兩個M0SFET16和17被關(guān)斷，并且輸出負載由輸出電容Vmjt供電。然而，當輸出電壓Votjt下降一個反饋電壓時，Votjt下降一個比較器74中的滯后量，所有的電路元件被再次接通，一個新的閉合周期開始，從而為輸出供給電流。如果負載電流仍然很低，輸出電容Vtot將充電，反饋電壓Vfb在幾個開關(guān)周期后將再次觸發(fā)比較器74。因此，在輕負載情況下，輸出電壓Vtot將在上下限閾值之間震蕩，正如上面所討論的。
[0093]每當P溝道M0SFET16閉合時，其柵極-源極電壓即M0SFET334的柵極-源極電壓，這時M0SFET334閉合。這將拉高M0SFET334的漏極電壓，并且抑制N溝道驅(qū)動器27。隨著Vswb由低到高過渡，P溝道M0SFET16柵極上的電壓必須上升到一定水平，這時M0SFET334在M0SFET334的漏極電壓下降前產(chǎn)生小于電流源335的電流，并且允許N溝道M0SFET17導通。電流Imi被控制得較小，所以M0SFET334的柵極在驅(qū)動器被啟用之前必須上升到與輸入電壓Vin相差小于2伏，以確保N溝道M0SFET17閉合時P溝道MOSFET完全斷開。類似地，M0SFET332和電流源IM2333確保P溝道M0SFET16閉合時N溝道M0SFET17是完全關(guān)斷的。這可以防止它們同時導通，而不論驅(qū)動速度或MOSFET的大小，從而確保得到最大可能的效率。
[0094]圖7中的肖特基二極管D2與N溝道MOSFET耦合，只在M0SFET16和17之間的死區(qū)時間內(nèi)導通。二極管D2的目的是為了防止N溝道M0SFET17的體二極管在死區(qū)時間內(nèi)導通并儲存電荷，而此體二極管在某些情況下可能會降低效率(約1%)。二極管D2最好在正向電壓小于0.5伏時有最大輸出電流。
[0095]根據(jù)本發(fā)明，當圖7中的控制電路納入一個5伏的同步降壓型開關(guān)穩(wěn)壓器時，在輸出電流超過兩個數(shù)量級(例如20mA變化到2A)內(nèi)能夠?qū)崿F(xiàn)超過90%的效率(約10伏的輸入電壓)。某些工作條件下(例如輸入電壓為6伏)，在這樣的電流水平下可保持95%以上的效率。這樣的控制電路特別適用于筆記本電腦、掌上計算機、便攜式儀器、電池供電的數(shù)字設(shè)備、蜂窩電話、直流功率分布系統(tǒng)和GPS系統(tǒng)。
[0096]根據(jù)上述關(guān)于圖1的討論，控制電路10的一個缺點是，在低輸出電流時，如果在tQFF期間電流下降太多，電感LI中的電流可能發(fā)生極性反轉(zhuǎn)。這可能會導致功率通過N溝道M0SFET17從負載被拉至接地，同時電路的效率會降低。根據(jù)本發(fā)明的另一個特征，上述控制電路可以包括一個用于斷開N溝道MOSFET的電路，當電感電流的極性反轉(zhuǎn)時防止發(fā)生上述缺點。
[0097]圖8是一個開關(guān)穩(wěn)壓器電路示意圖，通過本發(fā)明的一個電路防止輸出電感中電流的極性反轉(zhuǎn)。
[0098]與圖1相似，開關(guān)調(diào)節(jié)器400包括:推挽開關(guān)15、驅(qū)動器電路20和輸出電路30。電路400還包括本發(fā)明的一個高效控制實例470，它用于防止輸出電感LI中電流的極性反轉(zhuǎn)。[0099]與圖1相似，控制電路470包括單觸發(fā)電路25、電流比較器39和跨導放大器38。除了這些元件，控制電路470還包括比較器471和門472，用于防止在低平均電流水平下，電感電流發(fā)生極性反轉(zhuǎn)而從負載吸取功率?？刂齐娐?70的工作原理如下。
[0100]當單觸發(fā)電路的輸出25A變?yōu)楦唠娖揭允筆溝道M0SFET16關(guān)斷并且N溝道M0SFET17閉合，電感電流込開始急劇下降。在低平均輸出電流下，該電流可能下降至零并最終可能變?yōu)樨撝??？刂齐娐?70通過電流反饋信號Ifb2監(jiān)測電感電流Iy并且在出現(xiàn)電流反轉(zhuǎn)之前將N溝道M0SFET17關(guān)斷。這可以防止N溝道M0SFET17從負載吸取功率。
[0101]比較器471包括輸入端471A，通過電流反饋信號Ifb2監(jiān)測電感電流込。當電流反饋信號Ina低于比較器471輸入端471b的電流I4時，比較器的輸出471c變?yōu)榈碗娖?從而通過與非門472將N溝道MOSFET17關(guān)斷。N溝道M0SFET17的關(guān)斷防止了電感電流込的反轉(zhuǎn)，從而使其不能通過N溝道M0SFET17從負載吸取功率。
