專利名稱：帶三個以上并聯(lián)驅動脈寬調(diào)制電力變換單元的電力變換器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及具有三個或三個以上并聯(lián)驅動PWM型電力變換單元以擴展其輸出容量的電力變換器。本發(fā)明更具體地涉及根據(jù)使用電力開關器件例如雙極晶體管或IGBTs(絕緣柵雙極型晶體管)的一種所謂PWM(脈寬調(diào)制)法的開關控制法控制其輸出電壓的電力變換器，在PWM法中采用在相應的PWM型變換單元之間的輸出電流平衡以及在PWM法中使輸出電流與來自相應的PWM型變換單元的輸出電流平衡。
電力變換器通過使用開關器件以時間分割方式接通和關斷DC(直流)電壓，用來使DC電壓變換到相應的AC(交流)電壓。
為了增大電力變換器的容量，有一種增大電力開關器件本身容量的方法。但是，這種方法因開關器件本身的容量而有局限性。
1993年10月12日頒布的美國專利NO.5,252,155(公布于1993年10月12日對應于日本專利申請公開號平成NO.5-30661出版于1993年2月5日并對應于歐洲專利NO.0524398 B1出版于1996年8月21日)例舉了另一種并聯(lián)驅動二個PWM型變換單元的擴展電力變換器容量的方法。
然而，工業(yè)上需要供給具有三個或三個以上并聯(lián)驅動PWM型變換單元的(三相)電力變換器，為了進一步擴展容量，必須要求那樣的電力變換器。
本發(fā)明的目的是提供一種在每個相位電流平衡的情況下能夠并聯(lián)驅動三個或三個以上的PWM型變換單元和能夠補償與并聯(lián)驅動變換單元有關的空載時間和開關時間的電力變換器。
根據(jù)本發(fā)明的一種狀況提供的電力變換器包括裝配構成能并聯(lián)驅動的三個或三個以上的PWM型電力變換單元；許多合成相間電抗器，每個合成相間電抗器裝配構成合成相應的PWM型變換單元的各個相同相位輸出電流并向負載輸送合成的相位輸出電流；和許多電流平衡控制器，每個電流平衡控制器裝配構成對從各個PWM型電力變換單元輸出的PWM波形在相同的相位上進行延遲校正以使各個PWM型變換單元間的每一相位電流平衡，并在且其中每個合成相間電抗器包括具有許多并列腿部分(leg鐵心柱)和許多繞線組的磁芯構件，每一個繞線組繞成與磁芯構件中的許多腿部分中的相應的一個腿部分互連，使繞線組的每一個顯示相同的瞬時極性的端子與每一個PWM型變換單元的相應的相位輸出端連接，以使各個繞線組根據(jù)各個PWM型電力變換單元的輸出相位電流在并列的腿部分上有效地產(chǎn)生方向互相相同的磁通，各個繞線組的另一端子共同連接于負載。
根據(jù)本發(fā)明的另一狀況提供的電力變換器包括裝配構成能并聯(lián)驅動的三個或三個以上的PWM型電力變換單元；許多合成相間電抗器，使每個合成相間電抗器裝配構成合成相應的PWM型變換單元的各個同相輸出電流并向負載輸送合成的相位輸出電流；和許多電流平衡控制器，使每個電流平衡控制器裝配構成對從各個PWM型電力變換單元輸出的PWM波形在相同的相位上進行延遲校正以使各個PWM型變換單元間的每一相位電流平衡，并在那里每個積分相間電抗器包括具有許多并列腿部分和許多繞線組的磁芯構件，每一個繞線組繞成與磁芯構件中的許多腿部分中的相應的一個腿部分互連，使繞線組的每一個顯示相同的瞬時極性的端子與每一個PWM型變換單元的相應的相位輸出端連接，以使各個繞線組根據(jù)各個PWM型電力變換單元的輸出相位電流在并列的腿部分上有效地產(chǎn)生方向互相相同的磁通，各個繞線組的另一端子共同連接于負載。


