專利名稱：反饋控制除誤差周期與不穩(wěn)成分的變流器控制裝置和方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及用于控制電源轉(zhuǎn)換器或類似裝置中使用的變流器的輸出波形的變流器控制裝置和變流器控制方法。
現(xiàn)有的一種變流器(inverter)裝置如在

圖1中所示。變流器裝置50控制一變流器主體電路53，電路53輸出用來驅(qū)動(dòng)負(fù)載52的交流電，它的輸入是來自直流電源51的直流電。在變流器裝置50中，由數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)形成的變流器控制裝置54同時(shí)控制來自變流器主體電路53的輸出電流值。
下面描述由變流器裝置54實(shí)現(xiàn)的控制方法。電流檢測器55檢測來自變流器主體電路53的輸出電流，這個(gè)輸出電流值在指定的取樣頻率下由模擬數(shù)字(A/D)轉(zhuǎn)換器56進(jìn)行模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換。由A/D轉(zhuǎn)換提供的輸出電流信號(hào)IO與參考電流信號(hào)IC一起作為變流器控制裝置54的輸入信號(hào)。
變流器控制裝置54包括由DSP中的軟件編程來實(shí)現(xiàn)的一個(gè)誤差放大部分57和一個(gè)脈寬調(diào)制(PWM)運(yùn)算部分58。根據(jù)輸出電流信號(hào)IO和參考電流信號(hào)IC，誤差放大部分57計(jì)算出誤差放大信號(hào)E＝K(IC-IO)，這里K表示比例增益。
PWM運(yùn)算部分58根據(jù)誤差放大信號(hào)E計(jì)算出組成變流器主體電路53的切換元件(圖中未標(biāo)出)的導(dǎo)通(gate on)時(shí)間Ton。由變流器控制裝置54算出的導(dǎo)通時(shí)間Ton輸出到定時(shí)計(jì)數(shù)器電路59。根據(jù)輸入的導(dǎo)通時(shí)間Ton，定時(shí)計(jì)數(shù)器電路59為每一個(gè)切換元件產(chǎn)生一個(gè)門驅(qū)動(dòng)信號(hào)G，并把它輸出到門驅(qū)動(dòng)電路60。在門驅(qū)動(dòng)(gate driving)電路60中，根據(jù)輸入其中的門驅(qū)動(dòng)信號(hào)G進(jìn)行變流器主體電路53的切換作用。
至于輸出電流信號(hào)IO和參考電流信號(hào)IC的輸入，誤差放大信號(hào)E的計(jì)算，以及導(dǎo)通時(shí)間Ton的計(jì)算和輸出，這些在指定的取樣期間被連續(xù)地執(zhí)行下去。
如在下面所述的，可以把變流器控制裝置54描述為比例控制系統(tǒng)。參考圖2所示的控制方框圖，變流器71(包括PWM運(yùn)算部分58，定時(shí)計(jì)數(shù)器電路59，門驅(qū)動(dòng)電路60，變流器主體電路53等)的輸出電流信號(hào)IO通過電流檢測器70(它對應(yīng)電流檢測器55和A/D轉(zhuǎn)換器56)被檢測，并且其電流值輸入到誤差放大部分57。在誤差放大部分57中，減法部分57a從另外輸入的參考電流信號(hào)IC中減去輸出電流信號(hào)IO(IC-IO)。相減的結(jié)果通過從比例控制部分57b中得到的比例增益K而獲得成比例地補(bǔ)償，并且它的輸出(＝誤差放大信號(hào))E輸入到變流器71中。根據(jù)來自比例控制部分57b的輸出E，變流器71產(chǎn)生輸出電流信號(hào)IO。
因此，在如此產(chǎn)生的輸出電流信號(hào)IO上，疊加有由于變流器71的結(jié)構(gòu)造成的不可避免的擾動(dòng)N。例如，由于如下的作用而產(chǎn)生的擾動(dòng)N。具體地，當(dāng)切換元件例如IGBT(絕緣柵雙極性晶體管)處于導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)，集電極電流并不與實(shí)際的導(dǎo)通時(shí)間成正比，源于這個(gè)事實(shí)的非線性引起擾動(dòng)N。如果產(chǎn)生出這種擾動(dòng)N，基頻的諧波失真就疊加在輸出電流上。
通過無限地增加比例控制部分57b的比例增益K，有可能消除這種擾動(dòng)N的影響。比例增益K越大，擾動(dòng)N對輸出電流信號(hào)IO的影響就越小。因此，在理想條件下，當(dāng)比例增益K為無限大時(shí)，參考電流信號(hào)IC與輸出電流信號(hào)IO之間的誤差可能為0。
然而，在實(shí)際的變流器控制裝置50中，變流器主體電路53和其它外圍電路均有包含延遲的頻率特性。因此，當(dāng)比例增益K增加時(shí)，控制系統(tǒng)將變得不穩(wěn)定，從而導(dǎo)致振蕩。因此，無限制地增加比例增益K并非是可行的解決方法。
鑒于以上，在傳統(tǒng)的變流器控制裝置50中，一個(gè)低通濾波器61(如圖1所示)提供在誤差放大部分57的輸出側(cè)以便抑制輸出電流信號(hào)IO的高頻振蕩。已經(jīng)提出用低通濾波器61來濾波比例控制部分57b的輸出(＝誤差放大信號(hào))E，以便在高頻區(qū)域減少比例增益K，并且讓PWM運(yùn)算部分58用濾波后的輸出F來進(jìn)行PWM運(yùn)算。
然而，即使采取了這種措施，高頻振蕩也不能總是得到很好地抑制，這是因?yàn)榈屯V波器61本身有延遲特性，這意味著作為解決方案的低通濾波器引入了新的延遲。
一般來說，為了通過使用低通濾波器61有效地減少比例增益K，截止頻率取得較小，同時(shí)衰減量增加了。但是，這些措施也導(dǎo)致了低通濾波器61的較大的延遲。因此，比例增益K不能容易地減少。
在日本專利申請公開號(hào)為No.7-267495中，本發(fā)明的發(fā)明者提出了可以消除上述的延遲影響的變流器控制裝置，這個(gè)方案將描述如下。
在該變流器控制裝置中，變流器輸出通過一個(gè)周期性成分控制部分調(diào)整到所期望的輸出波形。更具體地說，首先，變流器輸出波形與所期望的輸出波形之間的誤差通過把變流器輸出的基波的一個(gè)周期作為單位周期而計(jì)算出來，這樣就產(chǎn)生基波的一個(gè)周期內(nèi)的誤差波形圖。由此形成的誤差波形圖案在相位上被相對提前與所述的延遲大小相對應(yīng)的數(shù)值，并且如此相位提前了的圖案被疊加到變流器驅(qū)動(dòng)波形圖案中，變流器已根據(jù)變流器驅(qū)動(dòng)波形圖在最后周期內(nèi)被驅(qū)動(dòng)。換句話說，周期性成分控制部分積分經(jīng)過相位提前處理的誤差波形圖，并且由此提供變流器驅(qū)動(dòng)波形圖。根據(jù)按這種方式產(chǎn)生的變流器驅(qū)動(dòng)波形圖，變流器的輸出受到了控制。
因此，對于變流器控制裝置，有可能通過逐漸調(diào)整變流器輸出波形直到它與所期望的輸出波形相匹配，同時(shí)延遲所帶來的影響得到了消除。進(jìn)一步，通過使用變流器控制裝置，有可能消除基頻的諧波失真，這種失真是由于當(dāng)IGBT導(dǎo)通時(shí)其集電極電流并不與實(shí)際的導(dǎo)通時(shí)間成正比這個(gè)事實(shí)引起的。
然而，當(dāng)負(fù)載突然發(fā)生變化時(shí)，這種能夠消除延遲的影響和去除諧波失真的傳統(tǒng)的變流器控制裝置并不能提供足夠的波形控制。因此，正如下面將要描述的，系統(tǒng)會(huì)發(fā)生不希望有的現(xiàn)象，例如不規(guī)則的電流波形和過大的電流。
在傳統(tǒng)的變流器控制裝置中，其中變流器驅(qū)動(dòng)波形圖是通過積分經(jīng)歷了規(guī)定的相位提前處理的誤差波形圖而得到的，誤差波形圖在相位上提前以消除延遲的影響。然而，在實(shí)際的波形處理過程中，不可能使誤差波形圖提前。因此，相位提前處理是相對于變流器驅(qū)動(dòng)波形圖來說的，在實(shí)際中通過延遲誤差波形圖來實(shí)現(xiàn)的。因此，誤差波形圖的信息反映在延遲了一個(gè)周期的變流器輸出上。
