具有自恢復功能的限流保護與短路保護電路的制作方法
【專利摘要】本發(fā)明涉及一種具有自恢復功能的限流保護與短路保護電路，包括電流檢測電路、整流電路、電流脈沖幅度控制電路、電流尖鋒屏蔽電路、比較電路、電平移位濾波電路、開關電路。本發(fā)明電路，僅采用了1個比較器、1個基準電壓和1個N型短路開關及少量無源元件，即可實現(xiàn)開關電源的限流保護與短路保護功能，因此本發(fā)明電路的電路簡潔；在性能不降低的情況下，本發(fā)明電路與常規(guī)短路保護電路相比，本發(fā)明電路的版圖占用面積減小達60%。本發(fā)明電路廣泛應用于航天和航空等高可靠開關電源電路領域。
【專利說明】具有自恢復功能的限流保護與短路保護電路
【技術領域】
[0001]本發(fā)明涉及開關電源領域，尤其涉及一種具有自恢復功能的限流保護與短路保護電路。它直接應用于峰值電流型控制的開關電源領域。
【背景技術】
[0002]目前，開關電源廣泛應用到各個領域，要求開關電源的可靠性越來越高，體積越來越小。為了保證開關電源在不同的環(huán)境中穩(wěn)定可靠地工作，需要設計各種保護功能，其中，限流保護功能和短路保護功能是設計中優(yōu)先考慮的功能，主要作用是在過載或者短路狀態(tài)時，避免開關電源由于內(nèi)部功耗大而燒毀或者損壞負載。目前，一般將限流保護功能和短路保護功能設計成自動恢復模式，保證開關電源穩(wěn)定連續(xù)工作，即故障狀態(tài)消除后，開關電源自動恢復正常輸出。實現(xiàn)上述保護功能最常用的方法是通過檢測開關電源初級側功率回路的電流值，將電流信號變換處理后，對整個電路實現(xiàn)連續(xù)或者間歇的保護。
[0003]峰值電流型控制是現(xiàn)在開關電源設計時，應用比較多的一種控制方法，在這一控制方法基礎上，常用的自恢復限流保護設計方法一般是采用比較電路，將檢測到的電流脈沖信號和預先設定的基準電壓進行比較，對功率回路每個周期電流最大值的大小進行判斷，當電流脈沖幅度達到基準電壓后，比較電路狀態(tài)翻轉，開關電源主開關管斷開，電流不再繼續(xù)增大，由于此時比較電路狀態(tài)翻轉受基準電壓控制而不是反饋誤差信號控制，使占空比無法增大，輸出電壓隨負載電流的增大而降低，實現(xiàn)將電路總功率限制在一定范圍內(nèi)，達到限流保護的目的。
[0004]常規(guī)的短路保護控制電路的電路圖如圖1所示。常規(guī)自恢復短路保護電路一般是將檢測到的電流脈沖信號先進行濾波獲得直流信號，再將此直流信號和預設的基準電壓進行比較，對直流電流大小進行判斷，當直流電流幅度達到預設基準電壓后，比較電路狀態(tài)翻轉，啟動控制電路，控制電路一般設計成遲滯方式，實現(xiàn)降低短路功耗的目的。但該電路需要采用兩個比較器、兩個比較基準電壓、濾波電路和延遲電路，元件數(shù)量多，電容容量大，不利于小型化和降低設計成本。
[0005]專利文獻I “一種具有自恢復功能的短路保護電路”(CN1829031A)，如圖2所示。該電路主要針對自恢復短路保護進行設計，主要特點是通過檢測誤差放大器輸出電壓幅度，判斷電路是否處于短路狀態(tài)，然后通過積分或者單穩(wěn)態(tài)電路實現(xiàn)自恢復功能，它的優(yōu)點是省略電流檢測電路，但是無法實現(xiàn)限流保護功能；同時，它的電路元件數(shù)量多，在小型化和低成本設計中不具有優(yōu)勢。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0006]為克服上述傳統(tǒng)電路元件數(shù)量多、線路復雜且無法兼顧限流保護功能的問題，本發(fā)明提出一種具有自恢復功能的限流保護與短路保護電路，較好解決開關電源限流保護與短路保護問題，特別適合應用在峰值電流型控制方式中，并且電路簡潔，便于使用。