圖1是相應于本發(fā)明的第一實施例中并聯(lián)驅動三個電力變換單元的電力變換器的電路框圖；圖2是圖1所示的U相位(象征性)合成相間電抗器的線路示意圖；圖3是圖2所示的U相位相間電抗器結構的第一實例的說明圖；圖4是圖2所示的U相位相間電抗器結構的第二實例的說明圖5是圖2所示的U相位相間電抗器結構的第三實例的說明圖；圖6是圖2所示的U相位相間電抗器結構的第四實例的說明圖；圖7是圖1所示的電流平衡控制器的電路框圖；圖8A、8B、8C、8D和8E整體說明圖7所示的電流平衡控制器運作的時間圖；圖9是相應于本發(fā)明的電力變換器第二最佳實施例中的電流平衡控制器的電路框圖；圖10A、10B、10C、10D和10E整體說明圖9所示的電流平衡控制器運作的時間圖；圖11是相應于本發(fā)明的第三最佳實施例中的電流平衡控制器的電路框圖；圖12是電流平衡控制器的各個實施例中使用的電壓探測和求平均電路的工作原理框圖；圖13A、13B、13C、13D和13E整體說明圖12所示的電壓探測和求平均電路的運作的時間圖。
實施本發(fā)明的最佳模式為了容易更好地理解本發(fā)明，便在下文描述中參閱附圖。
圖1是表示相應于本發(fā)明的第一最佳實施例的電力變換器的電路框圖。
如圖1所示，電力變換器包括三個并聯(lián)驅動的PWM型電力變換單元。本發(fā)明可應用于能夠并聯(lián)驅動四個或四個以上PWM型電力變換單元的電力變換器。
在下面將描述與1993年10月12日頒布的美國專利No.5,253,155中公開的電力變換器的巨大差別。
(A)代替中間抽頭型的單一相間電抗器，裝配許多合民相間電抗器以使三個電力變換單元能并聯(lián)連接。用具有多個并列的腿的單個鐵芯或許多鐵芯制成每一個合成相間電抗器。
(B)使每個電力變換單元之間的電流平衡控制方法推廣到三個電力變換單元并聯(lián)連接的電路，電路處于電流平衡狀態(tài)是可能的。僅通過改進部分電流不平衡區(qū)段能夠獲得這種電路。因此，在上述標號的美國專利中公開的在PWM計算的后續(xù)步驟上電流平衡反饋電路的規(guī)定在相應于本發(fā)明的電力變換器中是有效的。
其次，將詳細描述第一實施例。
為響應輸入的電壓指令和頻率指令，PWM發(fā)生器5對每一條相位線產(chǎn)生并輸出周期和寬度依賴于電壓指令和頻率指令的PWM(脈沖寬度調(diào)制)脈沖。
三相AC(交流)電源并聯(lián)連接電力變換器1，相當于AC電源變成相應的DC(直流)電源。在AC-DC轉換器的二個端子并聯(lián)一個電容器而三相三個PWM型電力變換單元2A、2B和2C的二個偏置端子被互相并聯(lián)連接在電容器二端。
每個PWM型電力變換單元2A、2B和2C包括串聯(lián)連接的U相位器體管、串聯(lián)連接的V相位晶體管和串聯(lián)連接的W相位晶體管。串聯(lián)連接晶體管的每個結點以每一個PWM型電力變換單元2A、2B和2C的相位輸出經(jīng)過三個相同電抗器10u、10v和10w中相應的一個相間電抗器的形式與負載例如三相感應異步電機連接。在各個PWM型電力變換單元2A、2B和2C中總共18個(6×3)串聯(lián)連接的晶體管的每個柵極(或基極)端與具有空載時間補償電路(空載時間電路)6A、6B和6C的驅動電路連接。使各個PWM型電力變換單元2A、2B和2C的每個相位輸出端與電流控制器(例如由電流互感器構成)12u、12v、12w、13u、13v、13w、14u、14v和14w中相應的一個電流探測器連接，以測定每個電力變換單元2A、2B和2C的各個相位輸出電流。
使三個PWM型電力變換單元2A、2B和2C中的每個PWM型電力變換單元的相位輸出電流IUA、IVA、IWA、IUB、IVB、IWB、IUC、IVC和IWC中的每個相位輸出電流輸入到電流平衡控制器11。
合成相間電抗器10u、10v和10w的各個具有沒有標記表示的相同磁極性的輸入端與各個PWM型變換單元2A、2B和2C中的每一個相應的相位輸出端連接。使合成相間電抗器10u、10v和10w的每一輸出端與負載4互相連接。
三相電流平衡控制器11引入各個PWM型電力變換單元的相位輸出電流IuA、IvA、IwA、IuB、IvB、IuC、IvC和IwC，和對來自PWM發(fā)生器5的輸入PWM波形進行電流平衡校正，并把電流平衡校正的PWM波形提供給相應的門驅動電路6A、6B和6C。
