專利名稱：不對稱全橋相移式零壓零流軟開關電路及方法
技術領域：
本發(fā)明是不對稱全橋相移式零壓零流軟開關電路及方法，涉及高頻開關電源里直/直變換器中以全橋相移式控制的軟開關PWM(脈寬調制)變換器，尤其是在中、大功率的應用場合。
目前全橋移相控制軟開關PWM變換器的研究熱點已由單純地實現(xiàn)ZVS(零電壓開關)軟開關轉向同時實現(xiàn)ZVZCS(零電壓零電流開關)軟開關。全橋移相控制ZVS方案至少有四點缺陷1、全橋電路內有自循環(huán)能量，影響變換效率。
2、副邊存在占空度丟失，最大占空度利用不充分。
3、在副邊整流管換流時，存在諧振電感與整流管的寄生電容的強烈振蕩，導致整流管的電壓應力較高，吸收電路的損耗較大，且有較大的開關噪音。
4、滯后臂實現(xiàn)零電壓軟開關的范圍受負載和電源電壓的影響。
另外，在IGBT(絕緣柵雙極性晶體管)已普遍實用化的今天，ZCS(零電流開關)軟開關技術更加適用于IGBT等少數載流子器件。
因而，針對全橋移相控制ZVS方案存在的問題，各種全橋ZVZCS軟開關的方案應運而生。
目前，正在研究或已產品化的全橋ZVZCS軟開關技術主要有以下3種1、變壓器原邊串聯(lián)飽和電感和適當容量的隔直阻斷電容。
2、變壓器原邊串聯(lián)適當容量的隔直阻斷電容，同時滯后臂的開關管串聯(lián)二極管。
3、用IGBT的反向雪崩擊穿電壓使原邊電流復位的方法實現(xiàn)ZCS軟開關。
除方案3為有限雙極性控制方式以外，其它幾種方案的控制方式全為相移PWM方式。參見E.C.Nho and G.H.Cho，“A new zero-voltage zero-current mixedmode switching dc/dc converter with low device stresses”IECON’89，PP.15-20；或K.Chen and T.A.Stuart，“A 1.6kw 110kHz dc/dc converters optimized forIGBT’s”IEEE Trans.PE.Vol.8，No.1，1993，pp18-25；或J.A.Sabate，V.Vlatkovic，R.B.Ridley，F(xiàn).C.Lee，“High-voltage，figh power.zvs，full bridge pwm converteremploying an active snubber”Proceedings of VPEC，1991，PP.125-130；或J.G.Cho，J.A.Sabate，G.C.Hua and F.C.Lee，“zero-voltage and zero-current swiching full-bridge pwm converter for high power applications”IEEE PESC，1994，pp102-108。
上述幾種方案都能解決全橋相移ZVS的固有缺陷，如大幅度地降低電路內部的自循環(huán)能量，提高變換效率；減少副邊的占空度丟失，提高最大占空度的利用率；軟開關實現(xiàn)范圍基本不受電源電壓和負載變化的影響，實現(xiàn)全負載范圍內的高變換效率。為提高電路的開關頻率準備了條件，使整機的輕量化，小型化成為可能，可進一步提高整機的功率變換密度，符合電力電子行業(yè)的發(fā)展方向。
但是經過仔細分析這幾種方案，還是有如下不足之處1、這三種方案都是在變壓器的原邊采取措施實現(xiàn)ZVZCS軟開關，為了使原邊電流復位，它們都付出了使原邊損耗加大的代價。飽和電感是有損耗器件，且在開關頻率較高時，損耗會加大，對飽和電感磁芯材料的要求也很高，不易產品化。滯后臂的開關管串聯(lián)二極管會增加功率傳輸時的損耗，二極管的發(fā)熱量不小，需要散熱器固定。利用IGBT的反向雪崩擊穿電壓使原邊電流復位則是使變壓器原邊漏感能量消耗在IGBT上，且受IGBT反向雪崩擊穿能量的限制，影響IGBT的可靠運用。