[0007]為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明的具有自恢復功能的限流保護與短路保護電路，包括:[0008]一個電流檢測電路，其輸入端Iin與開關電源功率回路電流相連，輸出與功率回路電流波形相同的電壓脈沖信號；
[0009]一個整流電路，其輸入端與所述電流檢測電路的輸出端相連，它對電壓脈沖信號進行單向傳遞，輸出兩路相同的電壓脈沖信號；
[0010]一個電流脈沖幅度控制電路，其輸入端與所述整流電路的一路輸出相連，它用于控制電壓脈沖信號幅度，輸出波形不變、幅度可調(diào)的電壓脈沖信號；
[0011]一個電流尖鋒屏蔽電路，其輸入端與所述電流脈沖幅度控制電路的輸出端相連，它用于屏蔽電壓脈沖信號中形成的電壓尖峰，輸出有效的電壓脈沖信號；
[0012]一個比較電路，其輸入端與所述電流尖鋒屏蔽電路的輸出端相連，它對電流脈沖信號和基準電壓Vm進行比較，若電流脈沖信號大于基準電壓，則輸出脈寬控制電路開關信號，實現(xiàn)開關電源的自恢復限流保護；
[0013]一個電平移位濾波電路，其輸入端與所述整流電路的另一路輸出相連，它用于調(diào)整整流后的電壓脈沖信號幅度，輸出上升時間可控的電壓直流信號；
[0014]一個短路控制電路，其輸入端與所述電平移位濾波電路的輸出端相連，它在檢測到短路工作狀態(tài)時，發(fā)生轉換，輸出短路保護控制信號，實現(xiàn)開關電源的自恢復短路保護。
[0015]所述電流檢測電路包括電流取樣變壓器！\、電阻R1，所述整流電路包括二極管DpD2,所述電流脈沖幅度 控制電路包括電阻R2、電阻R3,所述電流尖峰屏蔽電路包括電阻R4、電容C1，所述比較電路包括比較器U1、基準電壓VMf，所述電平移位濾波電路包括穩(wěn)壓管D3、電阻R5、電阻R6和電容C2，所述短路控制電路包括NMOS短路開關M1、電阻R7和直流電壓V1 ；
[0016]其中，T1的初級與開關電源的功率回路串聯(lián)，功率回路的脈沖電流從電流檢測電路的Iin +端流入，從Iin —端流出，T1次級的一端接地,T1次級的另一端與R1的一端,D1,D2的陽極相接，R1的另一端接地，R2的一端與D1的陰極相連，R2的另一端接R3、R4的一端，R3的另一端接地，R4的另一端接C1的一端和U1的輸入端，C1的另一端接地，U1的“+”輸入端接基準電壓VMf，D3的陰極與D2的陰極相接，D3的陽極與電阻R5的一端相接，R5的另一端與電阻R6,電容C2的一端以及M1的柵極G相接，C2和R6另一端接地，M1的漏極D與R7的一端相接，R7的另一端接V1的正端，V1的負端與M1的源極S均接地。
[0017]有益效果
[0018]開關電源工作時，當負載出現(xiàn)過載情況，本發(fā)明的自恢復限流保護和短路保護電路保護電路通過減小開關電源的脈寬控制電路輸出的脈沖寬度，降低輸出電壓，從而將輸出功率在一定范圍的方式，因此對整個開關電源具有保護作用；當負載出現(xiàn)短路情況，本發(fā)明電路通過關斷開關電源的脈寬控制電路輸出，使開關電源停止輸出，因此對整個開關電源起短路保護作用，同時通過內(nèi)部濾波電路，對電流信號的循環(huán)檢測，在故障消失后，能自動恢復正常輸出的功能。
[0019]與傳統(tǒng)的短路保護電路相比，本發(fā)明的自恢復限流保護和短路保護電路有以下特
占-
