專利名稱：逆變器控制裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及適用于空調機的逆變器控制控置，尤其是涉及控制壓縮機電動機的逆變器控制裝置。
背景技術：
按照現有技術，在空調機的室外機中設有逆變器控制裝置，該逆變器控制裝置，由變換部及平滑電容器先將工頻交流電壓變換為直流電壓，然后由逆變部通過PWM(Pulse Width Modulation脈寬調制)控制將直流電壓再次變換為輸出交流電壓，從而控制由該輸出交流電壓驅動的壓縮機電動機(感應電動機、直流無刷電動機等)。
上述變換部，由二極管橋式電路構成，用于將工頻交流電壓變換為直流電壓。平滑電容器，與變換部并聯連接，用于對由變換部變換后的直流電壓進行平滑處理。逆變部，是由開關晶體管等開關元件構成的一種三相逆變部，通過按規(guī)定時序對開關元件進行通/斷控制的所謂PWM控制，將直流電壓變換為具有規(guī)定頻率的三相交流的輸出交流電壓。對該逆變部，輸入用于指示開關元件的開關時序的PWM開關模式信號。
該PWM開關模式信號，根據與壓縮機電動機的運轉頻率對應的目標電壓，通過眾所周知的V/F(Voltage/Frequency電壓/頻率)控制生成。這里，運轉頻率，應取與空調負荷對應的值，例如，當空調機的設定溫度與室溫之差大時使其為高的頻率值。
其中，逆變部的輸出交流電壓，用圖7所示的直流電壓VDC與PWM寬度W的乘積(面積S)表示。這里，在PWM控制中，控制PWM寬度W，以使輸出交流電壓與目標電壓一致。該圖所示的直流電壓VDC，是由平滑電容器平滑后的直流電壓，PWM寬度W，與使逆變部的開關元件接通的時間周期相對應。
在上述結構中，當對變換部供給工頻交流電壓時，通過由變換部對該工頻交流電壓進行全波整流而將其變換為直流電壓。接著，該直流電壓，由平滑電容器進行平滑處理后，供給逆變部。
這時，從圖7所示的直流電壓VDC及目標電壓計算PWM寬度W。就是說，PWM寬度W，是目標電壓(面積S)除以直流電壓VDC后的結果。在該PWM寬度W的計算中，將直流電壓VDC作為恒定值處理。此外，還對該逆變部輸入與PWM寬度W對應的PWM開關模式信號。
按照上述結構，在逆變部中，根據PWM開關模式信號，按規(guī)定的時序使開關元件通/斷，從而將直流電壓變換為具有規(guī)定的PWM寬度的輸出交流電壓。通過將該輸出交流電壓供給壓縮機電動機，對壓縮機電動機進行驅動。
可是，如上所述，在現有的逆變器控制裝置中，當計算圖7所示的PWM寬度時，必須使直流電壓VDC為恒定值。但是，實際上，隨著工頻交流電壓的變化，直流電壓VDC也將發(fā)生變化。
因此，在現有的逆變器控制裝置中，當直流電壓VDC發(fā)生了變化時，在所計算的PWM寬度W與用于進行最佳控制的理論值之間將產生偏差。就是說，無論圖7所示的直流電壓VDC是否隨工頻交流電壓的變化而發(fā)生變化，所計算的PWM寬度都是固定值，所以將發(fā)生從逆變部實際供給壓縮機電動機的輸出交流電壓(相當于面積S)不能跟蹤目標電壓的情況。
在圖8(A)和(B)中，示出逆變部的輸出交流電壓VOUT’隨直流電壓VDC的變化而變化的情況。即，圖8(a)所示的直流電壓VDC，雖然最好是恒定值，但因受工頻交流電壓變化的影響而隨時間的推移先是增加后又降低。當直流電壓VDC發(fā)生了這種變化時，如圖8(B)所示，作為輸出交流電壓VOUT’的時間平均值的輸出交流平均電壓VAOUT’也隨之變化。
即，如上所述，在現有的逆變器控制裝置中，如該圖所示，任憑直流電壓VDC時時刻刻在發(fā)生著直流電壓VDC1→直流電壓VDC2→…→直流電壓VDC5這樣的變化，在計算PWM寬度W時仍總是將直流電壓VDC作為恒定值，所以輸出交流電壓要素v1’～v5’的面積S1’～S5’分別取不同的值。