如果與變流器71相連接的負(fù)載52處于穩(wěn)定狀態(tài)，這種方法顯示了足夠的控制效果。然而，如果負(fù)載突然發(fā)生變化，對這種突然變化產(chǎn)生響應(yīng)的控制至少延遲接近一個(gè)周期，在這段時(shí)間滯后階段內(nèi)系統(tǒng)經(jīng)歷了不希望有的現(xiàn)象，例如不規(guī)則的電流波形和過大的電流。
本發(fā)明的目的是提供一種變流器控制裝置，這種變流器控制裝置可以通過補(bǔ)償引起高頻振蕩的延遲來在變流器輸出的反饋控制中進(jìn)行穩(wěn)定的控制；同時(shí)，該變流器控制裝置能改善輸出波形的失真和對負(fù)載變動(dòng)的響應(yīng)。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供控制變流器的方法，其可以通過補(bǔ)償引起高頻振蕩的延遲來在變流器輸出的反饋控制中產(chǎn)生穩(wěn)定的控制；并且能改善輸出波形的失真和對負(fù)載變動(dòng)的響應(yīng)。
根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)方面，變流器控制裝置包括一個(gè)用來檢測所期望的輸出波形和變流器輸出波形之間的誤差的誤差檢測部分；一個(gè)用來控制變流器輸出以便降低誤差的周期性成分的周期性成分控制部分；和一個(gè)用來控制變流器輸出以便降低誤差的不穩(wěn)定成分的不穩(wěn)定成分控制部分。當(dāng)與變流器裝置相連接的負(fù)載處于穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)，變流器輸出的波形主要由周期性成分控制部分來控制。負(fù)載的微小變動(dòng)產(chǎn)生的換流器輸出的不穩(wěn)定成分由不穩(wěn)定成分控制部分來校正。因此，當(dāng)變流器控制裝置中的IGBT處于導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)集電極電流并不與導(dǎo)通時(shí)間成正比這個(gè)事實(shí)引起的基頻的諧波失真由周期性成分控制部分來校正。負(fù)載的變動(dòng)所引起的輸出波形失真由不穩(wěn)定成分控制部分來校正。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，用來控制變流器的方法調(diào)整變流器輸出波形以便與期望的輸出波形相匹配，該方法包括如下步驟檢測期望的輸出波形與變流器輸出波形之間的誤差；控制變流器輸出以便使檢測到的誤差的周期成分減小，和控制變流器輸出以便使檢測到的誤差的不穩(wěn)定成分減小。當(dāng)與變流器相連接的負(fù)載處于穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)，控制變流器輸出波形以便減小檢測到的誤差的周期性成分。同時(shí)，當(dāng)負(fù)載中有稍微的變動(dòng)時(shí)，控制變流器輸出波形以便減小變流器輸出的不穩(wěn)定成分。因此，當(dāng)變流器裝置中的IGBT處于導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)集電極電流并不與導(dǎo)通時(shí)間成正比這個(gè)事實(shí)引起的基頻的諧波失真通過減小誤差的周期性成分得到校正。負(fù)載的變動(dòng)所引起的輸出波形失真則通過減小不穩(wěn)定成分得到校正。
本發(fā)明的前述內(nèi)容和其它目的、特征、方面和優(yōu)點(diǎn)可以從結(jié)合附圖的詳細(xì)描述中得到更加清晰的體現(xiàn)。
圖1顯示一種傳統(tǒng)的變流器裝置的示意結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖2顯示一種傳統(tǒng)的變流器控制裝置的示意結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖3顯示了根據(jù)本發(fā)明的第一個(gè)實(shí)施例的變流器裝置的示意結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖4顯示了根據(jù)本發(fā)明的第一個(gè)實(shí)施例的變流器控制裝置的示意結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖5A到圖5E顯示了根據(jù)本發(fā)明的第一個(gè)實(shí)施例在變流器控制裝置中在形成波形的過程中所出現(xiàn)的信號(hào)波形。
圖6A到圖6C顯示了根據(jù)第一個(gè)實(shí)施例在變流器的不同的定時(shí)處變流器輸出電流信號(hào)的波形。
圖7A到圖7C顯示了在第一個(gè)實(shí)施例的變流器裝置中在不同的定時(shí)處變流器輸出電流信號(hào)的波形。
圖8顯示根據(jù)第二個(gè)實(shí)施例變流器控制裝置的示意結(jié)構(gòu)的方框圖。
第一實(shí)施例圖3顯示了結(jié)合有根據(jù)本發(fā)明的第一個(gè)實(shí)施例的變流器控制裝置的變流器裝置1的總體結(jié)構(gòu)。變流器裝置1把太陽能電池2提供的直流電轉(zhuǎn)換成與電力網(wǎng)(市電電源)有相同的位相和相同的頻率(50/60Hz)的交流電，并把轉(zhuǎn)換的電力輸送到電力網(wǎng)3上。
變流器裝置1包括一個(gè)電容器4，一個(gè)高頻倒相電橋5，一個(gè)高頻變壓器6，一個(gè)二極管電橋7，一個(gè)濾波電路10，一個(gè)低頻倒相電橋11，一個(gè)繼電器12，一個(gè)交流濾波器13，一個(gè)變流器輸出電流檢測器14，一個(gè)電壓檢測器15，一個(gè)A/D(模數(shù))轉(zhuǎn)換器16和一個(gè)變流器控制裝置17。
電容器4抑制太陽能電池2輸出的直流電壓的波動(dòng)。高頻倒相電橋5把輸入到變流器裝置1的直流電轉(zhuǎn)換成高頻交變電路(十分之一到數(shù)百KHz)。高頻變壓器6把太陽能電池2(初級側(cè))與電力網(wǎng)3(次級側(cè))隔離開。二極管電橋7整流被高頻變壓器6隔離出來的高頻交變電流。濾波器電路10包括一個(gè)直流電抗線圈8和一個(gè)電容器9，并且它通過消除高頻成分來平滑由二極管電橋7整流的波形。低頻變流器11通過逆向輸出來控制來自濾波電路10的直流輸出，并且產(chǎn)生低頻(50/60Hz至數(shù)百Hz)交變電流。繼電器12將變流器輸出，即由低頻倒相電橋11產(chǎn)生的低交變電流接通至電力網(wǎng)3和從電力網(wǎng)3斷開。交流濾波器13去除變流器輸出的高頻成分。變流器輸出電流檢測器14檢測變流器輸出的電流值。電壓檢測器15檢測變流器輸出或電力網(wǎng)3的電壓。模數(shù)轉(zhuǎn)換器16進(jìn)行由輸出電流檢測器14檢測到的電流值的模擬數(shù)字信號(hào)轉(zhuǎn)換。變流器控制裝置17控制高頻倒相電橋5和低頻倒相電橋11。
在變流器裝置1中，變流器主體電路由電容器4、高頻倒相電橋5、高頻變壓器6、二極管電橋7、濾波器電路10、低頻倒相電橋11、繼電器12和交流濾波器13組成。
變流器控制裝置17包括一個(gè)低頻反向(reversing)變流器控制部分20，一個(gè)低頻門驅(qū)動(dòng)部分21，一個(gè)高頻PWM變流器控制部分22和一個(gè)高頻門驅(qū)動(dòng)部分23。
低頻反向變流器控制部分20檢測電力網(wǎng)上電壓的過零并產(chǎn)生過零檢測脈沖R，并通過反向與過零檢測脈沖R同步的波形來控制直流波形。
在低頻反向變流器控制部分20的控制下，低頻門驅(qū)動(dòng)部分21輸出用來控制低頻倒相電橋1的切換的脈沖。過零檢測脈沖R也被提到高頻PWM變流器控制部分22上。