^ \\\.[0020]I)采用較少的元器件實現(xiàn)了自恢復限流保護和短路保護功能。傳統(tǒng)的自恢復限流保護和短路保護電路，需要至少需要3個比較器路、I個基準電壓和大容量延時電容以及外圍元件。而本發(fā)明電路，僅采用了 I個比較器、I個基準電壓和I個N型短路開關及少量無源元件，即可實現(xiàn)自恢復限流保護和短路保護，因此本發(fā)明電路的電路簡潔。[0021]2)解決了自恢復限流保護和短路保護兼容設計問題，有利實現(xiàn)電路小型化。常規(guī)自恢復限流保護和短路保護電路通常是單獨設計，電路復雜，元件多。本發(fā)明電路利用一個電流取樣信號，分別控制電流脈沖信號幅度和電流脈沖信號直流電平高低，很好地解決了限流保護和短路保護的兼容設計問題，同時，降低了電路設計的復雜性，提高了電流取樣信號和元件利用效率。在性能不降低的情況下，本發(fā)明電路與常規(guī)短路保護電路相比，本發(fā)明電路的版圖占用面積減小達60%。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0022]圖1為常規(guī)的短路保護控制電路的電路圖；
[0023]圖2為專利文獻I的短路保護控制電路的電路圖；
[0024]圖3為本發(fā)明自恢復限流保護和短路保護電路的方框圖；
[0025]圖4為本發(fā)明自恢復限流保護和短路保護電路的電路圖；
[0026]圖5為本發(fā)明電路的限流保護時序控制圖；
[0027]圖6為本發(fā)明電路的短路保護時序控制圖；
[0028]圖7為本發(fā)明電路在反激開關電源中的應用實例圖；
[0029]圖8為本發(fā)明電路在正激開關電源中的應用實例圖。
【具體實施方式】
[0030]本發(fā)明的【具體實施方式】不僅限于下面的描述，現(xiàn)結合附圖加以進一步說明。
[0031]本發(fā)明自恢復限流保護和短路保護電路的方框圖如圖3所示，本發(fā)明的自恢復限流保護和短路保護電路的電路圖如圖4所示。它由電流檢測電路、整流電路、電流脈沖幅度控制電路、電流尖鋒屏蔽電路、比較電路，電平移位濾波電路、短路控制電路組成，其具體結構和連接關系、作用關系與本說明書的
【發(fā)明內(nèi)容】
部分相同，此處不再重復。它的工作原理如下:
[0032]圖4中，電流取樣變壓器T1的初級串接于功率回路中，功率回路的脈沖電流從電流檢測電路的Iin +端流入，從Iin —端流出，即流過T1的初級，在T1次級感應出波形相同，幅度為(Np:Ns)倍的相同的電流脈沖波形，次級電流和初級電流存在如下關系:
[0033]Is:1p=Np:Ns(I)
[0034]所以，Is=IpX(Np:Ns)(2)
[0035]式中，Ip是T1初級流過的電流，Np是T1初級匝數(shù)，Is是T1次級流過的電流，Ns是T1次級匝數(shù)。
[0036]當開關電源工作在正常工作狀態(tài)或者過載工作狀態(tài)時，二極管D1導通(忽略電流很小的狀態(tài)，如空載)，由于穩(wěn)壓管D3的存在，二極管D2不導通。此時，T1次級的等效阻抗為電阻R2和電阻R3之和與電阻R1的并聯(lián)值，由于R1的值遠大于電阻民和電阻R3之和，所以，取樣電流信號在電阻R1上產(chǎn)生的電壓Vsi近似為:
[0037]Vsi=IsX (R2+R3) +Vd(3)
[0038]式中，Vd為二極管D1的結壓降，將(2)式代入(3)式，得:
[0039]Vsi=IpX (Np:Ns) X (R2+R3)(4)
[0040]T1次級電流在電阻R3上產(chǎn)生的電壓Vs2為:[0041]Vs2=IpX (NP:NS) XR3(5)
[0042]Vs2隨著Ip的增大而增大，當Vsi達到比較器預先設定的基準電壓Vref時，比較電路狀態(tài)翻轉，功率開關關斷，功率回路電流變?yōu)榱?，此時對應的過載電流就是限流保護功能啟動的工作電流，即限流保護點。當過載電流消失，Vs2小于比較電路預先設定的基準電壓Vref，此時比較器的翻轉由反饋誤差電壓和Vs2確定，電路進入正常工作狀態(tài)，實現(xiàn)自動恢復功能。當T1和比較基準電壓Vref確定后，限流保護點大小由電阻R3確定，電阻R3可以由下式計算確定:
[0043]Vs2=Vref=IpX (NP:NS) XR3(6)
[0044]可得，R3=Vref/[IpX(NpiNs) ](7)
