專利名稱：橋式線性放大器的開(kāi)關(guān)電源的制作方法
背景技術(shù)：
橋式功率放大器的電源特別簡(jiǎn)單，僅需一兩端電源。這種放大器提供大的功率，例如幾十千瓦，具有寬的帶寬，并且失真和噪聲很小，這使其對(duì)于精密的放大用途來(lái)說(shuō)幾乎是理想的，例如用于磁共振圖象的梯度放大器。盡管這類放大器的固有缺陷是功率效率很低。這種低效率造成大量半導(dǎo)體材料用作旁路器件，以及采用大的散熱片來(lái)吸收放大器工作時(shí)產(chǎn)生和浪費(fèi)的熱量。
另一類放大器，即開(kāi)關(guān)式脈沖寬度調(diào)制(PWM)放大器，改進(jìn)了電源效率，但帶寬和保真度就差得多了。PWM放大器的帶寬通常不足以應(yīng)付許多應(yīng)用場(chǎng)合的需要。若以兆赫范圍的開(kāi)關(guān)頻率工作以獲得必需的帶寬，則會(huì)導(dǎo)致低效率，因而是不實(shí)際的。若輸出功率大小在幾十千瓦，則使用兆赫工作頻率尤其困難，且花費(fèi)大。
在現(xiàn)有技術(shù)中已采用了兩個(gè)獨(dú)立的PWM反向電源對(duì)傳統(tǒng)的“圖騰柱”拓?fù)?非橋式)線性放大器供電，而橋式設(shè)計(jì)不需要兩個(gè)PWM電源，只需一個(gè)電源，這種設(shè)計(jì)還要求或是過(guò)度的工作效率或是不足的工作效率，而且(或者)要預(yù)知放大器的輸入信號(hào)，以允許慢響應(yīng)的電源先開(kāi)始產(chǎn)生必需的電源電壓瞬態(tài)變化。對(duì)許多這種系統(tǒng)來(lái)說(shuō)，這種預(yù)見(jiàn)的唯一可行方法是使被放大的主信號(hào)延遲幾毫秒，這幾毫秒是低速PWM電源所需的響應(yīng)時(shí)間。在許多應(yīng)用中，不允許或不希望有這種放大信號(hào)的延遲。而在試圖使PWM反向電源工作得更快的嘗試中，常常犧牲了變換器的輸出電壓脈沖，并且在低工作電流時(shí)，由于變換器表現(xiàn)出循環(huán)跳躍特點(diǎn)，輸出脈動(dòng)電壓含有大量開(kāi)關(guān)次諧波。當(dāng)反向變換器工作在接近零工作循環(huán)以產(chǎn)生小的輸出電流時(shí)，丟失循環(huán)是常見(jiàn)的。
在使用橋式線性功率放大器時(shí)，采用多級(jí)信號(hào)跟蹤電源對(duì)放大器供電，例如美國(guó)專利4,778,452和5,045,990中所述，能使放大器系統(tǒng)的效率比用固定直流電源的基本B類工作高得多。所以，在下面討論的本發(fā)明中，對(duì)橋式線性功率放大器采用多個(gè)獨(dú)立的PWM反向電源，以提供高效快速精密的放大系統(tǒng)，而沒(méi)有上述相應(yīng)于PWM和橋式線性功率放大器的缺點(diǎn)。
發(fā)明綜述在本發(fā)明中，橋式線性功率放大器由多個(gè)并聯(lián)工作的PWM反向變換器供電，每一變換器共享一共用直流輸入電源，并連接到一對(duì)共同的輸出端上，該輸出端加到橋式線性功率放大器的電源端，反向變換器用調(diào)制參考信號(hào)調(diào)制，后者隨時(shí)間變化，這樣在任一轉(zhuǎn)換周期都有多個(gè)調(diào)制波形，除了時(shí)間延遲外這些調(diào)制波形都是相同的，在一個(gè)轉(zhuǎn)換周期中按時(shí)間間隔均勻分開(kāi)，一反饋控制放大器將每一變換器的輸出電壓與放大器所需電壓大小進(jìn)行比較，并使調(diào)制器控制每一PWM變換器的開(kāi)關(guān)工作循環(huán)。