高頻PWM變流器控制部分22控制變流器輸出電流波形以便使它具有與電力網(wǎng)3上的電壓有相同位相的正弦波形。在高頻PWM控制部分22的控制下，高頻門驅(qū)動(dòng)部分23切換高頻倒相電橋5。
參考圖4，在高頻PWM變流器控制部分22中的處理是通過DSP的各種功能來實(shí)現(xiàn)的。因此，圖4所示的高頻PWM變流器控制部分22表示了DSP所進(jìn)行的處理。
高頻PWM變流器控制部分22包括一個(gè)用來放大根據(jù)變流器輸出電流信號(hào)IO和參考電流信號(hào)IC得出的誤差的誤差放大信號(hào)產(chǎn)生部分26；一個(gè)用來去除從誤差放大信號(hào)產(chǎn)生部分26的輸出的高頻成分的第一低通濾波器(FIR1)27；一個(gè)用來延遲第一低通濾波器27的輸出的延遲部分28；一個(gè)用來積分來自延遲部分28的輸出的誤差波形積分部分29；一個(gè)用來去除從誤差波形積分部分29的輸出的高頻成分的第二低通濾波器(FIR2)30；一個(gè)用來根據(jù)變流器輸出電流信號(hào)IO和參考電流信號(hào)IC進(jìn)行比例控制的比例控制部分31；一個(gè)用來對來自比例部分31的輸出與誤差波形積分部分29的輸出進(jìn)行相加的加法部分32；一個(gè)根據(jù)在加法部分32中相加出來的結(jié)果進(jìn)行PWM運(yùn)算的PWM運(yùn)算部分33。
誤差放大信號(hào)產(chǎn)生部分26包括一個(gè)用來提供變流器輸出電流信號(hào)IO的絕對值IA的絕對值運(yùn)算部分26a；一個(gè)提供參考電流信號(hào)IC的參考波形存儲(chǔ)器26b；一個(gè)從絕對值IA和參考電流信號(hào)IC中得出誤差信號(hào)E的減法器26c；和一個(gè)從誤差信號(hào)e中產(chǎn)生第一誤差放大信號(hào)e1的誤差放大部分。
誤差波形積分部分29包括一個(gè)用來存儲(chǔ)由誤差波形積分部分29產(chǎn)生的變流器驅(qū)動(dòng)波形圖的驅(qū)動(dòng)波形存儲(chǔ)器29b，和一個(gè)把存儲(chǔ)在驅(qū)動(dòng)波形存儲(chǔ)器29b中的變流器驅(qū)動(dòng)波形圖P與延遲部分28的輸出進(jìn)行相加的加法部分29a。
結(jié)構(gòu)上如上所述的高頻PWM變流器控制部分22的運(yùn)算過程描述如下。
首先，將描述誤差放大信號(hào)產(chǎn)生部分26的運(yùn)算過程。在絕對值運(yùn)算部分26a中，由模數(shù)轉(zhuǎn)換器16來的變流器輸出電流信號(hào)IO被轉(zhuǎn)化為絕對值IA。在減法部分26c中，從來自絕對值運(yùn)算部分26a的絕對值IA和來自參考電流波形存儲(chǔ)器26b的參考電流信號(hào)IC中計(jì)算出誤差信號(hào)e(＝IA-IC)。在誤差放大部分26d中，來自減法部分26c的誤差信號(hào)e被乘上一個(gè)誤差放大因子α，因此產(chǎn)生一個(gè)第一誤差放大信號(hào)e1(＝α(IA-IC))。
參考波形存儲(chǔ)器26b中存儲(chǔ)一所期望的交流波形的半個(gè)周期的正弦數(shù)據(jù)S的數(shù)據(jù)表。每當(dāng)輸出電流信號(hào)IO被輸入時(shí)(被取樣)，這些正弦數(shù)據(jù)S被從該表相繼讀出。參考波形存儲(chǔ)器26b輸出的正弦波數(shù)據(jù)S的幅度由一條輸出指令C來決定，因此它可以作為參考電流信號(hào)IC。當(dāng)過零檢測脈沖R輸入到高頻PWM變流器控制部分(DSP)22時(shí)，復(fù)位正弦波數(shù)據(jù)S的讀出位置。
第一低通濾波器(FIR1)27去除由誤差放大信號(hào)產(chǎn)生部分26輸入的第一誤差放大信號(hào)e1的高頻成分，并且把高頻成分已過濾掉的信號(hào)f輸出到延遲部分28。
延遲部分28對信號(hào)f產(chǎn)生(T-τ)的延遲，并把延遲了的信號(hào)f輸出到誤差波形積分部分29中，這里T代表變流器輸出電流信號(hào)IO的基波周期，τ代表由變流器主體電路，變流器輸出電流檢測器14、第一低通濾波器27等組成的反饋回路中產(chǎn)生的延遲時(shí)間。
積分以這種方式產(chǎn)生的延遲信號(hào)f的誤差波形積分部分29的運(yùn)算過程描述如下。
驅(qū)動(dòng)波形存儲(chǔ)器29b存儲(chǔ)了由誤差波形積分部分29產(chǎn)生的變流器驅(qū)動(dòng)波形圖中的，對應(yīng)于變流器輸出電流信號(hào)IO半個(gè)基波周期(T/2)的驅(qū)動(dòng)波形圖g。驅(qū)動(dòng)波形圖g包括沿著時(shí)間序列的I個(gè)數(shù)據(jù)(Wo到WI-1)。在對變流器輸出電流信號(hào)IO的每一次取樣時(shí)數(shù)據(jù)Wo到WI-1被依次地從驅(qū)動(dòng)波形存儲(chǔ)器29b中讀出并且傳送到加法器29a中。此時(shí)，從驅(qū)動(dòng)波形存儲(chǔ)器29b中讀出的數(shù)據(jù)Wo到WI-1的讀出位置由過零檢測脈沖R復(fù)位。更具體地說，每當(dāng)過零檢測脈沖R被輸入時(shí)，數(shù)據(jù)從Wo開始被重新依次地讀出。
加法器29a把從驅(qū)動(dòng)波形存儲(chǔ)器29b中依次讀出的驅(qū)動(dòng)波形圖g(包括數(shù)據(jù)序列Wo到WI-1)加到從延遲部分28中輸出的信號(hào)f中以更新(積分)變流器驅(qū)動(dòng)波形圖P。在加法部分29a中相加所更新的變流器驅(qū)動(dòng)波形圖P輸出到加法部分32和驅(qū)動(dòng)波形存儲(chǔ)器29b中。當(dāng)變流器驅(qū)動(dòng)波形圖P被輸入時(shí)，驅(qū)動(dòng)波形存儲(chǔ)器29b更新在前一個(gè)讀出位置處的驅(qū)動(dòng)波形圖g的數(shù)據(jù)Wo到WI-1。從數(shù)據(jù)Wo到WI-1的角度來看數(shù)據(jù)Wo到WI-1的更新描述如下。從驅(qū)動(dòng)波形存儲(chǔ)器29b中傳送過來的數(shù)據(jù)Wi在上述的加法部分29a中通過相加被更新為數(shù)據(jù)Wi＇。更新后的數(shù)據(jù)Wi＇輸入到驅(qū)動(dòng)波形存儲(chǔ)器29b中，取代已存儲(chǔ)在驅(qū)動(dòng)波形存儲(chǔ)器29b中的數(shù)據(jù)Wi。
第二低通濾波器(FIR2)30依次地讀出存儲(chǔ)在驅(qū)動(dòng)波形存儲(chǔ)器29b中的數(shù)據(jù)Wo到WI-1，并去除驅(qū)動(dòng)波形圖g中的高頻成分，得到的結(jié)果重新存儲(chǔ)到驅(qū)動(dòng)波形存儲(chǔ)器29b。
比例控制部分31的操作如下所述。
比例控制部分31包括一個(gè)類似于誤差放大部分26d的誤差放大器，它用比例增益(＝誤差放大因子)K把在減法器26c中產(chǎn)生的誤差信號(hào)e放大為第二誤差放大信號(hào)e2(＝K×e)。
由比例控制部分31提供的第二誤差放大信號(hào)e2輸出到相加部分32。有可能在比例控制部分31和誤差放大部分26d中設(shè)置相互不同的比例增益K和誤差放大因子α。
相加部分32把來自比例控制部分32的第二誤差放大信號(hào)e2與來自誤差波形積分部分29的變流器驅(qū)動(dòng)波形圖P相加，相加所得的結(jié)果P＇輸出到PWM運(yùn)算部分33。
PWM運(yùn)算部分33對相加的結(jié)果P＇進(jìn)行PWM運(yùn)算，并計(jì)算導(dǎo)通時(shí)間Ton，Ton輸出到高頻門驅(qū)動(dòng)部分23。
高頻門驅(qū)動(dòng)部分23包括定時(shí)計(jì)數(shù)器電路36和門驅(qū)動(dòng)電路37。根據(jù)高頻PWM控制部分22輸入的導(dǎo)通時(shí)間Ton，定時(shí)計(jì)數(shù)器電路36提供用來開關(guān)高頻倒相電橋5的脈沖PL。根據(jù)定時(shí)計(jì)數(shù)器電路36提供的脈沖PL，門驅(qū)動(dòng)電路37進(jìn)行高頻倒相電橋5的切換。