由此可知，在現有的逆變器控制裝置中，當直流電壓VDC隨工頻交流電壓的變化而發(fā)生了變化時，從逆變部供給壓縮機電動機的輸出交流電壓VOUT’將偏離目標電壓，所以存在著不能使壓縮機電動機進行最佳運轉的問題。
特別是，當工頻交流電壓急劇降低時，將變?yōu)槭馆敵鼋涣麟妷篤OUT’達不到壓縮機電動機的最低額定電壓的電壓不足狀態(tài)，因而將發(fā)生失速故障。相反，當工頻交流電壓急劇增加時，將變?yōu)槭馆敵鼋涣麟妷篤OUT’超過壓縮機電動機的最高額定電壓的過電壓狀態(tài)，在這種情況下，將使保護電路因流過過大的電流而動作，因而使壓縮機電動機停止運轉(過電流停止)。
另外，世界各國的電源狀況(工頻交流電壓的額定值、穩(wěn)定度等)，在每個國家(地區(qū))都各不相同。因此，當在工頻交流電壓的穩(wěn)定度低的國家中使用現有的逆變器控制裝置時，很容易發(fā)生上述的電壓不足、過電壓，因而頻繁發(fā)生失速、過電壓停止的可能性非常高。就是說，在現有的逆變器控制裝置中，存在著壓縮機電動機的控制穩(wěn)定度易受電源狀況的影響的問題。
另外，由于為降低逆變器控制裝置的成本而采用了廉價的電路，所以在圖9(A)所示的直流電流IDC中包含著脈動IR1。該直流電流IDC，是由平滑電容器平滑后的電流。此外，脈動IR1的大小，由電路常數和負載決定。
這里，在現有的逆變器控制裝置中，通過PWM控制使圖9(A)所示的包含脈動IR1的直流電流IDC接通或關斷，所以從逆變部輸出的圖9(B)所示的輸出交流電流IOUT’中也包含脈動IR2’。該脈動IR2’的峰值，與脈動IR1的(參照圖9(A))峰值相對應。
由此可以看出，在現有的逆變器控制裝置中，當流過逆變部的開關元件的直流電流超過閾值時，作為用于切斷直流電流的過電流保護電路和開關元件，必須使用大容量、高精度的類型，因此存在著使成本提高的問題。
因此，本發(fā)明是鑒于上述問題而開發(fā)的，其目的是提供一種能以低的成本使交流負載在最佳狀態(tài)下運轉、且無論電源狀況如何都能使交流負載在最佳狀態(tài)下運轉的逆變器控制裝置。
發(fā)明的公開本發(fā)明的逆變器控制裝置的特征在于，備有變換裝置，用于將工頻交流電壓變換為直流電壓；逆變裝置，利用脈寬調制方式根據所指定的脈寬將上述直流電壓變換為具有規(guī)定頻率的輸出交流電壓，并將該輸出交流電壓供給交流負載；瞬時直流電壓檢測裝置，用于檢測上述直流電壓的瞬時值；及校正裝置，對上述脈寬進行校正，以便隨著上述瞬時直流電壓檢測裝置的檢測結果的變化而將上述輸出交流電壓保持在所需值。
按照本發(fā)明的逆變器控制裝置，隨著工頻交流電壓的變化，直流電壓的瞬時值也發(fā)生變化。該直流電壓的瞬時值變化，反映在瞬時直流電壓檢測裝置的檢測結果中。因此，校正裝置，隨著上述檢測結果的變化而對脈寬進行校正。按照這種方式，即可將從逆變裝置供給交流負載的輸出交流電壓保持在所需值上，而不受因工頻交流電壓的變化而引起的直流電壓瞬時值的變化的影響。
因此，按照本發(fā)明的逆變器控制裝置，由于可以將所需值的輸出交流電壓供給交流負載而不受工頻交流電壓變化的影響，所以能使交流負載在負載特性和效率均為最佳的狀態(tài)下運轉。
另外，本發(fā)明的逆變器控制裝置的特征在于在上述逆變器控制裝置中，上述校正裝置，根據上述瞬時直流電壓檢測裝置的檢測結果和預先設定的基準電壓的比值與作為上述輸出交流電壓的目標值的目標電壓相乘后的結果，對上述脈寬進行校正。