在圖2中一般地表示用于耦合各個PWM型電力變換單元2A、2B和2C的相應的相位輸出u、v和w的各個合成相間電抗器10u、10v和10w。圖2以U相位合成相間電抗器10u表示許多合成相間電抗器中的一個合成相間電抗器的第一實例。
如圖2所示，使在U相位合成相間電抗器10u中每個繞線組的每一個沒有標記的輸入端與相應的三個PWM型電力變換單元2A、2B和2C中的PWMu-A、PWMu-B和PWMu-C的對應的U相位輸出端連接。
使U相位合成相間電抗器10u的相應的三個繞線組與鐵芯磁耦合并形成星形連接，其中線點用作合成輸出端。
使有代表性的U相位合成相間電抗器器10u的相應的三個繞線組與鐵芯磁耦合并形成星形連接，其中線點用作合成輸出端。
由用鐵組成并具有許多從連接腿部分整體延伸的并列腿部分和許多繞線組，每個繞組具有相同的圈數(shù)而且每個繞組圍繞許多并列腿部分中相應的一個并列腿部分以使與許多并列腿部分中相應的一個并列腿部分互連的磁芯構件構成每個相間電抗器的結構。在每個合成相間電抗器中的繞線組的數(shù)目為N(N表示并聯(lián)驅動PWM型電力變換單元的數(shù)目)。
圖3表示與相應的三個(N＝3)PWM型電力變換單元2A、2B和2C的U相位輸出端連接的有代表性的合成相間電抗器的第一實例。
在U相位合成相間電抗器10u中，繞線組15u、15v和15w的每個線圈始端與三個電力變換單元2A、2B和2C的各個U相位輸出端PWMu-A、PWMu-B和PWMu-C連接。在U相位合成相間電抗器中相應的繞線組15u、15v和15w的每個線圈末端一起連接于感應異步電機4的相位輸入端中相應的一個PWMu-O。鐵芯屬于具有連接腿部分16A的三腿鐵芯型并且裝有相對于并列鐵芯部分的每一自由端具有空隙G的另一個鐵芯16B。
在圖3中，如果來自相應的三個電力變換單元2A、2B和2C的每個U相位輸出電流以相同的平衡數(shù)值流過三個繞線組15u、15v和15w中相應的一個繞線組，那末由于電流流過各個繞線組15u、15v和15w而產(chǎn)生的磁勢在繞線組15u、15v和15w間互相相反成180°。因此，不產(chǎn)生磁通，可以認為其U相位合成值被調(diào)整到零。這同樣應用于V相位和W相位合成相間電抗器10V和10W。
在圖3中注意到，如果來自各個PWM型電力變換單元2A、2B和2C中的相應的一個PWM型電力變換單元的相應的U相位輸出電流中的任何一個U相位輸出電流的電流值與任何其他U相位輸出電流不同和不平衡，那末在U相位合成相間電抗器10u中相當于電流值差的磁通分量被增大。U相位合成相間電抗器10u起具有對抗這種橫向磁通分量的電感的電感器作用。電感器的電感能夠抑制電流不平衡數(shù)值的增大。
因此，雖然美國專利NO.5,353,155公開了經(jīng)由中間抽頭類型的相間電抗器11并聯(lián)連接的二個PWM型電力變換單元PWM-A和PWM-B，但是為了更進一步擴展電力變換器的容量，在第一實施例中的電力變換器包括經(jīng)由三個合成相間電抗器(圖3中表示其中的一個合成相間電抗器)并聯(lián)連接的三個PWM型電力變換單元2A。2B和2C。因此，能夠獲得上述的電感效果并能應用于具有二個或二個以上電力變換單元的電力變換器。
其次，圖4表示U相位相間電抗器10u結構的第二實例。
圖4中，磁芯構件包括三個編號U形鐵芯(所謂雙腿鐵芯)172、173和174，二個小尺寸編號U形鐵芯172和173互相并列而使剩下的編號174AU形鐵芯裝配成包圍并列的二個小尺寸U形鐵芯172和173。
使用于三個電力變換單元中的第一電力變換單元2A的U相位輸出端PWMu-A的三個繞線組15u、15v和15w中的一個繞線組繞在剩下的編號U形鐵芯174A和二個編號U形鐵芯中的一個U形鐵芯172的并列腿部分上。