由高頻PWM變流器控制部分22進(jìn)行的控制操作將作為電流反饋控制描述如下。高頻PWM變流器控制部分22包括一個(gè)周期性成分控制部分和一個(gè)不穩(wěn)定成分控制成分，這兩個(gè)部分具有相互平行運(yùn)作的特征。周期性成分控制部分通過誤差波形積分控制來控制周期性成分，而不穩(wěn)定成分控制部分通過比例控制(更精確地說，誤差波形積分控制和比例控制的結(jié)合)來控制不穩(wěn)定成分。
不穩(wěn)定成分控制部分包括一條經(jīng)過絕對值運(yùn)算部分26a、減法器26c、比例控制部分31、相加部分32和PWM運(yùn)算部分33的路徑。周期性成分控制部分包括一條經(jīng)過誤差放大信號(hào)產(chǎn)生部分26，第一低通濾波器27、延遲部分28、誤差波形積分部分29、第二低通濾波器30、相加部分32和PWM運(yùn)算部分33的路徑。
當(dāng)周期性成分控制部分由自身來進(jìn)行操作時(shí)，其控制操作過程描述如下。周期性成分控制部分產(chǎn)生一個(gè)變流器驅(qū)動(dòng)波形圖P，其中變流器輸出的指定周期(在這個(gè)實(shí)施例中為基頻周期的二分之一)對應(yīng)于一組，并且PWM運(yùn)算是在變流器驅(qū)動(dòng)波形圖P上進(jìn)行。變流器驅(qū)動(dòng)波形圖P與電力網(wǎng)3的電壓同步地重復(fù)使用。盡管在本實(shí)施例中變流器驅(qū)動(dòng)波形圖P對應(yīng)于基頻周期的二分之一，它也可以對應(yīng)于一個(gè)周期或n個(gè)周期(n自然數(shù))。
進(jìn)一步，變流器驅(qū)動(dòng)波形圖P通過隨后的反饋控制得到更新。更具體地說，最后指定周期的驅(qū)動(dòng)波形圖g存儲(chǔ)在驅(qū)動(dòng)波形存儲(chǔ)器29b中。在誤差信號(hào)產(chǎn)生部分26中，通過計(jì)算所期望的周期性波形(參考電流信號(hào))IC與變流器輸出波形(變流器輸出電流信號(hào))IO之間的差值得出誤差波形圖(＝誤差信號(hào))，并且通過把誤差波形圖(＝誤差信號(hào))e乘上一個(gè)因子α(＝誤差放大因子)，可以得出誤差放大波形圖(＝第一誤差放大信號(hào))e1。因子α是一個(gè)正數(shù)，它與控制中收斂的速度和收斂精度有關(guān)。因子α越小，控制的收斂就越慢，而收斂的精度越高。同時(shí)，因子α越大，收斂的速度就越快，而控制中收斂的偏差就越大。
通過把誤差放大波形圖e1與存儲(chǔ)在驅(qū)動(dòng)波形存儲(chǔ)器29b中的最后指定周期的驅(qū)動(dòng)波形圖g相加，就可以更新變流器驅(qū)動(dòng)波形圖P。
在這種方式中，PWM運(yùn)算部分33利用更新的變流器驅(qū)動(dòng)波形圖P重新進(jìn)行PWM運(yùn)算以便提供導(dǎo)通時(shí)間Ton，因此，變流器輸出電流信號(hào)IO漸漸地越來越趨于所期望的周期性波形。
有時(shí)，由于在IGBT處于導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)集電極電流并非與導(dǎo)通時(shí)間Ton成正比，變流器裝置1具有非線性。在這種情況下，如果導(dǎo)通時(shí)間Ton較短，變流器以非連續(xù)的方式運(yùn)行，集電極電流將具有斬波波形。相反，如果導(dǎo)通時(shí)間Ton較長，變流器以連續(xù)的方式工作，集電極電流將接近方波。在這樣一種狀態(tài)下，導(dǎo)通時(shí)間Ton與電流值之間相互不成比例，這會(huì)導(dǎo)致電流畸變。
然而，這種電流畸變是變流器輸出電流信號(hào)IO的基頻的奇數(shù)諧波，并且它是與參考電流信號(hào)IC同步的周期性成分的畸變。因此，有可能通過周期性波形控制部分來控制遮蓋住這種電流畸變。
進(jìn)一步，在包括高頻PWM變流器控制部分22的周期性波形控制部分中，誤差放大波形圖(＝第一誤差放大信號(hào)e1)被延遲(通過延遲部分28的作用)T-τ的時(shí)間(T變流器輸出電流信號(hào)IO的基波周期，τ在反饋回路中延遲的時(shí)間)。因此，存儲(chǔ)在驅(qū)動(dòng)波形存儲(chǔ)器29b(它存儲(chǔ)誤差放大波形圖(第一誤差放大信號(hào))e1的相位)中的驅(qū)動(dòng)波形圖g在相位上被相對提前了。
此時(shí)，延遲時(shí)間T-τ對應(yīng)于在反饋回路中被提前了延遲時(shí)間τ的基波周期的一個(gè)周期T的延遲，這個(gè)時(shí)間的采用還要滿足因果律。因此，在反饋回路中產(chǎn)生的延遲的影響有可能被消除。
進(jìn)一步，第二低通濾波器30恰當(dāng)?shù)厝コ兞髌黩?qū)動(dòng)波形圖P的高頻成分。因此，即使在延遲部分28中設(shè)置的延遲時(shí)間T-τ內(nèi)產(chǎn)生相位相差π/2或更大的誤差而導(dǎo)致變流器驅(qū)動(dòng)波形圖P的振蕩時(shí)，正象高頻成分由第二低通濾波器30去除那樣，這種振蕩也能被抑制。通過第二低通濾波器30去除高頻成分包括信號(hào)處理過程中的延遲。然而，如果把延遲合并到延遲時(shí)間τ中就不存在什么問題，這個(gè)延遲時(shí)間τ通過上述的延遲補(bǔ)償操作得到補(bǔ)償。
以下將更詳細(xì)地討論變流器驅(qū)動(dòng)波形圖P(主要通過誤差波形積分部分29來進(jìn)行)的反饋控制。
當(dāng)我們用Δt代表高頻PWM變流器控制部分(DSP)22中的取樣時(shí)間間隔和n代表分立時(shí)間時(shí)，在時(shí)間n時(shí)從延遲部分28輸入到誤差波形積分部分29的信號(hào)f通過如下式子(1)表示出來。
f＝f(n-L)…(1)f(n)第一低通濾波器27的輸出(＝高頻成分已經(jīng)去除的誤差放大信號(hào)e1)L(T-τ)/Δt正如下面式(2)所表示的，輸入到誤差波形積分部分29的延遲部分28的輸出信號(hào)f在相加部分29a內(nèi)與存儲(chǔ)在驅(qū)動(dòng)波形存儲(chǔ)器29b中的最后周期的驅(qū)動(dòng)波形圖g(n)相加，得出變流器驅(qū)動(dòng)波形圖P(n)。
P(n)＝g(n)+f…(2)驅(qū)動(dòng)波形圖g(n)通過下式表示出來。
g(n)＝WnmodI(n)…(3)I＝T/(2Δt)n mod In被I除所得的余數(shù)I數(shù)據(jù)Wi(i＝0，1….，I-1)的總數(shù)，數(shù)據(jù)Wi構(gòu)成了驅(qū)動(dòng)波形圖g(n)。
T變流器輸出電路信號(hào)IO的基波周期。
Δt高頻PWM變流器控制部分(DSP)22的取樣時(shí)間間隔。
進(jìn)一步，驅(qū)動(dòng)波形存儲(chǔ)器29b根據(jù)下式(4)更新驅(qū)動(dòng)波形圖g(n)的數(shù)據(jù)Wi。
WnmodI(n+1)＝p(n)…(4)在初始狀態(tài)中，變流器驅(qū)動(dòng)波形數(shù)據(jù)Wi全部為零。但是，已根據(jù)式(4)不斷地被更新，并且逐漸地接近最佳值。
第二低通濾波器30是用來濾波驅(qū)動(dòng)波形圖g的數(shù)據(jù)序列Wi的。正如下面式(5)所表示的，驅(qū)動(dòng)波形圖g本身的數(shù)據(jù)序列Wi由FIR型線性相位低通濾波器被濾波。Wi′(n)=Σm=0M-1bmwi-m+(M-1)/2(n)...(5)]]>m第二低通濾波器30的抽頭數(shù)(tap number)(奇數(shù))。