2、這三種方案由于在副邊都沒有采取措施，則為了防止在副邊整流管換流時，變壓器漏感與整流管寄生電容的強烈振蕩和由于二極管反向恢復電流引起的整流管電壓應力過高，勢必要在整流管上加RC吸收，以降低反向尖峰電壓，此時RC吸收電路會帶來損耗，且反向尖峰電壓的抑制作用達不到最佳效果，同時易引起較大的開關噪音。在選擇整流管的耐壓定額時，要考慮此反向尖峰電壓的影響。
有人提出了如圖1所示的全橋相移式零壓零流軟開關電路，參見J.G.Cho，G.H.Rim and F.C.Lee，“zero voltage and zero current swiching full bridge pwmconverter using secondary active clamp”IEEE PESC，1996，pp657-663。此電路在原理上是能夠實現(xiàn)的，但是它忽略了全橋式拓撲的一大技術缺陷，即此電路不考慮全橋電路中主變壓器的偏磁問題，然而在實際應用中主變壓器是不可能沒有偏磁的。此電路沒有說明怎樣解決偏磁問題，但從電路上看很顯然不是采取隔直電容這一最簡單有效而且可靠的辦法來解決。
本發(fā)明的目的旨在提供一個簡單有效且實用的技術方案，真正實現(xiàn)全橋相移式零壓零流軟開關，同時降低損耗，提高變換效率，提高可靠性。
本發(fā)明所述的不對稱全橋相移式零壓零流軟開關電路及方法的目的是這樣實現(xiàn)的，電路由四個主功率管S1-S4、主變壓器TR、由MOSFET(功率場效應管)管SC和電容CC組成的副邊有源鉗位電路、由濾波電感LO和濾波電容CO組成的直流濾波電路、負載RO組成；其中主功率管S1的集電極與主功率管S2的集電極相連，主功率管S3的發(fā)射極與主功率管S4的發(fā)射極相連，主功率管S1的發(fā)射極與主功率管S3的集電極相連，主功率管S2的發(fā)射極與主功率管S4的集電極相連，主功率管S1和主功率管S3組成超前臂，主功率管S2和主功率管S4組成滯后臂，四個主功率管S1-S4組成全橋拓撲方式；主變壓器TR的原邊連在橋臂的兩個中點之間在主變壓器TR副邊的回路中，輸出經過二極管整流、由MOSFET管SC和電容CC組成的有源鉗位電路、以及由電感LO和電容CO組成的直流濾波電路后，最后輸出到負載RO。電路還包括一個隔直電容C3，該電容與主變壓器TR的原邊串聯(lián)后連在橋臂的兩個中點之間。超前臂與滯后臂保持不對稱，超前臂中的主功率管S1和主功率管S3分別與一個二極管反向并聯(lián)，并分別并聯(lián)電容C1和電容C2。所述四個主功率管S1-S4采用IGBT。應使所述隔直電容C3上的脈動電壓幅值低于IGBT倒置運用時發(fā)生雪崩擊穿的門坎值，使IGBT不發(fā)生反向雪崩擊穿。為了使隔直電容C3上的脈動電壓幅值低于IGBT倒置運用時發(fā)生雪崩擊穿的門坎值，可以通過以下方法實現(xiàn)提高隔直電容C3容量，或提高變換器的開關頻率，或提高輸入電壓VI，或綜合運用以上三種方法。
本發(fā)明提出了不對稱全橋相移式零壓零流軟開關電路及方法，與現(xiàn)有技術方案相比有如下優(yōu)點1、主變壓器原邊電路無有損器件，原邊損耗降至最低，整個電路也無外加有損吸收器件，大大提高整機的變換效率。
2、由于在變壓器副邊采取了有源鉗位的措施，RC吸收電路可以取消，降低損耗，且二極管反向尖峰電壓的抑制效果最佳，在選擇整流管的耐壓定額時，可以取低一級耐壓的二極管，利于進一步提高效率和可靠性，同時由整流管寄生參數引起的振蕩也大大減弱。