按照本發(fā)明的逆變器控制裝置，由校正裝置根據瞬時直流電壓檢測裝置的檢測結果和基準電壓的比值與目標電壓相乘后的結果對脈寬進行校正，所以，可以將所需值的輸出交流電壓供給交流負載而不受工頻交流電壓變化的影響，因而能使交流負載在負載特性和效率均為最佳的狀態(tài)下運轉。
另外，本發(fā)明的逆變器控制裝置的特征在于在上述逆變器控制裝置中，備有根據上述工頻交流電壓進行上述基準電壓的設定變更的設定變更裝置。
按照本發(fā)明的逆變器控制裝置，由設定變更裝置根據工頻交流電壓對基準電壓進行設定變更，所以，即使是電源狀況(工頻交流電壓的額定值和穩(wěn)定度)不同的國家、地區(qū)，也可以將所需值的輸出交流電壓供給交流負載，因而無論國家、地區(qū)如何，都能使交流負載在最佳狀態(tài)下運轉。
另外，本發(fā)明的逆變器控制裝置的特征在于在上述逆變器控制裝置中，上述校正裝置，按上述脈寬調制方式中的調制載波的每1個周期計算上述比值，從而對上述脈寬進行校正。
按照本發(fā)明的逆變器控制裝置，按調制載波的每1個周期對上述脈寬進行校正，所以能降低工頻交流電壓中所含脈動的影響，因而可以避免因脈動而引起的過電流切斷，同時能提高可靠性，進一步可以減低為防止脈動而花費的成本(過電流切斷電路)。
另外，本發(fā)明的逆變器控制裝置的特征在于在上述逆變器控制裝置中，上述校正裝置，按上述脈寬調制方式中的調制載波的每n(＝2以上)個周期計算上述比值，從而對上述脈寬進行校正。
按照本發(fā)明的逆變器控制裝置，按調制載波的每n個周期計算比值(基準電壓/瞬時直流電壓檢測裝置的檢測結果)，所以，與按每1個周期計算比值的情況相比，可以減少每單位時間的比值計算次數，并能利用廉價的運算電路實現校正，因而能降低成本。
另外，本發(fā)明的逆變器控制裝置的特征在于在上述逆變器控制裝置中，上述瞬時直流電壓檢測裝置，利用按照與上述校正裝置公用的電位接地的非絕緣電路直接檢測上述直流電壓。
按照本發(fā)明的逆變器控制裝置，與利用光電耦合器等絕緣電路檢測直流電壓的情況相比，可以縮短檢測時間。
附圖的簡單說明

圖1是表示本發(fā)明的實施形態(tài)1的結構的框圖。
圖2是表示歐洲、中國和澳大利亞的電源電壓及基準電壓Vref的圖。
圖3是表示V/F模式數據的圖。
圖4是表示圖1所示的輸出交流電壓VOUT的波形的圖。
圖5是說明該實施形態(tài)1的動作的流程圖。
圖6是說明本發(fā)明的實施形態(tài)2的動作的流程圖。
圖7是說明現有的逆變器控制裝置的輸出交流電壓決定方法的圖。
圖8是說明現有的逆變器控制裝置的存在問題及實施形態(tài)1的效果的圖。
圖9是說明現有的逆變器控制裝置的存在問題及實施形態(tài)1的效果的圖。
用于實施發(fā)明的最佳形態(tài)為了更詳細地說明本發(fā)明，參照附圖進行說明。
圖1是表示實施形態(tài)1的結構的框圖。在該圖中示出的逆變器控制裝置10，設在空調機的室外機內，是一種將工頻交流電壓VAC變換為直流電壓VDC后再將該直流電壓VDC逆變換為所需的三相交流的輸出交流電壓VOUT從而控制壓縮機電動機70的裝置。
在該逆變器控制裝置10中，工頻交流電源20，將工頻交流電壓VAC供給變換部30。這里，由于世界各國的電源狀況及有關電力事業(yè)的法律不同，所以從工頻交流電源20供給的工頻交流電壓VAC不同。
例如，在歐洲，如圖2(A)中示出的[歐洲電源電壓]一欄所列，工頻交流電壓VAC的范圍為220-240V±10％。另外，在中國，如圖2(B)中示出的[中國電源電壓]一欄所列，工頻交流電壓VAC的范圍為220V±10％。進一步，在澳大利亞，如圖2(C)中示出的[澳大利亞電源電壓]一欄所列，工頻交流電壓VAC的范圍為240V±10％。