[0045]由于功率回路的整流二極管固有的載流子存儲效應，整流二極管存在反向恢復時間t?，在這一時間內(nèi)，整個功率變換回路處于短暫的短路狀態(tài)，在開關電源初級的功率回路會出現(xiàn)大的短路尖峰電流，該尖峰電流的大小和持續(xù)時間和和整流二極管的反向恢復時間密切相關。為了避免該電流尖峰的影響，需要設計屏蔽電路，將該電流尖峰消除。電阻&和電容C1構成低通濾波電路，將瞬態(tài)的電流尖峰屏蔽。為了使該低通濾波電路不影響正常的電流采樣波形，電阻R4和電容C1的時間常數(shù)R4XC1= (2~3)t?，該時間常數(shù)遠小于一個開關周期。
[0046]以上過程實現(xiàn)了自恢復限流保護要求:即當開關電源負載出現(xiàn)過載時，輸出電壓降低，輸出功率維持在一定范圍，避免電路因輸出功率過大而燒毀，當過載消失后，電路自動恢復正常輸出。
[0047]當開關電源工作在短路工作狀態(tài)時，在開關電源初級電流Ip迅速增大，由公式(4 )可知，Vsi也迅速增大，當Vsi增大到VD+VZ時(Vz為穩(wěn)壓管D3的擊穿電壓)，二極管D2和穩(wěn)壓管隊導通，電流檢測信號通過電阻&開始對電容C2和短路開關M1的柵電容進行充電，電阻R5和電容C2組成積分電路，時間常數(shù)R5XC2應遠大于開關周期，作用是將脈沖信號變換成直流信號，該直流信號作為短路開關M1柵極(Gate terminal)的控制信號。
[0048]隨著短路時間的增加，短路開關M1柵極電平越來越高，當達到短路開關M1閾值電壓上限時，短路開關M1狀態(tài)翻轉，改變開關電源內(nèi)部的軟啟動電路，或者輔助供電電路，或者使能邏輯電路(或禁止邏輯電路)工作狀態(tài)發(fā)生變化，從而使脈寬控制電路停止工作，并最終使開關電源停止工作，實現(xiàn)短路保護。
[0049]其中，電阻R7設定短路開關M1的直流工作點，確保管路開關M1正常工作。當開關電源停止工作后，短路電流消失，Vsi迅速減小到零，由于二極管D2的單向導電特性，使電容C2只能通過電阻R6進行放電，當電容C2電壓下降到短路開關M1閾值電壓下限時，短路開關M1狀態(tài)再次翻轉，開關電源重新工作。
[0050]如果短路故障未消除，開關電源會重新進入短路保護狀態(tài)，進入循環(huán)模式；如果短路故障消除，開關電源會重新進入正常工作狀態(tài)，實現(xiàn)自恢復功能。
[0051]從％導通時刻開始，到短路開關Ml狀態(tài)翻轉時刻為止，為短路保護檢測時間ts，在該時段內(nèi)，開關電源功耗Ps=VinX Is, Ps為短路功耗，Vin為輸入電壓，Is為此時的短路電流，遠大于正常工作電流，因此短路功耗比較大；
[0052] 從Vz脫離導通時刻開始，到Ml狀態(tài)再次翻轉時刻為止，為短路保護延遲時間tD，在該時段內(nèi)，開關電源功耗ρκ，具體大小和短路保護控制點有關，是維持電路恢復工作的功耗，一般非常?。籘s=ts+tD是一個保護周期，在一個周期內(nèi)的平均功耗如下:
[0053]Pavg=PsX ts/Ts+PK X tD/Ts(8)
[0054]由⑶式可知，增大Ts和降低ts是降低短路平均功耗，實現(xiàn)有效短路保護的關鍵。
[0055]從上面的分析中可知，降低R5XC2的值，可以提高充電速度，降低ts，但是濾波后的直流電壓紋波分量變大，容易引起誤觸發(fā)，同時，開關電源在啟動時，往往存在比較大的短時間的浪涌電流，充電速度太快，可能會導致啟動失敗。R5XC2的取值，應結合啟動特性綜合考慮。
[0056]增大Ts實際上是增大tD，tD由電阻Rf^PM1的閾值電壓范圍確定，當短路開關M1確定后，調(diào)整電阻R6的取值，即可對tD進行控制。此外，提高Ts，還可以結合開關電源具體電路設計來采取措施。[0057]以上過程實現(xiàn)了自恢復短路保護要求:即當開關電源出現(xiàn)短路故障時，輸出平均功率維持在比較小的值，避免電路因短路過熱而燒毀，當短路故障消失后，電路自動恢復正常輸出。