所以，本發(fā)明的一個(gè)目的是提出一種能夠產(chǎn)生幾十千瓦功率的高效率快速精密的放大系統(tǒng)。
本發(fā)明的另一目的是提出一種工作效率高而成本合理的功率放大器。
本發(fā)明的進(jìn)一步目的是提出一種功率放大器，其采用的PWM反向變換器的輸出濾波器中電容和電感值達(dá)到最小，以允許控制系統(tǒng)中無(wú)須預(yù)知的足夠高速的跟蹤信號(hào)。
本發(fā)明的又一個(gè)目的是提出一種用于橋式線性功率放大器的電源，可按一時(shí)鐘頻率以固定的頻率工作，該頻率可與一外部系統(tǒng)時(shí)鐘同步，以避免在系統(tǒng)噪聲中形成拍頻。
本發(fā)明再一目的是提出一種具有PWM反向電源變換器的橋式線性功率放大器，其中低電流工作時(shí)循環(huán)跳躍產(chǎn)生的電源脈動(dòng)電流感應(yīng)噪聲的頻譜強(qiáng)度得以減小，而剩余的電源脈動(dòng)電流感應(yīng)噪聲變?yōu)榕c類似的重復(fù)控制信號(hào)不相干。
附圖簡(jiǎn)述圖1是一組代表性的波形，表示本發(fā)明橋式線性功率放大器的代表性輸出電壓信號(hào)，與必需的放大器電源電壓有關(guān)，放大器電源電壓支持或產(chǎn)生這種放大器輸出信號(hào)。
圖2是本發(fā)明橋式線性功率放大系統(tǒng)的方框圖，表示一組PWM反向變換器連接到放大器的電源端，形成一共同負(fù)載。
圖3是一組調(diào)制波形，饋給四個(gè)并聯(lián)工作的PWM反向變換器并提供給各開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)，結(jié)果把反向變換器產(chǎn)生的電感電流作為混合的總電感電流送到功率放大器的電源輸入端。
圖4是電路和方框的組合圖，由用于圖2的PWM控制器的一數(shù)字同步輸入信號(hào)與皮爾斯振蕩器相位同步。
圖5是隨機(jī)噪聲發(fā)生器電路圖，用于為送到反向變換器的調(diào)制信號(hào)產(chǎn)生控制電壓，它也是圖2中PWM控制器的組成部分。
較佳實(shí)施例的敘述參照


的較佳實(shí)施例并不是本發(fā)明的全部?jī)?nèi)容，也不打算將本發(fā)明限制在所討論的形式，之所以選擇和討論這些例子是為了最好地解釋本發(fā)明的原理，使本領(lǐng)域一般技術(shù)人員能夠使用本發(fā)明。
圖1中，理想的放大器電源電壓101產(chǎn)生一放大器輸出電壓102。電源電壓略大于放大器輸出電壓的大小，電源電壓越大，功率放大器輸出級(jí)散熱損失的電壓越多。由于放大器要損失一些電壓才能實(shí)現(xiàn)控制，所以不可能使電源電壓和放大器輸出電壓之差為零。而且，由于放大器內(nèi)部阻抗，還會(huì)帶來(lái)一些電源電壓的附加損失，必然進(jìn)一步造成電源電壓與放大器裝置輸出電壓的差別。這樣，要使這些損失或即放大器散熱為最小，就要求跟蹤電源非常精確。顯然，放大器電壓要求的功率變化越快，跟蹤電源也必須越快。
若開(kāi)關(guān)元件能有低的阻值和小的開(kāi)關(guān)損失，則開(kāi)關(guān)電源能有高效率，開(kāi)關(guān)損失正比于工作頻率，所以，工作頻率不能無(wú)限制增加到損失變得無(wú)法接受。反向拓?fù)浞浅＿m于對(duì)接近零的輸出電壓和電流進(jìn)行控制。最大的反向變換器輸出電壓限制為電源輸入電壓。在本發(fā)明放大器裝置中，希望產(chǎn)生大小為200V和200A的電壓，對(duì)電源要求的最小電壓是大小約為10V凈幅度的小工作電壓和小到100mA的電流。這樣，變換器輸出功態(tài)功率比非常大，如40000倍數(shù)量級(jí)。在某些用途中，如磁共振成象，可能要求輸出電壓每微秒回轉(zhuǎn)40V，這意味著變換器功率帶寬為75KHz量級(jí)。75KHz的帶寬要求開(kāi)關(guān)頻率為1MHz量級(jí)。這樣高的開(kāi)關(guān)頻率會(huì)產(chǎn)生完全不能接受的開(kāi)關(guān)損失，若降低開(kāi)關(guān)頻率，就難以濾去變換器輸出中的開(kāi)關(guān)脈動(dòng)。