再來看圖1，變換部30，由與工頻交流電源20并聯連接的二極管橋式電路構成，用于將工頻交流電壓VAC變換為直流電壓。平滑電容器40，與變換部30并聯連接，用于對由變換部30變換后的直流電壓進行平滑處理。該平滑電容器40的端子間電壓，為平滑后的直流電壓VDC。該直流電壓VDC，在受到工頻交流電源20的變化的影響后將發(fā)生變化。
瞬時直流電壓檢測裝置50，與平滑電容器40并聯連接，并由串聯連接的分壓電阻51及分壓電阻52構成。該瞬時直流電壓檢測裝置50，將直流電壓VDC的瞬時值作為分壓后的瞬時直流電壓VDCS檢出。即，瞬時直流電壓VDCS，是分壓電阻51和分壓電阻52的連接點C與接地點之間的電壓，該電壓具有可由后文所述的運算部100的A/D(Analog/Digital模/數)轉換端口(圖中省略)直接處理的幅值大小(0V以以上5V以下)。此外，在下文中，為便于說明，將直流電壓VDC和瞬時直流電壓VDCS看作相同值。
逆變部60，具有功率晶體管和IPM(Intelligent Power Module智能功率組件)等開關元件，通過按規(guī)定時序對開關元件進行通/斷控制的所謂PWM控制，將直流電壓VDC變換為具有規(guī)定頻率的三相交流的輸出交流電壓VOUT。
IPM，將開關元件、驅動電路、保護電路等組裝在一個組件內，是一種可實現功率器件系統(tǒng)化、智能化的裝置。壓縮機電動機70，設在空調機的室外機(圖中省略)內，由從逆變部60供給的三相輸出交流電壓VOUT驅動。作為該壓縮機電動機70，可采用感應電動機或直流無刷電動機等目標電壓輸出部80，通過眾所周知的V/F(Voltage/Frequency電壓/頻率)控制，輸出與從運轉頻率指令信號Sfm得到的運轉頻率fm對應的目標電壓Vm。這里，運轉頻率fm，應取與空調負荷對應的值，例如，當空調機的設定溫度與室溫之差大時使其為高的頻率值。運轉頻率指令信號Sfm，是與運轉頻率fm對應的信號。目標電壓Vm，是相對于運轉頻率fm取最佳值的電壓，由圖3所示的V/F模式數據求得。
該目標電壓Vm，在計算后文所述的PWM寬度W時使用。該圖所示的V/F模式數據，表示出橫軸的運轉頻率fm與縱軸的目標電壓Vm之間關系，具有能以最有效的方式控制壓縮機電動機70的特性。該V/F模式數據，存儲在目標電壓輸出部80的存儲器(圖中省略)內。
再來看圖1，基準電壓設定部90，用于對運算部100設定基準電壓Vref。該基準電壓Vref，是與工頻交流電壓VAC的額定值(＝恒定值)對應的電壓，取與世界各國(地區(qū))的工頻交流電壓VAC(電源狀況)對應的值。例如，歐洲的基準電壓Vref，為圖2(A)所示的230×1.414V。另外，中國的基準電壓Vref，為圖2(B)所示的220×1.414V。進一步，澳大利亞的基準電壓Vref，為圖2(C)所示的240×1.414V。如上所述，基準電壓設定部90，根據世界各國的工頻交流電壓VAC，設定適合于該國的基準電壓Vref。
再來看圖1，運算部100，根據來自目標電壓輸出部80的目標電壓Vm，生成PWM開關模式信號P，并將其輸出到逆變部60。該PWM開關模式信號P，用于控制使逆變部60的開關元件通/斷的時序，換句話說，用于控制輸出交流電壓VOUT的PWM寬度。
實際上，運算部100，不是只簡單地從目標電壓Vm生成PWM開關模式信號P，而是從利用補償直流電壓VDC的變化部分用的直流電壓校正系數A對目標電壓Vm進行校正后的結果(校正目標電壓Vma)生成PWM開關模式信號P。