[0058]在T1初級無電流流過時，T1初級電感儲存的磁化能量通過電阻R1放電，實現(xiàn)T1磁芯復位，避免飽和。當開關電源工作在最低輸入電壓，輸出滿載時，對應T1初級電感的最小放電時間，此時脈寬控制器輸出最大占空比Dmax，及T1初級電感儲存的能量必須在此時間之內(nèi)放完，方能確保復位。
[0059]此時，由于沒有電流存在，二極管D1和二極管D2均不導通，T1次級的等效電阻就是電阻R1，因此，放電時間常數(shù)為1^/%,為T1次級電感,放電時間常數(shù)應滿足下式:
[0060]VR1 ^ I/ (1-Dmax)(9)
[0061]在！\初級無電流流過時，電容C1上儲存的電荷也在這一時間通過電阻R4和電阻R3放電到零。此時的放電時間常數(shù)為(R4+R3) XC1，應滿足下式:
[0062](R4+R3) XC1 ^ I/ (1-Dmax)(7)
[0063]結合R4XC1= (2~3) t?，可以計算出RyRyRjPC1的值。
[0064]圖5為本發(fā)明電路的限流保護時序控制圖，其中，圖5 Ca)是電流檢測回路波形，圖5 (b)是經(jīng)過電阻R4和電容C1濾波后的波形，圖5 (C)是比較器輸出波形。在^-^時間段:開關電源處于反向恢復時期，整個功率回路處于短路狀態(tài)，功率回路電流迅速增大，出現(xiàn)大的電流尖峰，如圖5 (a)，經(jīng)過電流尖峰屏蔽電路后，電流尖峰消失，如圖5 (b)，確保比較器輸出高；在Vt2時間段:是正常傳遞能量階段，比較電路保持高電平；在t2-t3時間段:電流檢測電路檢測到電流達到預定基準電壓VMf，比較器狀態(tài)翻轉，從高變?yōu)榈?，功率回路停止傳遞能量，同時電容C1上的電壓通過電阻R3和電阻R4放電到O ;在t3-t4時間段:功率回路電流為0，比較器輸出低電平，電容C1電壓為0，準備檢測下一個電流信號。
[0065]圖6為本發(fā)明電路的短路保護時序控制圖。圖6 (a)是開關電路短路開關M1的漏極波形，圖6 (b)是開關電路短路開關M1的柵極波形，圖6 (c)是短路保護時的功耗波形。在時間段:電流檢測階段，此時短路開關M1柵極處于充電狀態(tài)，短路開關M1為關斷狀態(tài)，電路處于短路功耗比較大的狀態(tài)；在t1-t2時間段:短路保護階段，此時短路開關柵極M1完成充電，短路開關M1飽和導通，開關電源停止工作，電路處于低功耗保護狀態(tài)，功率短路開關M1的刪極電壓通過電阻R6緩慢放電。由圖6 (c)可見，檢測時間只占整個保護周期的很小一段時間，使得在一個短路保護周期內(nèi)平均功耗降低，起到有效的短路保護作用。[0066]圖7是本發(fā)明在反激開關電源中的應用實例，T1連接功率MOS管直接到地。短路保護電路的短路控制開關直接控制開關電源的內(nèi)部輔助供電電路，當出現(xiàn)短路故障時，短路開關M1飽和導通，使開關電源內(nèi)部輔助供電電路停止工作，PWM控制器因無供電而停止輸出，從而使開關電源停止工作。當短路開關M1的柵極下降到閾值下限時，短路開關M1狀態(tài)翻轉，內(nèi)部輔助供電電路，恢復正常工作，進入檢測工作階段，如果短路故障消失，開關電源恢復正常輸出，如果短路故障未消除，電路進入循環(huán)保護狀態(tài)。
[0067]圖8是本發(fā)明在正激開關電源中的應用實例，T1串聯(lián)在輸入和變壓器初級之間。短路控制開關電路的輸出直接控制開關電源的PWM控制電路，一般控制PWM控制電路的軟啟動單元或者誤差放大器輸出，使PWM控制器停止輸出，從而使開關電源停止工作。當短路開關M1的柵極下降到閾值下限時，短路開關M1狀態(tài)翻轉，PWM控制器恢復正常工作，進入檢測工作階段，如果短路故障消失，開關電源恢復正常輸出，如果短路故障未消除，電路進入循環(huán)保護狀態(tài)。