使用于三個電力變換單元中的第二電力變換單元2B的U相位輸出端PWMu-B的三個繞線組15u、15v和15w中的一個繞線組繞在二個編號U形鐵芯172和173的并列鐵芯部分上使用于三個電力變換單元中的第三電力變換單元2C的U相位輸出端PWMu-C的三個繞線組15u、15v和15w中的一個繞線組繞在剩下的大尺寸U形鐵芯的剩下的并列腿部分和小尺寸U形鐵芯173剩下的并列腿部分和小尺寸U形鐵芯173剩下的并列腿部分上另外的三個鐵芯171以相同的空隙距離面對相應的三個編號U形鐵芯172、173和174A的自由端。
各個繞線組15u、15v和15w的線圈未端的連接與圖4所示的連接相同，與圖4所示的結構相同的結構同樣應用于V相位和W相位合成相間電抗器10v和10w。
圖5表示U相位相間電抗器10u的結構的第三實例。
在圖5中，成整體的鐵芯16A的并列鐵部分的數(shù)目比圖3增加一個(N+1)。
使短路繞線組18以與三個繞線組15u、15v和15w中每個繞線組相同的方向繞在鐵芯16A的新增加的腿部分上。使另一鐵芯16B面向鐵芯16A的新增加的腿部分的自由端。短路繞線組18起抑制圍繞三個繞線組15u、15v和15w的聯(lián)鏈磁通上的變化的作用并根據(jù)磁通中的瞬態(tài)變化而工作，好象繞制短路繞線組18的附加腿并不存在。
與圖5所示的結構相同的結構同樣應用于其他的V相位和W相位合成相間電抗器10v和10w。
圖6表示U相位合成相間電抗器10u結構的第四實例。
如圖6所示，使短路繞線組18繞在U形鐵芯171和小尺寸U形鐵芯174的保持并列的鐵芯部分上。在圖6的情況中，三個小尺寸U形鐵芯為172、173和174。
其他結構一般與圖4所示的結構相同。
其次，圖7表示在圖1所示的第一實施例中電流平衡控制器11的詳細電路框圖，專門描述U相位電流平衡控制器。
如圖1所示，上述三個合成相間電抗器10u、10v和10w被用來構成并聯(lián)連接的三個PWM型電力變換單元2A、2B和2C。
雖然各個合成相間電抗器10u、10v和10w能夠抑制由于相應的相位輸出電流的幅度上的差別產(chǎn)生磁通上的變化而引起的橫向電流上的變化，但是各個合成相間電抗器10u、10v和10w不能抑制DC分量上的變化。
因此，在DC分量中出現(xiàn)電流偏差的情況中必須進行來自并聯(lián)驅動電力變換單元中每個電力變換單元的每一相位輸出電流的探測和進行各個電力變換單元之間的電流平衡控制。
注意到圖7表示電力變換單元2A、2B和2C有關的U相位和電流平衡控制器11有關的U相位。
在電流平衡控制器11存在與美國專利No.5,253,155中公開的電流平衡控制器有在下面的三個差別。
(1)對三個電力變換單元2A、2B和2C中的每個電力變換單元配置電流探測器12u、12v和12w(13u、13v和13w以及14u、14v和14w)。
(2)為了測定每個相位輸出電流的不平衡狀態(tài)，通過加法器24計算相應的來自三個PWM型電力變換單元2A、2B和2C的相位輸出電流的總和并取計算的總電流的1/N(N＝3)以獲得平均相位輸出電流Iuave(Ivave和Iwave)。用相應的相位輸出電流探測器12u、12v和12w(13u、13v和13w以及14u、14v和14w)測定每個相位輸出電流IAU(IAV和IAW)。把測定的相應的相位輸出電流IAU(IBU和ICU)中的每個相位輸出電流減去平均相位輸出電流Iuave(Ivave和Iwave)的差數(shù)作為差錯(不平衡)電流。
(3)取差錯電流的校正增益系數(shù)kp倍并使增益系數(shù)倍的輸出差錯電流輸入開關延遲時間的校正電路。
如圖7所示，用電力變換單元2A、2B和2C中相應的一個電力變換單元的每個上升時間校正器20Aup、20Bup和20Cup來延遲從PWM發(fā)生器5獲得的每個PWM脈沖PWMu*的上升時間。用各個下降時間校正器21Adown、21Bdown和21Cdown來延遲從PWM發(fā)生器5獲得的每個PWM脈沖PWMu*的下降時間。
然后，通過這些上述的上升時間和下降時間校正器校正各個電力變換單元2A、2B和2C的相位輸出電流。