3、在使原邊電流復位的時間上，此方案與前述幾種方案相比，時間是最短的，而且此方案基本不存在副邊占空度的丟失問題，在最大占空度的利用率上，此方案最佳。
4、在防止全橋主變壓器的直流磁偏的問題上，本發(fā)明采用最簡單可靠的方法，在原邊串聯(lián)隔直電容，同時創(chuàng)造性地充分利用了IGBT倒置運用的特性，提出不對稱全橋的概念，成功地阻止了原邊電流復位以后，由于隔直電容的加入而使原邊電流繼續(xù)反向流動的趨勢，使原邊電流回零以后能保持住。同時又保證了IGBT在倒置時，不發(fā)生反向雪崩擊穿，既不耗能，又不影響IGBT的可靠運行。
本發(fā)明所提出的不對稱全橋相移式零壓零流軟開關電路及方法，普遍適用于中大功率的直/直變換器中，是目前實現(xiàn)全橋軟開關功率變換的一種實用理想的方案，為整機的高頻化、輕量化和小型化創(chuàng)造了條件?？梢栽谥T如通信電源、電力操作電源、直流焊機電源等需要中大功率輸出的開關電源系統(tǒng)中大力推廣，具有潛在的積極的社會效益和經濟效益。


圖1是現(xiàn)有的對稱全橋相移式軟開關電路。
圖2是不對稱全橋相移式零壓零流軟開關電路的原理圖。
圖3是不對稱全橋相移式零壓零流軟開關電路的PSPICE軟件仿真波形。
圖4是不對稱全橋相移式零壓零流軟開關電路中橋臂中點電壓與主變壓器原邊電流的波形。
圖5是不對稱全橋相移式零壓零流軟開關電路中隔直電容C3上的電壓與原邊電流的波形。
圖6是不對稱全橋相移式零壓零流軟開關電路中滯后臂開關管柵極電壓Vge與主變壓器原邊電流ip的波形。
圖7是不對稱全橋相移式零壓零流軟開關電路中超前臂開關管柵極電壓Vge與開關管集電極電壓Vee的波形。
下面結合附圖，進一步說明本發(fā)明的特點。
本發(fā)明所述的不對稱全橋相移式零壓零流軟開關電路電路由四個主功率管S1-S4、主變壓器TR、由MOSFET管SC和電容CC組成的副邊有源鉗位電路、由濾波電感LO和濾波電容CO組成的直流濾波電路、負載RO組成；其中主功率管S1的集電極與主功率管S2的集電極相連，主功率管S3的發(fā)射極與主功率管S4的發(fā)射極相連，主功率管S1的發(fā)射極與主功率管S3的集電極相連，主功率管S2的發(fā)射極與主功率管S4的集電極相連，主功率管S1和主功率管S3組成超前臂，主功率管S2和主功率管S4組成滯后臂，四個主功率管S1-S4組成全橋拓撲方式；主變壓器TR的原邊連在橋臂的兩個中點之間；在主變壓器TR副邊的回路中，輸出經過二極管整流、由MOSFET管SC和電容CC組成的有源鉗位電路、以及由電感LO和電容CO組成的直流濾波電路后，最后輸出到負載RO。電路還包括一個隔直電容C3，該電容與主變壓器TR的原邊串聯(lián)后連在橋臂的兩個中點之間。超前臂與滯后臂保持不對稱，超前臂中的主功率管S1和主功率管S3分別與一個二極管反向并聯(lián)，并分別并聯(lián)電容C1和電容C2。所述四個主功率管S1-S4采用IGBT。應使所述隔直電容C3上的脈動電壓幅值低于IGBT倒置運用時發(fā)生雪崩擊穿的門坎值，使IGBT不發(fā)生反向雪崩擊穿。為了使隔直電容C3上的脈動電壓幅值低于IGBT倒置運用時發(fā)生雪崩擊穿的門坎值，可以通過以下方法實現(xiàn)提高隔直電容C3容量，或提高變換器的開關頻率，或提高輸入電壓VI，或綜合運用以上三種方法。
全橋電路的一大技術缺陷就是由于器件不可能完全對稱和驅動電路的特性也不會完全一致，所以加在變壓器原邊的電壓會存在一直流分量，造成變壓器直流偏磁而飽和。為防止變壓器直流偏磁而飽和所造成的原邊電流突變的影響，通?？刹扇∫韵麓胧?、在變壓器的原邊加隔直電容。