圖3是一波形圖，用圖2中四個(gè)反向變換器202來(lái)說(shuō)明，用在系統(tǒng)中的反向變換器202的數(shù)量取決于圖2中橋式功率放大器203所希望的最大輸出。圖3中，圖的頂部表示具體送到每一脈沖寬度調(diào)制器的調(diào)制電壓和控制電壓或信號(hào)。這些電壓(調(diào)制電壓和控制電壓)在每一對(duì)應(yīng)的反向變換器中產(chǎn)生脈沖寬度調(diào)制開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)S1、S2、S3和S4，隨后在對(duì)每一變換器畫出的時(shí)滯時(shí)序中產(chǎn)生電感電流I11、I12、I13和I14，迭加成總電感電流313，送到橋式放大器。每一變換器的開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)分別由數(shù)字305、306、307和308表示，每一變換器產(chǎn)生的感應(yīng)電流或電感電流分別由309、310、311和312表示四個(gè)變換器。當(dāng)采用這種時(shí)間交錯(cuò)(多相變換器)時(shí)，有效工作頻率是各個(gè)工作頻率的總和，而凈輸出電流脈動(dòng)大大減小了，這使輸出濾波器的結(jié)構(gòu)對(duì)所要求的衰減而言可降低輸出電容。結(jié)果可用一組經(jīng)濟(jì)的反向變換器獲得所需的寬帶寬。
現(xiàn)在參見(jiàn)圖2所示放大器裝置的整體結(jié)構(gòu)。反向變換器202彼此并聯(lián)，各用數(shù)字1、2、3至N標(biāo)出，表示并聯(lián)連接的變換器的具體數(shù)量，取決于變換器可用的輸出，這與所連接的橋式放大器203的所需功率輸入有關(guān)。為說(shuō)明起見(jiàn)，用四個(gè)這種反向放大器以簡(jiǎn)化圖3的電流圖，應(yīng)當(dāng)理解，為了產(chǎn)生2MHz的橋式放大器最大有效工作頻率，要用八個(gè)250KHz反向變換器202并聯(lián)在一起，每一變換器202包括一MOSFET(金屬氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)管)開(kāi)關(guān)207，一單向二極管208，一輸出線圈即電感205，一輸入旁路電容211，以及一輸出電容210。盡管圖2中表示出各個(gè)單獨(dú)的輸出電容210，但由于這些電容是并聯(lián)使用的，也可以在電路中用單個(gè)電容，每一反向變換器202只需產(chǎn)生橋式放大器所需總輸出電流的一部分，例如，總輸出為200A，八個(gè)反向變換器只需各自產(chǎn)生25A來(lái)滿足總輸出電流需求。比起要對(duì)付200A的總輸出電流的大電感來(lái)，25安培的電感209制造起來(lái)容易多了，也小巧緊湊得多了。