具體地說，運算部100，從下列的式(1)計算直流電壓校正系數A，然后從下列的式(2)計算校正目標電壓Vma。直流電壓校正系數A＝基準電壓Vref/瞬時直流電壓VDCS…(1)校正目標電壓Vma＝目標電壓Vm×直流電壓校正系數A …(2)式(2)的校正目標電壓Vma，是根據瞬時直流電壓VDCS(直流電壓VDC)的變化部分對目標電壓Vm進行校正后的電壓。例如，當工頻交流電壓VAC超過了額定值時，瞬時直流電壓VDCS(直流電壓VDC)高于基準電壓Vref。在這種情況下，由于直流電壓校正系數A小于1，所以校正目標電壓Vma小于目標電壓Vm。就是說，當瞬時直流電壓VDCS高于基準電壓Vref時，進行用于使校正目標電壓Vma低于目標電壓Vm的校正。
相反，當工頻交流電壓VAC變得比額定值低時，瞬時直流電壓VDCS(直流電壓VDC)低于基準電壓Vref。在這種情況下，由于直流電壓校正系數A大于1，所以校正目標電壓Vma高于目標電壓Vm。就是說，當瞬時直流電壓VDCS低于基準電壓Vref時，進行用于使校正目標電壓Vma高于目標電壓Vm的校正。
另外，當工頻交流電壓VAC為額定值時，瞬時直流電壓VDCS(直流電壓VDC)與基準電壓Vref具有相同值。在這種情況下，由于直流電壓校正系數A等于1，所以校正目標電壓Vma與目標電壓Vm相等。
運算部100，在將校正目標電壓Vma除以瞬時直流電壓VDCS所得到結果作為PWM寬度求出后，生成與該PWM寬度對應的PWM開關模式信號P，并將其輸出到逆變部60。另外，運算部100，按照與分壓電阻52的一端相同的電位接地。
以下，參照圖5所示的流程圖說明實施形態(tài)1的動作。首先，由圖1所示的基準電壓設定部90對運算部100設定適合于使用空調機的國家(地區(qū))的電源狀況(工頻交流電壓)的基準電壓Vref。
例如，當在歐洲使用空調機時，由基準電壓設定部90設定圖2(A)所示的230×1.414V作為基準電壓Vref。當在中國使用空調機時，由基準電壓設定部90設定圖2(B)所示的220×1.414V作為基準電壓Vref。當在澳大利亞使用空調機時，由基準電壓設定部90設定240×1.414V作為基準電壓Vref。
這里，在將來自工頻交流電源20的工頻交流電壓VAC供給變換部30時，由變換部30對工頻交流電壓VAC進行全波整流，然后由平滑電容器40進行平滑處理，從而將其變換為直流電壓VDC。這時，通過由瞬時直流電壓檢測裝置50的分壓電阻51及分壓電阻52對直流電壓VDC進行分壓而檢測出連接點C與接地點之間的瞬時直流電壓VDCS。該瞬時直流電壓VDCS，輸入到運算部100的A/D轉換端口(圖中省略)。
另外，在將與壓縮機電動機70的運轉頻率fm對應的運轉頻率指令信號Sfm輸入到目標電壓輸出部80時，目標電壓輸出部80，從圖3所示的V/F模式數據求得與上述運轉頻率fm對應的目標電壓Vm，然后將其輸出到運算部100。
由此，運算部100進入圖5所示的步驟SA1，根據計時器(圖中省略)的計時結果，判斷是否到達了載波周期的定時，在這種情況下，如判斷結果為「否」，則反復進行該判斷。該載波周期，是逆變部60的PWM控制中的載波(調制波)的周期。
接著，如已到達載波周期的定時，則運算部100使步驟SA1的判斷結果為「是」，并進入步驟SA2。在步驟SA2中，運算部100，從目標電壓輸出部80取入目標電壓Vm，然后進入步驟SA3。這里，假定目標電壓Vm為恒定值。在步驟SA3中，運算部100，通過A/D轉換端口(圖中省略)直接取入來自瞬時直流電壓檢測裝置50的瞬時直流電壓VDCS，然后進入步驟SA4。
在步驟SA4中，運算部100，將來自基準電壓設定部90的基準電壓Vref及在步驟SA3中取入的瞬時直流電壓VDCS代入上述的式(1)，并在計算出直流電壓校正系數A后，進入步驟SA5。