用各個正極性放大器22Ap、22Bp和22Cp中的相應的一個正極性放大器控制由上升時間校正器20Aup、20Bup和20Cup中對應的一個上升時間校正器設定的每一延遲時間。
另一方面，通過各個負極性放大器23AN、23BN和23CN中相應的一個負極性放大器控制由下降時間校正器21Adown、21Bdown和21Cdown中對應的一個下降時間校正器設定的每一延遲時間。
根據(jù)測定的U相位輸出電流IAU、IBU和ICU中每一個U相位輸出電流和平均U相位電流Iuave間的偏差和偏差的極性(即，相減的差數(shù)表示是正還是負)獲得這些放大器22Ap、22Bp、22Cp、23AN、23BN和23CN的輸入信號。
用加法器24和用除法器獲得平均電流Iuave如下Iuave＝(IAI+IBU+ICU)/N(N＝3)。
每個偏差計算器26A、26B和26C用來獲得每個U相位輸出電流IAU、IBU及ICU和平均U相位電流Iuave之間的偏差及其極性(正或負)。每個偏差控制放大器27A、27B和27C用從偏差計算器26A、26B和26C中相應的一個偏差計算器得出的比例系數(shù)(校正增益系數(shù))KP計算比例-積分(P-I)。每一個偏差控制放大器27A、27B和27C的P-I計算結果被輸入到各個極性放大器22Ap、22Bp和22Cp以及23AN、23BN和23CN中相應的三個極性放大器。
當偏差計算器26A、26B和26C中的一個偏差計算器的輸出計算信號是正的，在上升時間校正器20Aup、20Bup和20Cup中相應的一個上升時間校正器中相應的PWM脈沖PWMu*根據(jù)通過正極性放大器22Ap、22Bp和22Cp中相應的一個正極性放大器的偏差而被延遲。
當偏差計算器26A、26B和26C中的一個偏差計算器的輸出計算信號是負的，在下降時間校正器21Adown、21Bdown和21Cdown中相應的一個下降時間校正器中相應的PWM脈OPWMu*根據(jù)通過負極性放大器2AN、23BN和23CN中相應的一個負極性放大器的差而被延遲。
圖8A、8B、C、8D和8E整體表示圖1和圖7所示的部分電力變換器上的每個信號的信號時間圖。圖8所示的PWM指令相當于圖7所示的PWMu*圖8B、8C和8D所示的PWMu-A、PWMu-B和PWMu-C相當于來自圖1和圖7所示的各個電力變換單元2A、2B和2C的相應的U相位輸出信號。圖8E中所示的合成輸出電壓相當于圖7中所示的PWMu-O。
圖8B中由斜線(畫陰影線部分)表示的部分相當于電流平衡控制器11分別對PWMu-A脈沖、對PWMu-B脈沖和對PWMu-C脈沖進行電流平衡校正的時間范疇。
也就是說，使第一和第三電力變換單元2A和2C的PWMu-A和PWMu-C脈沖的每個前沿延遲而使第二電力變換單元2B的PWMu-B脈沖的每個后沿延遲。
通過延遲每個相同相位的PWM波形的上升時間和下降時間，這些校正控制能夠獲得電流平衡，在相應的三個電力變換單元2A、2B和2C的相同相位中輸出電流中的每個PWM波形是不平衡的。
在圖7的電流平衡控制方法中，在相應的電流不平衡狀態(tài)擴展期間，根據(jù)相應的電流不平衡狀態(tài)上的擴大，使相應的三個電力變換單元2A、2B和2C的輸出PWMu、PWMv和PWMw脈沖中的任何一個、任何二個或所有的脈沖的上升時間和/或下降時間延遲。因此，使從電力變換單元中的每個電力變換單元獲得并由每個相應的合成相間電抗器10u、10v和10w合成的輸出電壓的開關延遲時間隨電流不平衡量的不同而變化。
圖9表示使電流平衡控制器設計成抑制上述的開關延遲時間變化的電力變換器的第二最佳實施例。
在圖9中，根據(jù)與圖7的情況中的電流平衡控制器11比較，為了使由于電流平衡控制引起增大的合成相位電壓中的開關延遲時間保持恒定而與電流平衡量無關，使恒定延遲時間寬度Tb0加到上升時間和下降時間調(diào)整器20Aup、20Bup、20Cup、21Adown、21Bdown和21Cdown中相應的每個上升時間和下降時間調(diào)整器中的每一設定延遲時間并且根據(jù)電力變換單元2A、2B和2C中相應的一個電力變換單元的每個脈沖電流輸出和其平均電流值之間的偏差獲得的各個延遲時間的正數(shù)值和負數(shù)值被加入到恒定延遲時間寬度Tb0。