有兩種基本的反向變換器拓?fù)浞墒褂脠D示的N溝道MOS-FET開(kāi)關(guān)207，圖2中所示拓?fù)涫怯捎谄湟子诓捎肕OSFET柵極驅(qū)動(dòng)而選擇的，其它的反向變換器基本拓?fù)湟苍S會(huì)把N溝道MOS-FET的漏極端接到電源正端而把MOSFET的源極端接到電感—二極管(209，208)結(jié)點(diǎn)。電感209應(yīng)被接到正輸出端，而不是圖2中的負(fù)端。這里敘述的這種未在圖上表示的反向變換器拓?fù)浞ㄐ枰獙?duì)每一相的柵極驅(qū)動(dòng)配單獨(dú)的電源。以及經(jīng)-dv/dt極高的接口從各相共用控制器206耦合柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)，大大增加了成本和復(fù)雜程度。
用于并聯(lián)的各反向變換器202的單一電源來(lái)自直流主電源201，范圍可在180至200V，變換器202的相位控制由圖2的PWM控制器206產(chǎn)生。放大器驅(qū)動(dòng)控制器205連接在橋式放大器203和控制器206之間，可以是美國(guó)專利3,808,545中敘述的那種類型。放大器驅(qū)動(dòng)控制器205產(chǎn)生一指令信號(hào)101，驅(qū)使PWM控制器206根據(jù)需求狀況產(chǎn)生以反向變換器202到橋式放大器的輸入電流。
PWM控制器206包括圖4所示同步振蕩器圖。4的皮爾斯振蕩器405無(wú)須任何數(shù)據(jù)時(shí)鐘輸入以指定頻率振蕩，若有一數(shù)據(jù)時(shí)鐘信號(hào)，振蕩器輸出將表現(xiàn)為與數(shù)據(jù)時(shí)鐘的諧波有一定相位關(guān)系，后者為振蕩器的固有頻率。只要有數(shù)據(jù)時(shí)鐘的諧波接近振蕩器的固有頻率，就可能有大量的整倍數(shù)頻率實(shí)現(xiàn)相位鎖定。串聯(lián)的LC諧波器404調(diào)到在振蕩器頻率上諧振，可由任何適當(dāng)?shù)淖又C波激勵(lì)。圖4中的電路402產(chǎn)生一受控寬度脈沖激發(fā)諧振器404。電路402由數(shù)據(jù)時(shí)鐘產(chǎn)生一單邊緣觸發(fā)脈沖，消除工作周期靈敏度，諧波器404的Q值盡可能維持得高些，這要求諧波器由一低阻抗源驅(qū)動(dòng)，如CMOS緩沖器403。將正弦電流送入振蕩器405消除了鎖存時(shí)振蕩器的多邊緣輸出，相位鎖存平穩(wěn)、迅速。同步信號(hào)由圖中所示字碼時(shí)鐘產(chǎn)生。
圖3中所示變換器調(diào)制波形(301、304)由圖4中多相調(diào)制電壓發(fā)生器406產(chǎn)生。同步振蕩器的時(shí)鐘輸入產(chǎn)生一組50％相移工作循環(huán)脈沖，依次轉(zhuǎn)換成圖3的三角波。三角波加到比較器的一個(gè)輸入端，而圖3所示的控制電壓加到比較器的另一輸入端，比較器的輸出當(dāng)與適當(dāng)?shù)目刂菩盘?hào)即電壓組合時(shí)是一組寬度調(diào)制脈沖(305～308)，各脈沖通過(guò)高速光振蕩器耦合，驅(qū)動(dòng)?xùn)艠O驅(qū)動(dòng)器，后者再驅(qū)動(dòng)圖2中的MOSTET器件207，如PWM產(chǎn)品中常見(jiàn)的那樣。
功率放大器的一些嚴(yán)格應(yīng)用場(chǎng)合使用采樣數(shù)據(jù)系統(tǒng)，后者以數(shù)字方式提供輸入波形并在時(shí)間上與輸入同步地處理系統(tǒng)輸出，在這種系統(tǒng)的輸出中出現(xiàn)的少量高頻噪聲會(huì)產(chǎn)生雖小但嚴(yán)重的(拍頻)信號(hào)，此時(shí)多個(gè)數(shù)據(jù)頻率與高頻噪聲混在一起，“拍頻”干擾可通過(guò)使跟蹤變換器對(duì)數(shù)據(jù)時(shí)鐘作相位鎖定而減小到零頻率，如圖4所示。