[0068]圖4中，所述整流電路和電平移位濾波電路中的D2，D3和R5互為串聯(lián)關系，三個元件的可以互相對換。
[0069]以上實施例電路的基本參數(shù)為:
[0070]電流檢測電路中，T1:膽比為1:100 ;電阻R1:1k Ω?5.1kQ ；
[0071]整流電路中，二極管D1, D2:1N4148 ;
[0072]電流脈沖幅度控制電路中，電阻R2:51Ω?lkQ，R3:5.1Ω?27Ω ;
[0073]電流尖鋒屏蔽電路中，電阻R4:270 Ω?680 Ω ;;電容C1:220pF?470pF ;
[0074]比較電路；利用UCC2892 (Texas Instruments公司)脈寬控制電路內(nèi)部比較器實現(xiàn)；
[0075]電平移位濾波電路中，穩(wěn)壓管03:BZX84C6V8(Diodes公司);電阻R5:200Ω?IkQ ；R6:1 M Ω ?3 M Ω ;電容 C2:0.I μ F ;
[0076]開關電路中，晶體管M1:2Ν7002 ;電阻R7:1k Ω。
【權利要求】
1.一種具有自恢復功能的限流保護與短路保護電路，其特征在于它包括: 一個電流檢測電路，其輸入端Iin與開關電源功率回路電流相連，輸出與功率回路電流波形相同的電壓脈沖信號； 一個整流電路，其輸入端與所述電流檢測電路的輸出端相連，它對電壓脈沖信號進行單向傳遞，輸出兩路相同的電壓脈沖信號； 一個電流脈沖幅度控制電路，其輸入端與所述整流電路的一路輸出相連，它用于控制電壓脈沖信號幅度，輸出波形不變、幅度可調(diào)的電壓脈沖信號； 一個電流尖鋒屏蔽電路，其輸入端與所述電流脈沖幅度控制電路的輸出端相連，它用于屏蔽電壓脈沖信號中形成的電壓尖峰，輸出有效的電壓脈沖信號； 一個比較電路，其輸入端與所述電流尖鋒屏蔽電路的輸出端相連，它對電流脈沖信號和基準電壓Vref進行比較，若電流脈沖信號大于基準電壓，則輸出脈寬控制電路開關信號，實現(xiàn)開關電源的自恢復限流保護； 一個電平移位濾波電路，其輸入端與所述整流電路的另一路輸出相連，它用于調(diào)整整流后的電壓脈沖信號幅度，輸出上升時間可控的電壓直流信號； 一個短路控制電路，其輸入端與所述電平移位濾波電路的輸出端相連，它在檢測到短路工作狀態(tài)時，發(fā)生轉換，輸出短路保護控制信號，實現(xiàn)開關電源的自恢復短路保護。
2.根據(jù)權利要求1所述的自恢復功能的限流保護與短路保護電路，其特征在于所述電流檢測電路包括電流取樣變壓器T1、電阻R1，所述整流電路包括二極管DpD2,所述電流脈沖幅度控制電路包括電阻民、電阻R3，所述電流尖峰屏蔽電路包括電阻R4、電容C1，所述比較電路包括比較器U1、基準電壓VMf，所述電平移位濾波電路包括穩(wěn)壓管D3、電阻R5、電阻R6和電容C2，所述短路控制電路包括NMOS短路開關M1、電阻R7和直流電壓V1 ； 其中，T1的初級與開關電源的功率回路串聯(lián)，功率回路的脈沖電流從電流檢測電路的Iin +端流入,從Iin —端流出，T1次級的一端接地,T1次級的另一端與R1的一端，D1, D2的陽極相接，R1的另一端接地，R2的一端與D1的陰極相連，R2的另一端接R3、R4的一端，R3的另一端接地，R4的另一端接C1的一端和U1的輸入端，C1的另一端接地，U1的“+”輸入端接基準電壓VMf，D3的陰極與D2的陰極相接，D3的陽極與電阻R5的一端相接，R5的另一端與電阻R6,電容C2的一端以及M1的柵極G相接，C2和R6另一端接地，M1的漏極D與R7的一端相接，R7的另一端接V1的正端，V1的負端與M1的源極S均接地。
【文檔編號】H02M1/32GK103904621SQ201410151350
【公開日】2014年7月2日 申請日期:2014年4月16日 優(yōu)先權日:2014年4月16日
【發(fā)明者】尹華, 柴漢冬, 曾軼哲, 鄒華昌 申請人:中國電子科技集團公司第二十四研究所