如圖9所示，電流平衡控制器11的上述功能相當于限制器30ApL、30BpL和30CpL，31ANL、31BNL和31CNL以及加法器32ApA、32BpA和32CpA以及33ANA、33BNA和33CNA。
每個限制器30ApL、30BpL和30CpL具有正限定值和負限定值，限制器的上述二個限定值限制來自偏差控制放大器27A、27B和27C中相應的一個偏差控制放大器的延遲控制信號以形成相應的限制延遲控制信號。用加法器33ApL、33BpA和33CpA中相應的一個加法器把通過限制器的限制延遲控制信號加入相當于恒定延遲時間寬度Tb0的補償信號以形成延遲控制信號。因此，使延遲校正信號輸送到上升時間校正器20Aup、20Bup和20Cup中相應的一個上升時間校正器。
每個限制器31ANL、31BNL和31CNL具有與每個限制器30ApL、30BpL和30CpL顛倒的負限定值和正限定值，限制器的上述二個限定值限制來自偏差控制放大器27A、27B和27C中相應的一個偏差控制放大器的延遲控制信號以形成具有與從限制器30ApL、30BpL和30CpL中相應的一個限制器獲得的相應的延遲控制信號相反極性的相應的延遲控制信號。使從限制器27A、27B和27C中相應的一個限制器獲得的延遲控制信號通過加法器33ANA、33BNA和33CNA中相應的一個加法器加入相當于恒定延遲時間寬度Tb0的補償信號以形成校正信號。從加法器33ANA、33BNA和33CNA中相應的一個加法器獲得的延遲校正信號被輸送到下降時間校正器21Adown、21Bdown和21Cdown中相應的一個下降時間校正器。
圖10A、10B、10C、10D和10E整體表示在圖9中所示的第二實施例情況下電力變換器中的信號時間圖。
圖10B、圖10C和圖10D中所示的每個斜線部分表示上升時間和下降時間校正器20Aup到21Cdown中相應的一個上升時間和下降時間校正器中設定的延遲時間的時間范疇，恒定延遲時間寬度Tb0被加上或被減去延遲時間的時間范疇。
在圖10A一直到10E的情況中，第一和第三電力變換單元2A和2C相應的PWM波形PWMu-A和PWMu-C的每個前沿隨著恒定延遲時間寬度Tb0增大而被延遲而第一和第三電力變換單元2A和2C的相應的PWM波形PWMu-A和PWMu-C的后沿隨著恒定延遲時間寬度Tb0反方向增大而被延遲。更進一步，第二電力變換單元2B的PWM脈沖波形PWMu-B的后沿被相當于恒定延遲時間寬度Tb0的補償信號的時間延遲而其前沿被從恒定延遲時間寬度Tb0的補償信號減去的延遲時間延遲。
如從圖10A一直到圖10E了解到的那樣，由于在圖9中所示的第二實施例中也測定電流差錯分量，所以三個電力變換單元2A、2B和2C的設定延遲時間的總和能夠為零(①＝②、③＝④和⑤＝⑥)，在三個PWM脈沖PWMu-A、PWMu-B和PWMu-C上的平均延遲時間能夠表示為常數(shù)((Tb0+①+Tb0-③+Tb0+⑤))/3＝((Tb0-②+Tb0+④+Tb0-⑥))/3＝常數(shù))。
在圖7或圖9所示的第一或第二實施例中，在各個門驅動電路6A、6B和6C中形成的空載時間補償電路以相應的三個電力變換單元2A、2B和2C對應的輸出電壓相位作基準通過PWM波形輸出和用圖7或圖9所示的電流平衡控制器11延遲的PWM波形比較用來獲得空載時間補償?shù)牟ㄐ屋敵?。注意到用在各個門電路6A、6B和6C中形成的空載時間補償電路能夠補償在各個電力變換單元2A、2B和2C中相應的開關器件(電力晶體管)的開關時間上的變化。
