專利名稱：脈寬調(diào)制逆變裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種把直流電轉(zhuǎn)換成交流電的PWM逆變裝置。
如已有技術(shù)，在名稱為“電源轉(zhuǎn)換裝置”的JP-A-227085/1995中揭示了一種組合異步調(diào)制模式和異步過調(diào)制模式來控制輸出電壓的PWM逆變器。這種裝置具有開關(guān)特性，其中每個電壓脈沖的輸出周期在異步調(diào)制模式和異步過調(diào)制模式時都相等且恒定不變。
在現(xiàn)有的技術(shù)中，如果電壓脈沖的輸出周期比以高頻開關(guān)操作的基波的基頻周期短得多，則不會產(chǎn)生問題。然而，如果把開關(guān)頻率抑制在低頻上以減少開關(guān)元件的開關(guān)損耗，則在逆變器的輸出電流內(nèi)會產(chǎn)生低頻脈動，尤其是在異步過調(diào)制模式下。
產(chǎn)生低頻脈動的原因如下。在異步過調(diào)制模式時，在基波的每個零交叉的附近內(nèi)產(chǎn)生的較窄的寬度電壓脈沖不利地影響逆變電流控制的精度。在電壓脈沖輸出周期與基波周期不同步(即所謂的異步PWM方式)的情況下，在要輸出的電壓的基波的每個周期內(nèi)，上述窄的寬度脈沖的輸出定時或數(shù)量產(chǎn)生彌散。雖然在高頻開關(guān)操作情況下，在逆變器的輸出電流內(nèi)產(chǎn)生低頻脈動，但由于該脈動的電平非常低，所以它們的影響可略忽不計。然而，在低開關(guān)操作情況下，由于窄寬度脈沖的數(shù)量不多，并且上述彌散對逆變器的輸出電流影響較大，所以電流脈沖變得突出。
本發(fā)明的目的在于用PWM逆變裝置來控制逆變器，使其在逆變電流內(nèi)不產(chǎn)生低頻脈沖，實現(xiàn)在逆變器內(nèi)產(chǎn)生穩(wěn)定的電流。
上述的問題是通過提供用于對應(yīng)于輸出電壓的要求設(shè)置電壓脈沖輸出周期的裝置來解決的，其中在異步過調(diào)制操作時電壓脈沖輸出周期以輸出電壓要求的增加成比例地逐漸減小。
在本發(fā)明中，由于通過減小異步過調(diào)制模式的脈沖輸出周期來增加輸出電壓基波每個零交叉附近的窄寬度電壓脈沖的數(shù)量，所以基波的每個周期的窄寬度電壓脈沖數(shù)也增加，窄寬度電壓脈沖的輸出定時和數(shù)量的彌散的影響也變小，從而防止在異步過調(diào)制模式時產(chǎn)生電流低頻脈動。


圖1示出了根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的組織結(jié)構(gòu)。
圖2示出了在異步調(diào)制模式下調(diào)制波、載波和電壓脈沖圖形的波形。
圖3示出了在異步過調(diào)制模式下的調(diào)制波、載波和電壓脈沖圖形的波形。
圖4是電流波形曲線圖，指出了已有相關(guān)方法的逆變電流脈動問題的例子。
圖5之圖示出了輸出電壓要求與電壓輸出周期關(guān)系。
圖6示出了在PWM模式從異步調(diào)制模式轉(zhuǎn)換到異步過調(diào)制模式時實施例的調(diào)制波、載波和電壓脈沖圖形的波形。
圖7是用本發(fā)明實現(xiàn)的沒有脈動的電流波形的曲線圖。
下面參照附圖詳細(xì)解釋本發(fā)明的實施例。
圖1示出了本發(fā)明的第一實施例，其中PWM逆變器通過組合異步調(diào)制模式操作與異步過調(diào)制模式操作來控制兩電平逆變的輸出電壓。在圖1中，標(biāo)號1表示輸出輸出電壓要求E*和輸出電壓基波頻率F*的上控制單元，標(biāo)號2表示異步PWM控制計算裝置，標(biāo)號3表示兩電平逆變器的主電路，標(biāo)號4表示逆變器的負(fù)載(感應(yīng)電動機(jī))。
異步PWM控制計算裝置2由電壓脈沖輸出周期設(shè)置裝置21、輸出電壓要求轉(zhuǎn)換成調(diào)制波幅度轉(zhuǎn)換裝置22、積分器23、函數(shù)y＝sin(x)的計算裝置24和電壓脈沖圖形計算裝置25組成。