bm濾波系數(shù)存儲(chǔ)在驅(qū)動(dòng)波形存儲(chǔ)器29b中的驅(qū)動(dòng)波形圖g的數(shù)據(jù)Wi更新為根據(jù)式(5)計(jì)算出來的數(shù)據(jù)序列Wi＇(n)，從而包含在存儲(chǔ)在驅(qū)動(dòng)波形存儲(chǔ)器29b中的驅(qū)動(dòng)波形圖g(n)的高頻成分可以被消除。進(jìn)一步，在式(5)中的(M-1)/2代表在這個(gè)過濾操作中的延遲時(shí)間，通過把在右側(cè)的變流器驅(qū)動(dòng)波形數(shù)據(jù)W提前這個(gè)延遲時(shí)間的大小，在濾波中的延遲可以被消除。式(5)的運(yùn)算并不需要與其它運(yùn)算任何特別的同步，因此，它可以在處理時(shí)間的一個(gè)范圍內(nèi)被適當(dāng)?shù)貓?zhí)行。
通過周期性成分控制部分進(jìn)行的周期性成分控制將參照圖5A到圖5E的波形作更加具體的描述。
參照圖5A，由于在變流器裝置1中的信號(hào)處理，輸入到高頻PWM變流器控制部分22的輸出電流信號(hào)IO相對于參考電流信號(hào)IC延遲了τa，因此，來自相減部分26c的誤差信號(hào)e具有圖5B所顯示的那樣一種波形，誤差放大部分26b把誤差信號(hào)e乘上一個(gè)誤差放大因子α(0＜α≤1)得出誤差放大信號(hào)e1，這個(gè)誤差放大信號(hào)輸出到第一低通濾波器27。第一低通濾波器27去除誤差放大信號(hào)e1的高頻成分并提供如圖5C所示的結(jié)果，把這個(gè)結(jié)果f輸出到延遲部分28。同時(shí)，由于通過第一低通濾波器27的濾波，第一低通濾波器27的輸出f在輸出時(shí)延遲了τb。
延遲部分28把誤差放大信號(hào)e1延遲T-τ的時(shí)間(T＝變流器輸出電流信號(hào)IO的基波周期，τ＝τa+τb)，如圖5D所示，并把延遲后的信號(hào)輸出到誤差波形積分部分29。
在誤差波形積分部分29中，相加部分29a把延遲部分28的輸出f與存儲(chǔ)在驅(qū)動(dòng)波形存儲(chǔ)器29b中的最后周期的驅(qū)動(dòng)波形圖g相加，以這種方式，變流器驅(qū)動(dòng)波形圖P得到了更新，正如圖5E所示。
如上所述，在周期性成分控制部分中，擾動(dòng)N的影響和在變流器裝置1中產(chǎn)生的延遲的影響可以被消除。然而，由于通過實(shí)施相對的相位提前過程來消除延遲的影響，對負(fù)載中突然變化的控制響應(yīng)至少要延遲大約一個(gè)周期，因此，在這段時(shí)間滯后內(nèi)要經(jīng)歷包括不規(guī)則電流波形和過大電流等不希望有的現(xiàn)象。
當(dāng)不穩(wěn)定成分控制部分由自身來運(yùn)作時(shí)，控制操作過程描述如下。在相減部分26c產(chǎn)生的誤差信號(hào)e(＝IC-IO)輸入到比例控制部分31中。比例控制部分31用比例增益K來進(jìn)行誤差信號(hào)e的比例補(bǔ)償(放大)并產(chǎn)生第二誤差放大信號(hào)e2。根據(jù)由這種方式產(chǎn)生的第二誤差放大信號(hào)e2，在PWM運(yùn)算部分33中產(chǎn)生導(dǎo)通時(shí)間Ton。根據(jù)導(dǎo)通時(shí)間Ton，高頻門驅(qū)動(dòng)部分23切換高頻倒相電橋5。
假定變流器控制裝置和類似的裝置的轉(zhuǎn)換特性是常數(shù)放大，并且變流器裝置1本身的增益為1，那么，輸出電流信號(hào)IO由下面方程(6)給出。
IO＝IC×K/(1+K)...(6)然而，由于變流器裝置1的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，不可避免地存在擾動(dòng)N疊加在輸出電流信號(hào)IO上。如下描述的環(huán)境就是產(chǎn)生擾動(dòng)N的一個(gè)例子。更具體地說，當(dāng)組成變流器主體電路的切換元件例如IGBT(絕緣柵雙極晶體管)處于導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)，集電極電極并不與實(shí)際導(dǎo)通時(shí)間成正比，這種非線性引起擾動(dòng)N。如果產(chǎn)生了這種擾動(dòng)，基頻的諧波失真疊加在輸出電流上。
由于這個(gè)擾動(dòng)N疊加在輸出電流信號(hào)IO上，實(shí)際的輸出電流信號(hào)IO可由下式(7)表示。
IO＝IC×K/(1+K)+N×1/(1+K)...(7)在這種方法中，類似于比例控制部分31所進(jìn)行的控制操作，不穩(wěn)定成分控制部分基本上通過控制操作來進(jìn)行不穩(wěn)定成分的控制。因此，擾動(dòng)N的影響不能被消除。進(jìn)一步，在變流器裝置1所產(chǎn)生的延遲的影響也不能被消除。然而，相對的相位提前處理并不對變流器驅(qū)動(dòng)波形圖P產(chǎn)生影響，因此，即使當(dāng)負(fù)載3發(fā)生突然變動(dòng)，也有可能對這種突然變動(dòng)進(jìn)行快速響應(yīng)控制。因此，在負(fù)載3中突然變動(dòng)引起的諸如不規(guī)則電流波形和過量電流等不希望有的現(xiàn)象也可能得以避免。
變流器裝置1包括周期性成分控制部分和不穩(wěn)定成分控制部分。通過這二個(gè)控制部分進(jìn)行的控制操作以并行的方式實(shí)現(xiàn)。因此，這兩個(gè)控制部分可以彌補(bǔ)彼此的缺點(diǎn)，能夠消除上述的由于非線性產(chǎn)生的擾動(dòng)N的影響，消除延遲的影響，并且能夠?qū)ω?fù)載的突然變動(dòng)產(chǎn)生快速的控制響應(yīng)。
變流器控制裝置17作為一個(gè)整體的控制操作將參照圖6A到圖6C描述如下，其中周期性成分控制部分和不穩(wěn)定成分控制部分以并行的方式運(yùn)行。在圖6A到圖6C中，為了表示上的方便，只顯示了對應(yīng)于交流波形的半個(gè)周期的信號(hào)(例如變流器輸出電流信號(hào)IO)。
在周期性成分控制部分中，相對相位提前處理對變流器驅(qū)動(dòng)波形圖P產(chǎn)生影響，反饋產(chǎn)生的效果要延遲一個(gè)周期出現(xiàn)。因此，在控制操作開始之后的第一個(gè)周期內(nèi)，只有不穩(wěn)定成分控制部分的控制的影響表現(xiàn)在變流器輸出電流信號(hào)IO上。為了敘述上的簡單起見，這里假定不穩(wěn)定成分控制部分(比例控制部分31)的比例增益K為1，周期性成分控制部分的收斂系數(shù)μ(＝誤差放大部分26d的誤差放大因子α)為1。
在第一個(gè)周期內(nèi)，只有不穩(wěn)定成分控制部分起作用，此時(shí)，變流器輸出電流信號(hào)IO(1)由下面方程(8)給出。
IO(1)＝I2(1)＝IC/2…(8)I2(1-n)由不穩(wěn)定成分控制部分控制的變流器輸出電流信號(hào)。
IC參考電流信號(hào)變流器輸出電流信號(hào)IO(1)在圖形中的表示正如圖6A所顯示的。進(jìn)一步，此時(shí)的電流誤差(誤差信號(hào))e(1)(＝IC-IO(1))由周期性成分控制部分被反饋回來，并且出現(xiàn)在下一個(gè)周期中，作為來自周期性控制的輸出電流信號(hào)I1(2)。此時(shí)，輸出電流信號(hào)I2(2)也作為由不穩(wěn)定成分控制部分的不穩(wěn)定成分控制的結(jié)果出現(xiàn)。輸出電流信號(hào)I2(2)由下式(9)表示。
I2(2)＝(IC-I1(2))/2…(9)I1(2-n)由周期性成分控制部分控制的變流器輸出電流信號(hào)。
因此，第二個(gè)周期內(nèi)的變流器輸出電流信號(hào)IO(2)由下式(10)來表示。
IO(2)＝I1(2)+I2(2)＝IC/2+IC/4…(10)變流器輸出電流信號(hào)IO(2)顯示在圖6B中。
進(jìn)一步，此時(shí)的電流誤差(誤差信號(hào))e(2)(＝IC＝IO(2))通過周期性成分控制部分被反饋回來，并作為在下一個(gè)周期中來自周期性成分控制的輸出電流信號(hào)I1(3)出現(xiàn)。此時(shí)，輸出電流信號(hào)I2(3)也作為由不穩(wěn)定成分控制部分完成的不穩(wěn)定成分控制的結(jié)果出現(xiàn)。因此，在第三個(gè)周期中變流器輸出電流信號(hào)IO(3)由下式(11)表示。