PWM控制器206中包括圖5所示的噪聲發(fā)生器，圖5中電壓誤差放大電路501產(chǎn)生控制電壓，用來(lái)產(chǎn)生圖8所示的寬度調(diào)制脈沖305～308圖5中數(shù)字化偽隨機(jī)噪聲(PRN)發(fā)生器506對(duì)電壓誤差放大電路501提供一信號(hào)源，旁路濾波器505用來(lái)去掉信號(hào)源的直流輸出項(xiàng)，并使波幅分布形狀更接近于高斯曲線。如果將信號(hào)引入用與組成放大電路501反饋網(wǎng)絡(luò)的RC網(wǎng)絡(luò)有著同樣時(shí)間常數(shù)的RC網(wǎng)絡(luò)504形成放大器的虛地，就可以在電壓誤差放大電路501輸出端產(chǎn)生與噪聲源相同的噪聲頻譜。RC網(wǎng)絡(luò)504包括一時(shí)滯反饋電阻(Rlfb)和一個(gè)時(shí)滯反饋電容(clfb)，電阻被乘以一個(gè)常數(shù)，電容被除以一個(gè)常數(shù)，該常數(shù)用來(lái)標(biāo)定不同等級(jí)。
當(dāng)在很低的輸出電流下要調(diào)整高頻電源時(shí)，控制器常常必須產(chǎn)生循環(huán)跳躍。接下來(lái)的問(wèn)題是，所需的輸出電流小于工作頻率乘每次開(kāi)關(guān)循環(huán)中傳送的最小電荷，反向變換器開(kāi)關(guān)每次接通，一定量的電荷就轉(zhuǎn)移到輸出電路。由于控制器無(wú)法減小這一電荷，它唯一能夠做的只是通過(guò)取消一些開(kāi)關(guān)次數(shù)來(lái)降低電荷轉(zhuǎn)移速率。最有可能的是周期性地跳過(guò)一些循環(huán)，結(jié)果在輸出波形中產(chǎn)生二諧波電壓脈動(dòng)當(dāng)該脈動(dòng)頻率降低時(shí)，變換器的輸出濾波器就不那么有效了，這一電源噪聲也不會(huì)完全被放大器抑制，結(jié)果以小幅度出現(xiàn)在輸出信號(hào)中。某些應(yīng)用場(chǎng)合就屢受輸出信號(hào)中的周期性噪聲干擾。
若將一個(gè)類似于噪聲的信號(hào)送入由反饋或誤差放大電路501和電源反饋網(wǎng)絡(luò)502組成的控制回路中，就有可能使循環(huán)跳躍現(xiàn)象不規(guī)范化。對(duì)控制回路的輸入信號(hào)由差分接收器503提供。它的作用是頻率加重和限制功率放大器電壓指令信號(hào)。
橋式線性功率放大器203與其負(fù)載204相連，并由一通過(guò)多個(gè)并聯(lián)PWM反向變換器202調(diào)整的單一電源供電，這就形成了一個(gè)高效率的放大裝置，成本較低而速度格外地快。放大器驅(qū)動(dòng)和控制器205使控制器206準(zhǔn)確地切換反向變換器202的MOSFET管，如圖3中依次畫出那樣，根據(jù)負(fù)載204加到放大器上的指令電平所決定的確切增量，對(duì)橋式放大器產(chǎn)生輸入功率電流。每一變換器202的調(diào)制頻率足夠高，使實(shí)際的開(kāi)關(guān)式電源輸出濾波器209、210通帶足夠大，可以輸出橋式放大器所要求的最高速電流。
本發(fā)明并不限于上面討論的具體細(xì)節(jié)，而且可以在權(quán)利要求范圍內(nèi)修改。
權(quán)利要求
1.一種放大器電源電路，其特征在于，包括一具有電源輸入端的功率放大器、多個(gè)互相并聯(lián)并適于接到一直流電源的脈沖寬度調(diào)制開(kāi)關(guān)電源變換器，每一變換器跟蹤所述放大器的電源需求，所有所述變換器將所述電源的電流匯總輸出到所述放大器電源輸入端。