在下面，作為獲得電壓脈沖圖形的方法的例子，解釋三角波比較PWM方法。輸出電壓脈沖的輸出周期Tp與載波的頻率Fc相反。異步調(diào)制模式和異步過調(diào)制模式下脈沖圖形、的調(diào)制波和載波的波形分別圖示在圖2和圖3中。在圖2和圖3中，“A”表示調(diào)制波的幅度，Tp表示電壓脈沖的輸出周期，F(xiàn)c表示載波的頻率。在圖2所示的異步調(diào)制操作下，以恒定不變的脈沖輸出定時產(chǎn)生電壓脈沖。而且，在圖3所示的異步過調(diào)制操作下，產(chǎn)生一個寬脈沖，該脈沖延伸到中央兩側(cè)，即一個周期的輸出電壓基波內(nèi)的峰值。而且，在異步過調(diào)制模式操作的電壓脈沖圖形波形中，為方便起見，把延伸到輸出電壓基波的峰值兩側(cè)的寬脈沖稱為寬脈沖，把在輸出電壓基波的零交叉點附近的狹窄的脈沖稱為窄脈沖。
實際上，載波的頻率Fc常通過得到逆變器主電路的開關(guān)元件的損耗來確定。因此，載波頻率Fc有時被抑制在低頻上。在低頻開關(guān)的情況下，在異步過調(diào)制模式操作下，圖3所示的窄脈沖只有幾個。因此，由于異步調(diào)制模式操作產(chǎn)生的在輸出電壓基波的每個周期上脈沖輸出定時或脈沖輸出數(shù)的彌散的影響變得突出，在逆變器電流內(nèi)產(chǎn)生如圖4所示的低頻脈動。
上述的彌散是由于在異步調(diào)制模式下把載波的頻率設(shè)置到與異步過調(diào)制模式下的輸出電壓調(diào)制波相同的低頻值而引起的。
由于在異步過調(diào)制模式操作時，在調(diào)制波幅度的絕對值超過載波幅度的絕對值時，即，在每個寬脈沖期間，開關(guān)操作停止，所以可以減少逆變器主電路內(nèi)元件的開關(guān)損耗。現(xiàn)在請注意，可以把載波頻率增加到使開關(guān)操作在每個寬脈沖期間停止相當(dāng)?shù)臄?shù)量，如圖1所示，所以在異步PWM控制計算裝置2內(nèi)設(shè)置了電壓脈沖輸出周期設(shè)置裝置21。電壓脈沖輸出周期設(shè)置裝置21與輸出電壓要求E*有關(guān)，并與輸出電壓E*的減小(載波頻率Fc的提高)成比例地連續(xù)減小電壓脈沖的輸出周期Tp。
在圖5中，示出了輸出電壓要求E*與電壓脈沖Tp的輸出周期之間的關(guān)系。在異步過調(diào)制模式下，當(dāng)輸出電壓要求E*增加時，電壓脈沖的輸出周期Tp與輸出電壓要求E*的增加成比例地線性減小，即線性增加載波的頻率Fc。
雖然在圖5中，電壓脈沖的輸出周期Tp根據(jù)用％(額定率為100％)描述的輸出電壓要求E*的變化而變化，但也可以根據(jù)考慮了主電路內(nèi)的元件的損耗以及由于在過調(diào)制模式下改變了開關(guān)頻率而引起的磁力產(chǎn)生的噪聲音色變化的預(yù)定函數(shù)來改變電壓脈沖的輸出周期Tp。而且，雖然，在異步調(diào)制模式下把電壓脈沖的輸出周期Tp設(shè)置成恒定不變，但它也可以根據(jù)輸出電壓要求E*改變周期Tp。
下面，解釋實施例的操作情況。
當(dāng)異步PWM控制計算裝置2接收到輸出電壓要求E*和基頻要求F*時，輸出電壓要求轉(zhuǎn)換成調(diào)制波幅度裝置22根據(jù)輸出電壓要求E*輸出調(diào)制波的幅度“A”。而且，輸出電壓要求轉(zhuǎn)換到調(diào)制波幅度裝置22通過對基波頻率要求F*進(jìn)行積分得到基波相位θ，并利用函數(shù)y＝sin(x)24的計算裝置計算基波相位的正弦值，sinθ。把該正弦值sinθ與調(diào)制波的幅度“A”相乘得到瞬時幅度“a”，并把它輸入到電壓脈沖圖形計算裝置25內(nèi)。而且，把根據(jù)圖5所示的關(guān)系得到的電壓脈沖的輸出周期Tp從已接收了輸出電壓要求E*的電壓脈沖輸出周期設(shè)置裝置21輸入到電壓脈沖圖形計算裝置25。電壓脈沖圖形計算裝置25在每個輸出周期Tp對應(yīng)于調(diào)制波的瞬時幅度“a”輸出電壓脈沖。在該實施例中，如圖6所示，由于當(dāng)PWM模式從異步調(diào)制模式轉(zhuǎn)換到異步過調(diào)制模式時電壓脈沖的輸出周期減少，所以在零交叉附近的窄脈沖數(shù)量增加，它還為輸出電壓基波的每個電壓脈沖輸出周期增加了電壓脈沖數(shù)。因此，在該實施例中，改善了異步過調(diào)制模式下的控制精度，還可以抑制逆變器電流內(nèi)產(chǎn)生的低頻脈動。