2、控制電路采用峰值電流型的電流內環(huán)。
3、檢測出變壓器原邊電壓的直流分量，加入直流分量的抑制電路。
對于全橋電路，峰值電流型電流內環(huán)的控制方式不太合適，最佳方案應是采用平均電流型的控制方式，抗噪性好，無需斜波補償。若采用直流分量的抑制電路，則增加控制電路的復雜性，其閉環(huán)參數難調整。同時，還有可能影響電壓閉環(huán)的調節(jié)性能。
所以，最簡單最可靠的防止變壓器直流偏磁的方法是在變壓器的原邊加隔直電容。因而在本發(fā)明所提出的方案中首次將不對稱全橋電路的概念運用在移相式控制方案上，首次合理地運用IGBT的倒置特性，成功地防止變壓器原邊電流的逆向流動，首次提出限制隔直電容上脈動電壓幅值的原則，以保證IGBT不發(fā)生反向雪崩擊穿。其目的都是為了使全橋電路中的滯后橋臂滿足ZCS軟開關的條件。一般IGBT的倒置運用時發(fā)生反向雪崩擊穿的門坎值為15～30V，為確保上述原則，可采取的相應措施是1、隔直電容容量取得適當的大。
2.提高變換器的開關頻率，符合本電路方案的高頻化目的。
3.提高輸入電壓，尤其適合帶PFC(功率因數校正)校正級輸入或三相交流輸入的變換電路。
主電路的原理圖如圖2所示。VI為輸入電壓，L1K為主變壓器TR的漏感。從主電路的拓撲形式上，可以看出是不對稱的。四只主功率管的基本控制方式是移相控制，超前臂為S1、S3，反并二極管和外接吸收電容，滯后臂為S2、S4，無反并二極管和吸收電容。輔管SC的控制時序是以超前臂S1、S3控制脈沖的上升沿觸發(fā)一單穩(wěn)高電平信號，控制輔管的開通時間，因而輔管的開關頻率是原邊主管的兩倍。本電路的目的是實現(xiàn)超前臂S1、S3零電壓開關，滯后臂S2、S4零電流開關，降低主管的開關損耗，為提高整機的工作頻率，同時實現(xiàn)全負載范圍內的高變換效率準備條件。工作過程簡述如下。
當S1、S4開通時，原邊能量向副邊傳輸。S1關斷后，原邊電流轉向C1、C2，C1充電，C2放電，此時S1上的關斷電壓是緩慢上升的，屬零電壓關斷，直至下管S3的反并二極管導通。此時開通下管S3，屬零點壓開通。S3開通脈沖的上升沿同時觸發(fā)一高電平開通輔管SC，此時，副邊鉗位電容的電壓加在副邊上成為激勵，原邊會感應出較高的電壓，此電壓的作用是使原邊電流迅速復位，為滯后臂S2、S4零電流開關準備條件。原邊電流回零以后，輔管SC才關斷。輔管一旦關閉，副邊相當于短路，原邊電壓相應也為零，此時隔直電容C3上的電壓會反加在滯后臂S4管上，設計時，只要遵循限制隔直電容上脈動電壓幅值的原則，合理地運用IGBT的倒置特性，就能成功地防止變壓器原邊電流的逆向流動，并且保證IGBT不發(fā)生反向雪崩擊穿。此后，滯后臂S4零電流關斷。由于原邊漏感的存在，滯后臂S2的開通也為零電流開通。原邊電流反向，進入下半個周期的循環(huán)，此時副邊整流管也正在完成換向，由于鉗位電容CC的存在，整流管的反向尖峰電壓能夠很好地抑制。
本電路方案的副邊整流方式不僅適于全波整流，同樣也適于全橋整流方式，基本工作原理保持不變。
圖3是PSPICE軟件仿真波形。其中Vrec是副邊的整流電壓，Vc3是隔直電容C3上的電壓波形，icc是輔管的電流波形，ip是原邊電流波形。從仿真結果可以看到，原邊電流很快回零，并一直保持在零值，為滯后臂的零電流開關創(chuàng)造了條件，有效地減小了開關損耗。仿真結果有效地驗證了理論分析。
主電路的原理圖如圖2所示，主要參數如下電源輸入電壓VI取300V，超前臂S1、S3采用IR公司的內置體二極管的IGBTIRG4PC40UD，電容C1、C2的容量為2nF，滯后臂S2、S4采用IR公司無內置體二極管的IGBTIRG4PC40U，隔直電容的容量為2.2μF，主變壓器的匝比為18∶7，副邊鉗位電容的容量為7μF，輸出電壓為53V，輸出電流為10A，主管的開關頻率為50KHz。