IO(3)＝I1(3)+I2(3)＝(IC/2+IC/4)+IC/8 …(11)因此，第n個(gè)周期的變流器輸出電流信號(hào)IO(n)由下式(12)給出。
IO(n)＝I1(n)+I2(n)I1(n)＝(1-21-n)×ICI2n＝2-n×IC…(12)以這種方式，每一個(gè)變流器輸出電流信號(hào)IO成為含有由周期性成分控制部分控制的電流成分I1(2～n)。然而，例如來自負(fù)載的微小變動(dòng)的不穩(wěn)定成分并不能通過周期性波形控制部分得到控制。因此，由這種成分產(chǎn)生的電流誤差(當(dāng)K等于電流誤差的1，1/2倍)的一部分通過不穩(wěn)定成分控制部分來完成，與只由周期性成分控制部分來完成控制相比，這樣做電流畸變得到抑制。
盡管假定了變流器裝置1中的不穩(wěn)定成分控制部分(比例控制部分31)的比例增益K是一個(gè)常數(shù)，不穩(wěn)定成分控制部分(比例控制部分31)的比例增益K可根據(jù)誤差信號(hào)e的符號(hào)得以改變。例如，當(dāng)變流器輸出電流信號(hào)IO的波形小于參考電流信號(hào)IC的波形時(shí)(當(dāng)誤差信號(hào)e的符號(hào)為+)，那么比例增益K設(shè)置為低。當(dāng)變流器輸出電流信號(hào)IO的波形大于參考電流信號(hào)IC的波形時(shí)(當(dāng)誤差信號(hào)e的符號(hào)為-)，那么比例增益K設(shè)置為高。以這種方式，有可能比較迅速地抑制由于負(fù)載的突然變動(dòng)引起的變流器裝置1的輸出電流過大的不利現(xiàn)象。
在變流器裝置1中，一個(gè)與比例控制部分(圖1中的誤差放大部分57)相似的結(jié)構(gòu)用作不穩(wěn)定成分控制部分。然而，比例控制部分是用來控制所有的信號(hào)成分，無論它是周期性成分還是不穩(wěn)定成分。因此，不穩(wěn)定成分的控制不可能完全由比例控制部分本身來進(jìn)行。
然而，當(dāng)比例控制部分和周期性成分控制部分這兩部分都被使用且以并行的方式操作時(shí)，變流器輸出電流信號(hào)IO的周期性成分通過周期性成分控制部分優(yōu)先得以控制，因此只有信號(hào)的不穩(wěn)定成分由比例控制部分來控制。換句話說，通過以相互并行的方式運(yùn)行比例控制部分和周期性成分控制部分，周期性成分控制部分提供把變流器輸出電流信號(hào)IO的周期性成分與不穩(wěn)定成分分離開的功能(信號(hào)分離功能)，因此比例控制部分起著與不穩(wěn)定成分控制部分相同的作用。詳細(xì)過程將描述如下。
當(dāng)我們用K代表不穩(wěn)定成分控制部分(比例控制部分)的比例增益時(shí)，由不穩(wěn)定成分控制部分(比例控制部分)控制的變流器輸出電流信號(hào)IO2具有參考電流信號(hào)IC的K/(K+1)倍的電流波形，即，IO2＝IC×K/(K+1)。然而，當(dāng)不穩(wěn)定成分控制部分(比例控制部分)同周期性成分控制部分以并行的方式運(yùn)作時(shí)，由不穩(wěn)定成分控制部分(比例控制部分)控制的變流器輸出電流信號(hào)IO2＇將是電流波形IC-IO1，即參考電流信號(hào)IC減去由周期性成分控制部分控制的變流器輸出電流信號(hào)IO1，的K/(K+1)倍的電流波形，即，IO2＇＝(IC-IO1)×K/(K+1)。因此，應(yīng)清楚周期性成分控制部分優(yōu)先于不穩(wěn)定成分控制部分。
圖7A到圖7C顯示了在由不穩(wěn)定成分控制部分(比例控制部分)進(jìn)行的控制操作中，存在基頻的諧波失真的工作波形，這種諧波失真來源于當(dāng)IGBT處于導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)集電極電流并不與導(dǎo)通時(shí)間成正比的事實(shí)。由于IGBT處于導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)集電極電流并不與導(dǎo)通時(shí)間成正比，來自于控制操作啟動(dòng)后的第一個(gè)周期的不穩(wěn)定成分控制(比例控制)的變流器輸出電流信號(hào)I2(1)發(fā)生了畸變，如圖7A所示，含有奇數(shù)的諧波。然而，在變流器裝置1中，不穩(wěn)定成分控制(比例控制)與周期性成分控制，是以并行的方式完成的，因此，在下一個(gè)周期中，來自周期性成分控制的電流被輸出來用以校正這種諧波失真，這種失真的校正程度顯示在圖7B中。因此，一個(gè)周期接著一個(gè)周期，周期性的失真成分通過周期性成分控制逐漸地得到校正，正如圖7C所示。最后，包括基波和諧波成分的每一個(gè)變流器輸出電流信號(hào)IO變?yōu)橛芍芷谛猿煞挚刂撇糠挚刂频碾娏鱅1。只有源自負(fù)載變動(dòng)或類似情況的不穩(wěn)定成分通過不穩(wěn)定成分控制部分(比例控制部分)得到校正。因此，有可能使電流畸變變得小于當(dāng)控制部分(周期性成分控制部分和不穩(wěn)定成分控制部分)的任一個(gè)單獨(dú)進(jìn)行對變流器輸出電流信號(hào)IO的控制時(shí)的情況。
如上所述，通過周期性成分控制和不穩(wěn)定成分控制部分的并行操作，可以達(dá)到由這兩個(gè)控制部分的任一個(gè)單獨(dú)操作所不能達(dá)到的效果，即降低包含快速響應(yīng)(由不穩(wěn)定成分控制部分實(shí)現(xiàn)的效果)的輸出波形失真(由周期性成分控制部分實(shí)現(xiàn)的效果)。
一個(gè)用來把周期性成分與不穩(wěn)定成分分離開的信號(hào)分離器38(參照圖4)可以插入到比例控制部分31的輸入的前面一級，這樣只有不穩(wěn)定成分通過信號(hào)分離器38輸入到比例控制部分31。
在變流器裝置1中，在不穩(wěn)定成分控制部分的電流反饋回路中產(chǎn)生的延遲沒有得到補(bǔ)償。這是因?yàn)椴环€(wěn)定成分控制部分的比例增益K可以做得很小以防止高頻振蕩的產(chǎn)生，如同在傳統(tǒng)的比例控制部分中產(chǎn)生的諧波失真通過變流器裝置1的周期性成分控制部分得到校正那樣。
第二實(shí)施例本發(fā)明可以應(yīng)用到包括一個(gè)自適應(yīng)FIR(有限脈沖響應(yīng))數(shù)字濾波器的高頻PWM變流器控制部分40中。更具體地說，正如已經(jīng)描述的，本發(fā)明的周期性成分控制部分所要求的是產(chǎn)生一個(gè)周期性的波形，這個(gè)周期性波形的一個(gè)單位是變流器輸出電流信號(hào)IO的基波的半個(gè)周期，并與電網(wǎng)電壓的過零同步地輸出這個(gè)周期性波形。這種周期性波形通過依次地積分基波的半個(gè)周期的電流誤差波形而形成。因此，本發(fā)明可以在如圖8所示的應(yīng)用自適應(yīng)FIR數(shù)字濾波器的高頻PWM變流器控制部分40中得以實(shí)現(xiàn)。
高頻PWM變流器控制部分40的結(jié)構(gòu)基本上與圖4所示的結(jié)構(gòu)相同。然而，它的特征在于積分電流誤差放大波形，通過延遲驅(qū)動(dòng)波形圖g使得相對于最后周期的驅(qū)動(dòng)波形圖g來說相對地提前了誤差波形圖(＝誤差放大信號(hào)e1)。
在高頻PWM變流器控制部分40中，用一個(gè)自適應(yīng)FIR濾波器41，LMS(最小均方)算法運(yùn)算部分42和一個(gè)延遲部分43取代了圖4所示的高頻PWM變流器控制部分22中的誤差放大部分26d，延遲部分28，加法器29a和驅(qū)動(dòng)波形存儲(chǔ)器29b。
高頻PWM變流器控制部分40的控制操作描述如下。