圖7示出了在異步過調(diào)制模式操作期間產(chǎn)生的逆變器電流的波形。從圖7可以證明，在異步過調(diào)制模式操作下抑制了逆變器電流內(nèi)產(chǎn)生的低頻脈動。
在電壓脈沖圖形計算裝置25中，在應(yīng)用三角波比較方法的情況下，比較輸出電壓基波的瞬時幅度與載波瞬時幅度，但也可以利用微型計算機(jī)計算電壓脈沖圖形。
雖然，以兩電平逆變器作為例子解釋了本發(fā)明，但本發(fā)明還可以應(yīng)用于三電平或更多的電平逆這器。
如上所解釋的，應(yīng)用本發(fā)明，可以增加輸出電壓基波每個零交叉附近的窄脈沖數(shù)量，消除異步PWM方法本身固有的作為其特性的窄寬度脈沖的輸出定時和數(shù)量彌散的影響。因此，可以抑制異步過調(diào)制模式操作期間逆變器電流的低頻脈動，實現(xiàn)對逆變器穩(wěn)定的控制。
權(quán)利要求
1.一種通過產(chǎn)生電壓脈沖，把直流電壓轉(zhuǎn)換成交流電壓的PWM逆變裝置，它對所述電壓脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制，至少異步過調(diào)制模式的一個PWM模式在輸出電壓基波的峰值附近產(chǎn)生寬度比所述基波的每個零交叉附近內(nèi)產(chǎn)生的脈沖寬度更寬的脈沖，其特征在于，所述PWM逆變裝置包含電壓脈沖周期改變裝置，用于在所述異步過調(diào)制模式中對應(yīng)于所述輸出電壓要求和基波頻率要求中至少一個要求的值改變所述電壓脈沖的輸出周期。
2.如權(quán)利要求1所述的PWM逆變裝置，其特征在于，所述電壓脈沖周期改變裝置與所述輸出電壓要求和所述基波頻率要求中至少一個要求值的增加成比例地逐漸增加所述輸出周期。
3.如權(quán)利要求1或2所述的PWM逆變裝置，其特征在于，對所述輸出電壓要求和所述基波頻率要求中至少一個要求預(yù)定一級或多級電平，當(dāng)所述輸出電壓要求和所述基波頻率要求中至少一個要求在所述一級或多級電平之一的預(yù)定的方向上超過所述一級或多級電平中的每級電平時，所述電壓脈沖周期改變裝置把所述輸出周期改變到為每級電平預(yù)定的值上。
4.如權(quán)利要求1所述的PWM逆變裝置，其特征在于，還包括輸出電壓基波的一個周期上電壓脈沖的輸出周期恒定的異步調(diào)制模式產(chǎn)生裝置，其中，所述電壓脈沖周期改變裝置把在所述異步過調(diào)制模式中產(chǎn)生的電壓脈沖的輸出周期設(shè)置得比在所述異步調(diào)制模式中產(chǎn)生的電壓脈沖的輸出周期更窄。
5.如權(quán)利要求4所述的PWM逆變裝置，其特征在于，對所述輸出電壓要求和所述基波頻率要求中至少一個要求預(yù)定一級電平，當(dāng)所述輸出電壓要求和所述基波頻率要求中所述的至少一個要求的值在所述電平預(yù)定的方向上超過所述電平時，所述PWM模式從所述異步調(diào)制模式和所述異步過調(diào)制模式之一改變到所述異步調(diào)制模式和所述異步過調(diào)制模式中的另一種模式。
全文摘要
本發(fā)明的PWM逆變器通過對應(yīng)于所述輸出電壓的輸出電壓要求和基波頻率要求中至少一種要求產(chǎn)生電壓脈沖把直流電壓轉(zhuǎn)換成交流電壓,所述電壓脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制,所述逆變裝置包含周期改變裝置,用于對應(yīng)于輸出電壓要求和基波頻率要求中至少一種改變電壓脈沖輸出周期。
文檔編號H02M7/5395GK1173067SQ9711158
公開日1998年2月11日 申請日期1997年5月13日 優(yōu)先權(quán)日1996年5月14日
發(fā)明者安田高司, 豐田瑛一, 鈴木優(yōu)人, 仲田清, 稻荷田聡, 照沼睦弘 申請人:株式會社日立制作所