也注意到在美國專利NO.5,253,155(專利的公開內(nèi)容以參考文獻形式編入本申請中)中描述描述了空載時間補償?shù)幕纠碚摗?br> 圖11表示電力變換器的第三最佳實施例，在電力變換器中通過用于N(N≥3)個并聯(lián)驅動電力變換單元的電流平衡控制器11獲得用于補償空載時間和上述的開關時間變化的電壓測定在圖11中，在各個門驅動電路6A、6B和6C中形成的各個空載時間補償電路被移作安裝在相對于電流平衡控制器11的前級上的單一(U相位用)空載時間補償電路35并從輸出電壓平均電路36獲得空載時間補償電路35的補償數(shù)值。
一般如圖12所示，在安裝在電流平衡控制器11中的主時鐘的每個周期內(nèi)，以時間分割方式向輸出電壓平均電路36引入各個U相位側電力變換單元2A、2B和2C的每個輸出電壓VuA、VuB和VuC并獲得這些引入的輸出電壓VuA、VuB和Vuc的平均值Vuave。
圖13A、13B、13C和13D整體表示輸出電壓平均電路36的運作時間圖。
圖13A表示一個基于主時鐘的選擇信號。
如圖13A一直到圖13E所示，即使各個電力變換單元2A、2B和2C的輸出電壓波形是互相不同，時間分割處理允許與每個電力變換單元2A、2B和2C的平均輸出電壓相等的平均輸出電壓的偏差。
雖然注意到圖7到圖13僅表示有關U相位的電路，但是對V相位和W相位有關的電路使用同樣的電路結構。
也就是說，使PWMu變到PWMv*和PWMw*、使IUA變到IVA和IWA、使IUB變到IVB和IWB、使IUC變到IVC和IWC。使Iuave變到Ivave和Iwave、使PWMu-A變到PWMv-A和PWMw-A、使PWMu-B變到PWMv-B和PWMw-B、使PWMu-C變到PWMv-C和PWMw-C、使12u變到12v和12w、使13u變到13v和13w、使14u變到14v和14w、使PWMu-O變到PWMv-O和PWMw-O以及使Vuave變到Vvave和Vwave。
注意到短路繞線組18的圈數(shù)可以是任意的，但是短路繞線組18的線圈方向與其他各個繞線組的線圈方向是相同的。
權利要求
1.一種電力變換器，包括裝配構成能被并聯(lián)驅動的三個或三個以上的PWM型電力變換單元；許多合成相間電抗器，使每個合成相間電抗器被裝配構成使之合成相應的PWM型變換單元的各個同相輸出電流并向負載輸送合成的相位輸出電流；和許多電流平衡控制器，使每個電流平衡控制器裝配構成對從各個PWM型電力變換單元輸出的PWM波形在相同的相位上進行延遲校正以使各個PWM型變換單元間的每一相位電流平衡，并且其中每個合成相間電抗器包括具有許多并列腿部分和許多繞線組的磁芯構件，每一個繞線組被繞成與磁芯構件中的許多腿部分中的相應的一個腿部分互連，使繞線組的每一個顯示相同的瞬時極性的端子與每一個PWM型變換單元的相應的相位輸出端連接，以使各個繞線組響應各個PWM型電力變換單元的輸出相位電流在并列的腿部分上有效地產(chǎn)生方向互相相同的磁通，各個繞線組的另一端子共同連接于負載。
2.如權利要求1所述的電力變換器，其中每個合成電抗器的上述的磁芯構件包括一個鐵芯和其中每個合成相間電抗器的并列腿部分的數(shù)目等于PWM型并聯(lián)驅動變換單元的數(shù)目(N，N≥3)。
3.如權利要求2所述的電力變換器，其中上述的每個合成相間電抗器的鐵芯具有與每個并列腿部分一體連接的連接腿部分和以相對于每個并列腿部的自由端帶有間隙的與連接腿部分并排的另一磁芯并且其中每個繞線組在每個合成相間電抗器的許多并列腿部分中的相應的一個并列腿部分上的線圈繞制方向是相同的。
4.如權利要求2所述的電力變換器，其中上述的每個合成相同電抗器的鐵芯具有許多連接腿部分，每個連接腿部分與許多并列腿部分中的相應的二個并列腿部分一體連接，和具有許多別的鐵芯，許多別的鐵芯中的每個別的鐵芯以相對于每個并列腿部分的自由端帶有間隙的與連接腿部分中的相應的一個連接腿部分列排，和其中使繞線組繞在許多并列腿部分中的相應的二個并列腿部分上。
5.如權利要求3所述的電力變換器，進一步包括在上述的合成相間電抗器中的每個合成相間電抗器內(nèi)的短路繞線組和在其上繞制短路繞線組的與并列腿部分并列的另一腿部分以抑制在除短路繞線組外的其余繞線組上的聯(lián)鏈磁通中的變化。