[0102]N溝道M0SFET17關(guān)斷后，當反饋電流Ifb2超過電流I4而導致比較器的輸出471c變?yōu)楦唠娖綍r，它會再次被閉合。一般情況下，比較器的輸出471c將在單觸發(fā)電路25將P溝道M0SFET16閉合時再次變?yōu)楦唠娖?，這反過來又導致電感電流L再次上升。這種電流的升高將允許電流反饋信號Ifb2超過I4，因此，導致比較器的輸出471c變?yōu)楦唠娖健１容^器471c的輸出為高電平時，單觸發(fā)電路25單獨控制N溝道MOSFET17的導通。
[0103]因此，控制電路470包括在電流反轉(zhuǎn)期間將N溝道MOSFET17關(guān)斷的電路，否則電流的反轉(zhuǎn)將導致其從負載吸取功率。本發(fā)明的這種特征可以在較低的平均輸出電流水平下(這時最可能發(fā)生電流反轉(zhuǎn)現(xiàn)象)提聞電路的效率。
[0104]顯而易見，雖然比較器471通過反饋電流Ifb2監(jiān)測電感電流Iy其他防止電感電流込發(fā)生逆轉(zhuǎn)的電路也可被使用。例如，比較器471也可以監(jiān)測電流反饋信號Ifbi，所以只有一種類型的電流反饋信號被加載到控制電路470。此外，其他可以根據(jù)電感電流k的反轉(zhuǎn)產(chǎn)生反饋信號的電路也可以被使用(例如圖7中的電阻Rsense)。
[0105]上面討論了根據(jù)本發(fā)明的高效控制電路得到的圖1-8，它們的特征在于開關(guān)穩(wěn)壓器采用了電壓降配置。顯而易見，其他的配置也可用于本發(fā)明的控制電路。例如，圖9是一個開關(guān)穩(wěn)壓器電路示意圖，通過升壓配置的高效控制電路來驅(qū)動開關(guān)。
[0106]開關(guān)穩(wěn)壓器500包括同步切換開關(guān)15’，其中P溝道M0SFET16和N溝道M0SFET17的漏極耦合在一起并連接到電感LI的一側(cè)。電感LI的另一側(cè)耦合到輸入電壓VIN?？刂齐娐?0控制驅(qū)動電路20’，此驅(qū)動電路包括反相P溝道驅(qū)動器26’和反相N溝道驅(qū)動器27’，它們分別驅(qū)動P溝道M0SFET16和N溝道M0SFET17。
[0107]如圖9所示，本發(fā)明的控制電路可以用于開關(guān)配置，其中輸入電壓Vin高于穩(wěn)定的輸出電與圖2-8中的降壓配置一樣，控制電路也可以使用圖9所示的升壓配置。例如，圖9中的單觸發(fā)電路25可以包括一個附加的輸入用于監(jiān)測輸入電壓Vin,從而在低輸入電壓時減小電感LI中的噪聲。此外，開關(guān)調(diào)節(jié)器500可包括用于保持P溝道M0SFET16關(guān)斷的電路，類似于圖8，這可防止電感電流k的極性反轉(zhuǎn)。
[0108]圖10是一個開關(guān)穩(wěn)壓器電路示意圖，通過本發(fā)明的極性反轉(zhuǎn)配置的高效控制電路來驅(qū)動開關(guān)。
[0109]開關(guān)穩(wěn)壓器600包括開關(guān)15 “，其中的P溝道M0SFET16的漏極耦合到電感LI的一側(cè)，并通過二極管D601耦合到VTOT。電感LI的另一側(cè)耦合到地。P溝道M0SFET16的源極耦合到正輸入電壓Vin，控制電路70’控制驅(qū)動電路20 “，此驅(qū)動電路包括P溝道驅(qū)動器26，驅(qū)動器26又驅(qū)動P溝道MOSFET16。
[0110]控制電路70’的操作除了下面要討論的基本上都類似于上面所討論的控制電路70。控制電路70’的反饋電壓由電阻R1、R2和放大器602提供。放大器602反轉(zhuǎn)在Vqut處的負極性電壓，從而為控制電路70’提供正極性的反饋電壓。
[0111]如圖10中所示，本發(fā)明的控制電路可以用于開關(guān)配置，其中一個輸入電壓Vin被反轉(zhuǎn)為一個穩(wěn)定的極性相反的輸出電壓VoUT。與圖2-8的降壓配置一樣，圖10中的控制電路也可以用其他類型的極性配置。例如，圖10中的單觸發(fā)電路25可以包括一個附加的輸入用于監(jiān)測輸入電壓VIN，以減少電感LI在低輸入電壓時噪聲的產(chǎn)生和排放。此外，單觸發(fā)電路25可以包括一個用于監(jiān)測輸出電壓Vtot的輸入，在輸出短路時控制短路電流。此外，如果穩(wěn)壓器600被同步切換，并用一個N溝道MOSFET取代D601，調(diào)節(jié)器可包括在電感電流込極性反轉(zhuǎn)時保持此N溝道MOSFET關(guān)斷的電路，正如上面對于圖8所討論的。
[0112]盡管本發(fā)明已通過具體的例子體現(xiàn)，但是上述例子只是為了說明本發(fā)明而不應限制本發(fā)明。應當指出，只要沒有脫離本發(fā)明的實質(zhì)并且符合權(quán)利要求中的定義，在上述例子上做適當修改仍屬本發(fā)明的范疇。