自適應(yīng)FIR濾波器41接收輸入信號(hào)x(n)，這個(gè)輸入信號(hào)x(n)是電力網(wǎng)上的電壓的過零檢測脈沖R。輸入信號(hào)x(n)通過下式(13)來表示。x(n)=Σm=0∞δ(n-mN)...(13)]]>N＝T/(2Δt)T電力網(wǎng)上電壓的周期Δt取樣時(shí)間間隔n取樣時(shí)間(分立的時(shí)間)接收輸入信號(hào)x(n)的自適應(yīng)FIR濾波器41提供一個(gè)由下式(14)表示的輸出信號(hào)y(n)。y(n)=Σi=01-1wi(n)Σm=0∞δ(n-mN-i)...(14)]]>I自適應(yīng)FIR濾波器41的抽頭數(shù)(I＝N)在式(14)中，只有當(dāng)i＝n-mN時(shí)，δ(n-mN-i)的值取1，因此，輸出y(n)可由下式(15)表示。
y(n)＝WnmodN(n)…(15)因此，可以理解濾波系數(shù)Wi作為自適應(yīng)FIR濾波器41的輸出y(n)依次地輸出。根據(jù)輸出信號(hào)y(n)，在PWN運(yùn)算部分33中完成PWM運(yùn)算，并且根據(jù)運(yùn)算的結(jié)果驅(qū)動(dòng)變流器裝置1。換句話說，在高頻PWM變流器控制部分40中，自適應(yīng)FIR濾波器41的濾波系數(shù)Wi是變流器驅(qū)動(dòng)波形圖P的數(shù)據(jù)Wi。
同時(shí)，在以這種方式與電力網(wǎng)連接點(diǎn)處的變流器輸出電流信號(hào)IO由變流器輸出電流檢測器14(參見圖3)來檢測。檢測到的變流器輸出電流信號(hào)IO通過模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器16(參見圖3)轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號(hào)IO(n)，之后輸入到高頻PWM變流器控制部分(DSP)40中。輸入到高頻PWM變流器控制部分40的變流器輸出電流信號(hào)IO(n)由絕對值運(yùn)算部分26a轉(zhuǎn)換成絕對值IA(n)。減法器26c將來自參考波形存儲(chǔ)器26b的參考電流信號(hào)IC與絕對值IA(n)進(jìn)行比較，并計(jì)算出誤差信號(hào)。e(n)＝IC(n)-IA(n)。
第一低通濾波器27去除包含在誤差信號(hào)e(n)中的諸如開關(guān)噪聲之類的模擬高頻噪聲并提供一電流誤差信號(hào)e＇(n)。
現(xiàn)在，假定從自適應(yīng)FIR濾波器41的輸出到第一低通濾波器27這條通路的傳輸函數(shù)(z)是分立時(shí)間d的延遲(zd)，即C(z)＝zd。當(dāng)E(n)＝{e＇(n)}2作為求值函數(shù)最小化時(shí)，求值函數(shù)E(n)的梯度由下式(16)來表示。∂E(n)∂v1(n)=-2e′(n)∂y(n-d)∂v1(n)=-2e′(n)Σm=0∞δ(n-mN-i-d)...(16)]]>因此，如果濾波器系統(tǒng)Wi(n)與上述式(16)的梯度相反方向逐漸地被更新，求值函數(shù)E(n)，即電流誤差信號(hào)e＇(n)的乘方將逐漸地到達(dá)其最小值。不用說，這種控制的條件是相位差至多為π/2。wi(n+1)=wi(n)+μe′(n)Σm=0∞δ(n-mN-i-d)...(17)]]>＝wi(n)+μe＇(n)x(n-i-d)μ一個(gè)取小的正值的轉(zhuǎn)換系數(shù)，這個(gè)系數(shù)對應(yīng)于誤差放大部分26d的誤差放大因子α。
變流器驅(qū)動(dòng)波形數(shù)據(jù)的最終獲得的更新結(jié)果的算法如(17)式所表示。更新式子(17)表示積分乘以μ后的誤差信號(hào)e(n)。
在實(shí)際的高頻PWM變流器控制部分40中，并不是使用上面的式(17)，而是使用下面的式(18)，其理由如下。更具體地說，過濾系數(shù)Wi的自適應(yīng)運(yùn)算是在電力網(wǎng)電壓的半個(gè)周期內(nèi)進(jìn)行的，而在另半個(gè)周期內(nèi)并不進(jìn)行自運(yùn)算。這樣保證了第二低通濾波器30的運(yùn)算時(shí)間。wi(n+1)=wi(n)+μe′(n)Σm=0∞δ(n-2mN-i-d)...(18)]]>＝wi(n)+μe＇(n)r(n-i-d)在式(18)中，r(n)代表稀化(thinning out)每隔一個(gè)X(n)而得到的脈沖，其中X(n)表示過零檢測脈沖，分立時(shí)間d的延遲通過延遲部分43加到r(n)中。在更新變流器驅(qū)動(dòng)波形數(shù)據(jù)時(shí)，這個(gè)延遲過程d顯示了在相位上相對提前誤差波形圖的作用(實(shí)際上是延遲變流器驅(qū)動(dòng)波形圖)。
在高頻PWM變流器控制部分40中，根據(jù)式(18)變流器驅(qū)動(dòng)波形數(shù)據(jù)的更新運(yùn)算是通過LMS算法運(yùn)算部分42完成。在高頻PWM變流器控制部分40中，第二低通濾波器30用來消除自適應(yīng)FIR濾波器41的濾波系數(shù)序列Wi中的高頻成分，它的運(yùn)算類似于高頻PWM變流器控制部分22中第二低通濾波器30的運(yùn)算(參見式(5))。因此，這里的描述就不再重復(fù)。進(jìn)一步，高頻PWM變流器控制部分40中比例控制部分31的處理過程也類似于高頻PWM變流器控制部分22中比例控制部分31的處理過程，因此，這里也不再重復(fù)。
以上已對本發(fā)明作為詳細(xì)的描述和圖示，但要指出它們僅用來描述和例示本發(fā)明，本發(fā)明并不限于這些內(nèi)容。本發(fā)明的精神和范圍由附在下面的權(quán)利要求書來限定。
權(quán)利要求
1.一種變流器控制裝置，包括誤差檢測裝置，用來檢測所期望的輸出波形和變流器輸出波形之間的誤差；周期性成分控制裝置，用來控制所述的變流器輸出波形以便降低由所述的誤差檢測裝置檢測到的所述誤差的周期性成分；和不穩(wěn)定成分控制裝置，用來控制所述的變流器輸出波形以降低由所述的誤差檢測裝置檢測到的所述誤差的不穩(wěn)定成分。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的變流器控制裝置，其中，所述的周期性成分控制裝置包括驅(qū)動(dòng)波形圖產(chǎn)生裝置，用來積分由所述的誤差檢測裝置檢測到的所述誤差的波形圖以產(chǎn)生一變流器驅(qū)動(dòng)波形圖；和輸出控制裝置，用于根據(jù)由所述的驅(qū)動(dòng)波形圖產(chǎn)生裝置產(chǎn)生的所述變流器驅(qū)動(dòng)波形圖，把所述的變流器輸出波形調(diào)節(jié)到所述的期望的輸出波形。
3.根據(jù)權(quán)利要求2的變流器控制裝置，其中，所述的不穩(wěn)定成分控制裝置包括比例控制裝置，用來根據(jù)所述的誤差產(chǎn)生一個(gè)誤差放大信號(hào)；和相加裝置，用來把所述的比例控制裝置產(chǎn)生的所述誤差放大信號(hào)與所述的變流器驅(qū)動(dòng)波形圖進(jìn)行相加；及所述的輸出控制裝置根據(jù)由所述的相加裝置相加的結(jié)果來調(diào)節(jié)所述的變流器輸出波形。
4.根據(jù)權(quán)利要求2的變流器控制裝置，其中，所述的驅(qū)動(dòng)波形圖產(chǎn)生裝置調(diào)節(jié)所述誤差的相位使得在輸出反饋回路中產(chǎn)生的延遲相位在相位上得到相對的提前。
5.根據(jù)權(quán)利要求4的變流器控制裝置，其中，當(dāng)一指定周期內(nèi)的所述變流器驅(qū)動(dòng)波形圖將被產(chǎn)生時(shí)，所述的驅(qū)動(dòng)波形圖產(chǎn)生裝置通過提供一個(gè)指定時(shí)間間隔的延遲來積分所述的誤差波形圖。
6.根據(jù)權(quán)利要求5的變流器控制裝置，其中，所述的驅(qū)動(dòng)波形圖產(chǎn)生裝置積分延遲了T-τ的所述的誤差波形圖，其中T表示所述變流器輸出波形的指定周期，τ代表所述輸出反饋回路的延遲時(shí)間。
7.根據(jù)權(quán)利要求2的變流器控制裝置，進(jìn)一步包括高頻去除裝置，用來去除所述變流器驅(qū)動(dòng)波形圖的高頻成分。