2.如權(quán)利要求1的放大器電源電路，其特征在于，所述放大器是一種橋式放大器。
3.如權(quán)利要求2的放大器電源電路，其特征在于，所述放大器在信號(hào)公共端有一輸出端。
4.如權(quán)利要求1的放大器電源電路，其特征在于，每一所述變換器工作于一單獨(dú)的電流發(fā)生相位選定模式，以使輸出脈沖最小，并提高了所有所述變換器匯總輸出電流的有效開(kāi)關(guān)速率。
5.如權(quán)利要求4的放大器電源電路，其特征在于，每一所述變換器包括一開(kāi)關(guān)電源輸出濾波器，輸出所述放大器在其功率輸入端所需的快速電流。
6.如權(quán)利要求4的放大器電源電路，其特征在于，每一所述變換器是反向驅(qū)動(dòng)拓?fù)湫汀?br> 7.如權(quán)利要求6的放大器電源電路，其特征在于，每一變換器包括一能接收脈沖寬度調(diào)制驅(qū)動(dòng)信號(hào)的三端開(kāi)關(guān)裝置，并具有一適于連接到所述電源一端的控制公共端。
8.如權(quán)利要求1的放大器電源電路，其特征在于，每一轉(zhuǎn)換器有一工作頻率，其相位鎖定于取樣數(shù)據(jù)輸入的數(shù)據(jù)速率。
9.如權(quán)利要求8的放大器電源電路，其特征在于，包括一脈沖寬度調(diào)制控制裝置，感知所述放大器的電源輸入指令，并響應(yīng)于該指令對(duì)每一所述變換器產(chǎn)生一所述脈沖寬度調(diào)制驅(qū)動(dòng)信號(hào)，所述控制裝置包括一自激振蕩器和相位鎖定電路，所述相位鎖定電路包括一由數(shù)據(jù)速率時(shí)鐘脈沖激勵(lì)的諧波電路，使所述振蕩器同步地產(chǎn)生所述脈沖寬度調(diào)制開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)。
10.如權(quán)利要求9的放大器電源電路，其特征在于，所述控制裝置包括一用于提供控制電壓的噪聲發(fā)生器，所述控制電壓連同所述振蕩器產(chǎn)生的調(diào)制電壓一起產(chǎn)生所述脈沖寬度調(diào)制開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)，所述發(fā)生器產(chǎn)生的一隨機(jī)噪聲信號(hào)注入一作為所述控制器一部分的電源控制回路，使所述放大器電源電路的工作在所述匯總輸出電流低值時(shí)隨機(jī)化。
11.如權(quán)利要求10的放大器電源電路，其特征在于，所述噪聲發(fā)生器是數(shù)字式偽隨機(jī)類型的噪聲發(fā)生器。
全文摘要
一種電源變換器，包括一橋式功率放大器，由單一直流輸入電源經(jīng)一組并聯(lián)的PWM反向變換器供電，用隨時(shí)間變化的參考信號(hào)調(diào)制變換器，這樣，任何轉(zhuǎn)換周期都存在一組調(diào)制波形，除其延遲外，這些波形是相同的，在一轉(zhuǎn)換周期中按時(shí)間均勻分開(kāi)。反饋控制放大器比較并聯(lián)變換器的電壓輸出與放大器所需電源電壓的大小，并驅(qū)動(dòng)電路的調(diào)制元件控制每一獨(dú)立PWM轉(zhuǎn)換器的開(kāi)關(guān)工作循環(huán)。
文檔編號(hào)H02M3/24GK1136370SQ94194293
公開(kāi)日1996年11月20日 申請(qǐng)日期1994年9月21日 優(yōu)先權(quán)日1993年11月30日
發(fā)明者杰拉爾德·R·斯丹利 申請(qǐng)人:王冠國(guó)際公司