[0113]例如，本發(fā)明已通過上面所討論的圖1-10體現(xiàn)，其中電源開關(guān)是一對互補的MOSFET (即一個P溝道和一個η溝道)或一個單一的P溝道MOSFET (如圖3所示)，本發(fā)明也可使用其他類型的開關(guān)。例如，電源開關(guān)可以是一對N溝道M0SFET、一對P溝道MOSFET或雙極型晶體管。
【權(quán)利要求】
1.一種開關(guān)穩(wěn)壓電路，其特征是:控制電路控制一個開關(guān)電壓調(diào)節(jié)器，在一個穩(wěn)定的電壓下向負載供給電流，上述調(diào)節(jié)器包括一個用于接收輸入電壓的開關(guān)電路、一個開關(guān)晶體管、一個二極管、一個電感元件、包括一個輸出電容的輸出電路，上述控制電路包括:一個誤差放大器，它的輸入端稱合到參考端和上述輸出電路；一個電流比較器電路，它的輸入端耦合到上述誤差放大器的一個輸出端和一個電感元件的電流反饋信號；一個偏置源耦合到上述電流比較器電路的一個輸入端，上述偏置源為電流比較器電路設(shè)置一個最小反饋電流閾值，這個最小反饋電流閾值決定了 一個最小電流以觸發(fā)上述電流比較器，而這個最小電流的值由上述開關(guān)晶體管和電感元件決定；一個遲滯比較器的第一個輸入端耦合到參考端，第二個輸入端I禹合到上述輸出電路和一個輸出端，當?shù)谝缓偷诙斎攵艘灶A定的方式進行比較時，上述輸出從第一狀態(tài)改變?yōu)榈诙顟B(tài)；一個邏輯電路耦合到上述遲滯比較器和開關(guān)晶體管間，當遲滯比較器的輸出是上述第二狀態(tài)時，邏輯電路防止上述開關(guān)晶體管導通。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種開關(guān)穩(wěn)壓電路，其特征是:一個補償電壓建立在上述誤差放大器的輸入端和遲滯比較器的輸入端之間，此補償電壓抑制上述遲滯比較器在高負載電流時輸出狀態(tài)的變化。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種開關(guān)穩(wěn)壓電路，其特征是:上述電流比較器被耦合到一個單穩(wěn)態(tài)電路，此單穩(wěn)態(tài)電路的一個輸出被耦合到上述邏輯電路。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種開關(guān)穩(wěn)壓電路，其特征是:一個放大器電路被耦合在上述輸出電路和誤差放大器的輸入端之間，以在一個開關(guān)電壓調(diào)節(jié)器電路內(nèi)提供正反饋，其中開關(guān)電壓調(diào)節(jié)器電路的輸入電壓與負載處的電壓具有相反的極性。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種開關(guān)穩(wěn)壓電路，其特征是:控制電路用于控制一個開關(guān)穩(wěn)壓器在一個穩(wěn)定的電壓下向負載供給電流，上述調(diào)節(jié)器具有開關(guān)電路以適于接收輸入電壓，并包括一個開關(guān)晶體管、一個二極管、一個電感元件，輸出電路包括一個輸出電容，控制過程包括以下步驟:Ca)監(jiān)測通過電感元件的電流，以產(chǎn)生第一反饋信號；(b)監(jiān)測穩(wěn)壓器的一個輸出電壓，以產(chǎn)生第二反饋信號；(C)產(chǎn)生一個最小電流閾值；Cd)根據(jù)第二反饋信號產(chǎn)生一個電流閾值，此電流閾值被維持于或高于最小電流閾值；(e)根據(jù)第一反饋信號的大小和上述電流閾值產(chǎn)生第一控制信號，以接通和關(guān)斷晶體管；(f)根據(jù)第二反饋信號超過閾值電壓的大小產(chǎn)生第二控制信號，第二控制信號選通第一控制信號以防止晶體管不管第一控制信號而接通，從而使該晶體管被保持關(guān)斷，輸出電流由輸出電容供給。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的一種開關(guān)穩(wěn)壓電路，其特征是:上述步驟(d)所產(chǎn)生的電流閾值大于最小電流閾值，并且與第二反饋信號和一個恒定的電壓之間的電壓差大致成比例。
7.根據(jù)權(quán)利要求5所述的一種開關(guān)穩(wěn)壓電路，其特征是:上述第一控制信號以一個預定的時間周期將晶體管關(guān)斷。
【文檔編號】H02M3/156GK103618453SQ201310612898
【公開日】2014年3月5日 申請日期:2013年11月27日 優(yōu)先權(quán)日:2013年11月27日
【發(fā)明者】不公告發(fā)明人 申請人:蘇州貝克微電子有限公司