6.如權利要求4所述的電力變換器，進一步包括在上述的合成相間電抗器中的每個合成相間電抗器內(nèi)的短路繞線組和在其上繞制短路繞線組的與并列腿部分并列的另一腿部分以抑制在除短線繞組外的其余繞線組上的聯(lián)鏈磁通中的變化。
7.如權利要求5所述的電力變換器，其中N的數(shù)目等于3。
8.如權利要求1所述的電力變換器，其中每個電流平衡控制器包括許多電流探測器，每個電流探測器測定來自各個PWM型電力變換單元中相應的相位輸出端的相位輸出電流；為獲得用電流控測器測定的相位輸出電流的平均值而構成的計算器；許多偏差確定器，每一個被構成用于確定被測的相位輸出電流平均值與被測的相位輸出電流中的對應的一個測定的相位輸出電流的偏差；許多時間補償量計算器，每一個被構成用于確定被確定的偏差是正還是負和用于根據(jù)確定的偏差是正還是負求得同被測的相位輸出電流平均值與被測的相位輸出電流中的相應的一個測定的相位輸出電流的偏差對應的時間補償量；和許多二個串聯(lián)連接的波形校正器，每個二個串聯(lián)連接的校正器中的之一被構成用于當確定偏差為正時將在PWM型電力變換單元中的相應的一個PWM型電力變換單元內(nèi)的對應的相位輸出端上輸出的PWM波形的上升時間依時間補償量延遲和每個二個串聯(lián)連接的校正器中的另一個被構成用于當確定偏差為負時PWM型電力變換單元中同一個PWM型電力變換單元的同一輸出相位端上輸出的同一個PWM型波形的下降時間延遲。
9.如權利要求8所述的電力變換器，其中時間補償計算器中的每個時間補償量計算器包括限制器，每個構成用于在對應于正和負恒定延遲時間寬度+、-Tb0的界值內(nèi)限定時間補償量和其中時間補償量計算器中的每一個時間補償量計算器把對應于正和負恒定時間寬度+、-Tb0的補償信號加入許多限制器中的每個限制器的輸出信號。
10.如權利要求9所述的電力變換器，其中進一步包括許多電壓平均電路，每一個相位電壓平均電路選擇的并順序的對在每個PWM型電力變換單元之間相同相位的輸出電壓取樣以獲得對應的相位電壓的平均值，和許多空載時間補償電路，每個電路根據(jù)獲得的平均電壓值對PWM波形進行空載時間補償使得PWM波形的空載時間根據(jù)求得的平均電壓被補償。
11.如權利要求10所述的電力變換器，其中負載包括三相感應異步電機。
12.一種電力變換器，包括裝配構成能被并聯(lián)驅動的三個或三個以上的PWM型電力變換單元；許多合成相間電抗器，使每個合成相間電抗器裝配構成合成相應的PWM型變換單元的各個相同相位輸出電流并向負載輸送合成的相位輸出電流；和許多電流平衡控制器，使每個電流平衡控制器裝配構成對從各個PWM型電力變換單元輸出的PWM波形在對應的相位上進行延遲校正以使各個PWM型變換單元間的每一相位電流平衡，并其中每個合成相間電抗器包括具有許多并列腿部分和許多繞線組的磁芯構件，每一個繞線組繞成與磁芯構件中的許多腿部分中的相應的一個腿部分互連，使繞線組的每一個顯示相同的瞬時極性的端子與每一個PWM型變換單元的相應的相位輸出端連接，以使各個繞線組根據(jù)各個PWM型電力變換單元的輸出相位電流在并列的腿部分上有效地產(chǎn)生方向互相相同的磁通，各個繞線組的另一端子共同連接于負載。
全文摘要
電力變換器具有:能被并聯(lián)驅動三個或三個以上PWM型電力變換單元;許多合成相間電抗器,每個合成相間電抗器合成相應的PWM型變換單元的各個相同相位輸出電流并向負載例如三相感應異步電機輸送合成的相位輸出電流;許多電流平衡控制器,每個電流平衡控制器對從各個PWM型電力變換單元輸出的PWM波形以相同的相位進行延遲校正以使各個PWM型變換單元之間的每一相位電流平衡。
文檔編號H02M7/48GK1169610SQ9711321
公開日1998年1月7日 申請日期1997年6月12日 優(yōu)先權日1996年6月12日
發(fā)明者山本康弘 申請人:株式會社明電舍