圖4給出了橋臂中點電壓與主變壓器原邊電流的波形。
圖5給出了隔直電容C3上的電壓與原邊電流的波形。
圖6給出了滯后臂開關管柵極電壓Vge與主變壓器原邊電流ip的波形，可以看出滯后臂是零電流關斷。
圖7給出了超前臂開關管柵極電壓Vge與開關管集電極電壓Vce的波形，可以看出超前臂實現(xiàn)零電壓開通。
圖4-圖7是示波器的顯示波形。
下表是整機效率測試，可以比較輕載時，ZVS與ZVZCS兩種方案的效率數據

可以看出輕載時，整機變換效率有大幅提高，符合全負載范圍內保持高的變換效率的要求。
實驗結果與理論分析和仿真完全一致，證明了該方案的可行性和實用性。
權利要求
1.一種不對稱全橋相移式零壓零流軟開關電路，由四個主功率管(S1-S4)、主變壓器(TR)、由MOSFET(功率場效應管)管(SC)和電容(CC)組成的副邊有源鉗位電路、由濾波電感(LO)和濾波電容(CO)組成的直流濾波電路、負載(RO)組成；其中主功率管(S1)的集電極與主功率管(S2)的集電極相連，主功率管(S3)的發(fā)射極與主功率管(S4)的發(fā)射極相連，主功率管(S1)的發(fā)射極與主功率管(S3)的集電極相連，主功率管(S2)的發(fā)射極與主功率管(S4)的集電極相連，主功率管(S1)和主功率管(S3)組成超前臂，主功率管(S2)和主功率管(S4)組成滯后臂，四個主功率管(S1-S4)組成全橋拓撲方式；主變壓器(TR)的原邊連在橋臂的兩個中點之間；在主變壓器(TR)副邊的回路中，輸出經過二極管整流、由MOSFET管(SC)和電容(CC)組成的有源鉗位電路、以及由電感(LO)和電容(CO)組成的直流濾波電路后，最后輸出到負載(RO)，其特征是(1)所述電路還包括一個隔直電容(C3)，該電容與主變壓器(TR)的原邊串聯(lián)后連在橋臂的兩個中點之間；(2)超前臂與滯后臂保持不對稱，超前臂中的主功率管(S1)和主功率管(S3)分別與一個二極管反向并聯(lián)，并分別并聯(lián)電容(C1)和電容(C2)；(3)所述四個主功率管(S1-S4)采用IGBT(絕緣柵雙極性晶體管)。
2.一種實現(xiàn)權利要求1所述的不對稱全橋相移式零壓零流軟開關電路的方法，其特征是使所述隔直電容(C3)上的脈動電壓幅值低于IGBT倒置運用時發(fā)生雪崩擊穿的門坎值，使IGBT不發(fā)生反向雪崩擊穿。
3.根據權利要求2所述的實現(xiàn)不對稱全橋相移式零壓零流軟開關電路的方法，其特征是為了使隔直電容(C3)上的脈動電壓幅值低于IGBT倒置運用時發(fā)生雪崩擊穿的門坎值，可以通過以下方法實現(xiàn)提高隔直電容(C3)容量，或提高變換器的開關頻率，或提高輸入電壓(VI)，或綜合運用以上三種方法。
全文摘要
本發(fā)明是不對稱全橋相移式零壓零流軟開關電路及方法,涉及中大功率高頻直流電源的直/直變換器。本發(fā)明采用了隔直電容防止變壓器直流偏磁,將不對稱全橋電路的概念運用在移相式控制方案上,合理運用了絕緣柵雙極性晶體管倒置運用的特性,提出限制隔直電容上脈動電壓幅值的原則。本發(fā)明為整機的高頻化、輕量化和小型化創(chuàng)造了條件,可以在通信電源、電力操作電源、直流焊機電源等需要中大功率輸出的開關電源系統(tǒng)中大力推廣。
文檔編號H02M3/24GK1253409SQ9812220
公開日2000年5月17日 申請日期1998年11月10日 優(yōu)先權日1998年11月10日
發(fā)明者周建平, 陳衛(wèi)昀, 趙燕軍, 李祥忠 申請人:深圳市中興通訊股份有限公司