8.根據(jù)權(quán)利要求3的變流器控制裝置，其中，所述的比例控制裝置根據(jù)所述誤差的符號(hào)來改變誤差放大的增益。
9.根據(jù)權(quán)利要求1的變流器控制裝置，其中，所述的周期性成分控制裝置包括一自適應(yīng)FIR濾波器，接收作為輸入信號(hào)的電力網(wǎng)上電壓的過零脈沖，濾波系數(shù)更新裝置，用于根據(jù)LMS算法逐次地更新所述自適應(yīng)FIR濾波器中的濾波系數(shù)以對所述誤差的波形進(jìn)行極小化，和輸出控制裝置，用于根據(jù)來自所述自適應(yīng)FIR濾波器的輸出更新所述的變流器輸出波形。
10.根據(jù)權(quán)利要求9的變流器控制裝置，其中，所述的不穩(wěn)定成分控制裝置包括比例控制裝置，用于根據(jù)所述的誤差產(chǎn)生一個(gè)誤差放大信號(hào)；和相加裝置，用來把由所述比例控制裝置產(chǎn)生的所述誤差放大信號(hào)與所述的變流器驅(qū)動(dòng)波形圖進(jìn)行相加；和所述的輸出控制裝置根據(jù)所述相加裝置的相加結(jié)果調(diào)節(jié)所述的變流器輸出波形。
11.根據(jù)權(quán)利要求9的變流器控制裝置，其中，所述的濾波系數(shù)更新裝置調(diào)節(jié)所述變流器驅(qū)動(dòng)波形圖的相位使得在輸出反饋回路中產(chǎn)生的延遲相位得到相對的提前。
12.根據(jù)權(quán)利要求11的變流器控制裝置，其中，所述的濾波系數(shù)更新裝置根據(jù)延遲了一個(gè)指定時(shí)間間隔的電力網(wǎng)上電壓的過零脈沖來更新所述自適應(yīng)FIR濾波器的濾波系數(shù)。
13.根據(jù)權(quán)利要求12的變流器控制裝置，其中，所述的指定時(shí)間間隔是指所述輸出反饋回路的延遲時(shí)間。
14.根據(jù)權(quán)利要求9的變流器控制裝置，進(jìn)一步包括，高頻去除裝置，用來去除所述變流器驅(qū)動(dòng)波形圖的高頻成分。
15.根據(jù)權(quán)利要求10的變流器控制裝置，其中，所述的比例控制裝置根據(jù)所述誤差的符號(hào)改變誤差放大的增益。
16.根據(jù)權(quán)利要求1的變流器控制裝置，其中，所述的不穩(wěn)定成分控制裝置進(jìn)行控制使所述誤差的指定比率減小，并且所述的周期性成分控制裝置進(jìn)行控制使剩余誤差的周期性成分達(dá)到零。
17.一種控制變流器的方法，用來把變流器輸出波形調(diào)節(jié)到所期望的輸出波形，包括如下步驟檢測在所述的所期望的輸出波形與所述的換波器輸出波形之間的誤差；控制所述的變流器輸出波形以便使所述的檢測到的誤差的周期性成分減?。缓涂刂扑龅淖兞髌鬏敵霾ㄐ我员闶顾龅臋z測到的誤差的不穩(wěn)定成分減小。
18.根據(jù)權(quán)利要求17的控制變流器的方法，其中，控制所述變流器輸出波形以便使所述的檢測到的誤差減少的所述步驟包括下列步驟積分所述的檢測到的誤差的波形圖，并產(chǎn)生一個(gè)變流器驅(qū)動(dòng)波形圖，和根據(jù)所述產(chǎn)生的變流器驅(qū)動(dòng)波形圖把所述的變流器輸出波形調(diào)節(jié)到所述的期望的輸出波形。
19.根據(jù)權(quán)利要求18的控制變流器的方法，其中，控制所述的變流器輸出波形以使所述的檢測到的誤差的不穩(wěn)定成分減小的所述步驟包括下列步驟把所述產(chǎn)生的誤差放大信號(hào)與所述的變流器驅(qū)動(dòng)波形圖相加；和把所述的變流器輸出波形調(diào)節(jié)到所期望的輸出波形的所述步驟包括根據(jù)所述的相加結(jié)果調(diào)節(jié)所述變流器輸出波形的步驟。
20.根據(jù)權(quán)利要求18的控制變流器的方法，其中，在產(chǎn)生所述變流器驅(qū)動(dòng)波形圖的所述步驟中，調(diào)節(jié)所述誤差的相位以使在輸出反饋回路中產(chǎn)生的延遲相位在相位上得到相對地提前。
21.根據(jù)權(quán)利要求20的控制變流器的方法，其中，在產(chǎn)生所述變流器驅(qū)動(dòng)波形圖的所述步驟中，在產(chǎn)生一指定時(shí)間間隔的所述變流器驅(qū)動(dòng)波形圖時(shí)，積分延遲了一個(gè)指定時(shí)間間隔的所述誤差波形圖。
22.根據(jù)權(quán)利要求21的控制變流器的方法，其中，在產(chǎn)生所述變流器驅(qū)動(dòng)波形圖的所述步驟中，積分延遲了(T-τ)時(shí)間的所述誤差波形圖，其中T表示所述變流器輸出波形的指定周期，τ表示所述輸出反饋回路的延遲時(shí)間。
23.根據(jù)權(quán)利要求18的控制變流器的方法，進(jìn)一步包括如下步驟，去除所述變流器驅(qū)動(dòng)波形圖的高頻成分。
24.根據(jù)權(quán)利要求19的控制變流器的方法，其中在根據(jù)所述誤差產(chǎn)生誤差放大信號(hào)的所述步驟中，誤差放大的增益根據(jù)所述誤差的符號(hào)來改變。
25.根據(jù)權(quán)利要求17的控制變流器的方法，其中控制所述變流器輸出波形以使所述檢測到的誤差的周期性成分減少的所述步驟包括輸出利用電力網(wǎng)上電壓的過零脈沖作為參考的自適應(yīng)FIR濾波器的濾波系數(shù)；根據(jù)LMS算法逐次地更新自適應(yīng)FIR濾波器的所述濾波系數(shù)以使所述的誤差波形取極小值；和根據(jù)自適應(yīng)FIR濾波器的所述輸出濾波系數(shù)更新所述的變流器輸出波形。
26.根據(jù)權(quán)利要求25的控制變流器的方法，其中控制所述的變流器輸出波形以使所述檢測到的誤差的不穩(wěn)定成分減少的所述步驟包括根據(jù)所述誤差產(chǎn)生一個(gè)誤差放大信號(hào)，和把所述產(chǎn)生的誤差放大信號(hào)與自適應(yīng)FIR濾波器的所述輸出濾波系數(shù)進(jìn)行相加，以及在根據(jù)自適應(yīng)FIR濾波器的所述輸出濾波系數(shù)調(diào)節(jié)所述變流器輸出波形的所述步驟中，所述的變流器輸出波形根據(jù)所述的相加結(jié)果來調(diào)節(jié)。
27.根據(jù)權(quán)利要求25的控制變流器的方法，其中在更新所述濾波系數(shù)的所述步驟中，調(diào)節(jié)所述變流器驅(qū)動(dòng)波形圖的相位以使在輸出反饋回路中產(chǎn)生的延遲相位在相位上被相對地提前。
28.根據(jù)權(quán)利要求27的控制變流器的方法，其中在更新所述濾波系數(shù)的所述步驟中，根據(jù)延遲了一指定時(shí)間間隔的電力網(wǎng)電壓的過零脈沖來更新所述自適應(yīng)FIR濾波器的濾波系數(shù)。
29.根據(jù)權(quán)利要求28的控制變流器的方法，其中所述指定時(shí)間間隔是所述輸出反饋回路的延遲時(shí)間。
30.根據(jù)權(quán)利要求25的控制變流器的方法，進(jìn)一步包括如下步驟，去除所述變流器驅(qū)動(dòng)波形圖的高頻成分。
31.根據(jù)權(quán)利要求26的控制變流器的方法，其中在產(chǎn)生所述誤差放大信號(hào)的所述步驟中，根據(jù)所述誤差的符號(hào)來改變誤差放大的增益。
32.根據(jù)權(quán)利要求17的控制變流器的方法，其中在控制所述變流器輸出波形以使所述的檢測到的誤差的周期性成分減少的所述步驟中，控制所述變流器的輸出波形以使所述誤差的指定比率減少，和在控制所述變流器輸出波形以使所述的檢測到的誤差的不穩(wěn)定成分減少的所述步驟中，控制所述變流器輸出波形以使剩余誤差的周期性成分達(dá)到零。
全文摘要
一種變流器控制裝置,包括減法器(26c),用來檢測與變流器輸出電流信號(hào)(I
文檔編號(hào)H02M7/48GK1185053SQ9712548
公開日1998年6月17日 申請日期1997年12月12日 優(yōu)先權(quán)日1996年12月13日
發(fā)明者江口政樹, 小玉博一, 竹林司, 中田浩史 申請人:夏普公司