在這種情況下，如假定工頻交流電壓VAC為額定值、直流電壓VDC為圖8(C)所示的直流電壓VDCl(＝基準電壓Vref)，則瞬時直流電壓VDCS(＝直流電壓VDCl)，與基準電壓Vref相等。因此，直流電壓校正系數A(基準電壓Vref/瞬時直流電壓VDCS)為1。
在步驟SA5中，運算部100，將在步驟SA2中取入的目標電壓Vm及在步驟SA4中計算出的直流電壓校正系數A(＝1)代入上述的式(2)，并在計算出校正目標電壓Vma后，進入步驟SA6。在這種情況下，因直流電壓校正系數A為1，所以校正目標電壓Vma與目標電壓Vm相等。
在步驟SA6中，運算部100，將校正目標電壓Vma除以在步驟SA3中取入的瞬時直流電壓VDCS(＝直流電壓VDC1參照圖8(C))，并將計算結果作為圖8(C)所示的PWM寬度W1，然后進入步驟SA7。在步驟SA7中，運算部100，生成與上述PWM寬度W1對應的PWM開關模式信號P。接著，運算部100，將PWM開關模式信號P輸出到逆變部60，然后返回步驟SA1，反復進行上述判斷。
當上述PWM開關模式信號P輸入到逆變部60時，逆變部60，根據PWM開關模式信號P進行使開關元件通/斷的所謂PWM控制，從而將直流電壓VDC(＝直流電壓VDC1參照圖8(C))變換為輸出交流電壓VOUT，并將其供給壓縮機電動機70。這時，如圖8(C)所示，輸出交流電壓VOUT中的輸出交流電壓要素v1的PWM寬度W1，為在步驟SA6中計算出的PWM寬度。
接著，如已到達下一個載波周期的定時，則運算部100使判斷結果為「是」，并進入步驟SA2。在步驟SA2中，運算部100，從目標電壓輸出部80取入目標電壓Vm，然后進入步驟SA3。在步驟SA3中，運算部100，取入來自瞬時直流電壓檢測裝置50的瞬時直流電壓VDCS，然后進入步驟SA4。這里，假定因工頻交流電壓VAC的升高而使直流電壓VDC從圖8(C)所示的直流電壓VDC1上升到直流電壓VDC2。
在步驟SA4中，運算部100，將來自基準電壓設定部90的基準電壓Vref及在步驟SA3中取入的瞬時直流電壓VDCS(＝直流電壓VDC2)代入上述的式(1)，并在計算出直流電壓校正系數A后，進入步驟SA5。
在這種情況下，如假定工頻交流電壓VAC高于額定值、直流電壓VDC為圖8(C)所示的直流電壓VDC2(＞基準電壓Vref)，則直流電壓校正系數A(基準電壓Vref/瞬時直流電壓VDCS)為小于1的值。
在步驟SA5中，運算部100，將在步驟SA2中取入的目標電壓Vm及在步驟SA4中計算出的直流電壓校正系數A(＜1)代入上述的式(2)，并在計算出校正目標電壓Vma后，進入步驟SA6。在這種情況下，因直流電壓校正系數A小于1，所以校正目標電壓Vma為小于目標電壓Vm的值。
在步驟SA6中，運算部100，將校正目標電壓Vma除以在步驟SA3中取入的瞬時直流電壓VDCS(＝直流電壓VDC2參照圖8(C))，并將計算結果作為圖8(C)所示的PWM寬度W2，然后進入步驟SA7。該PWM寬度W2，小于直流電壓VDC上升前的PWM寬度W1。
在步驟SA7中，生成與上述PWM寬度W2(＜PWM寬度W1)對應的PWM開關模式信號P。接著，運算部100，將PWM開關模式信號P輸出到逆變部60，然后返回步驟SA1，反復進行上述判斷。當上述PWM開關模式信號P輸入到逆變部60時，逆變部60，根據PWM開關模式信號P進行使開關元件通/斷的所謂PWM控制，從而將直流電壓VDC(＝直流電壓VDC2參照圖8(C))變換為輸出交流電壓VOUT，并將其供給壓縮機電動機70。
這時，如圖8(C)所示，與直流電壓VDC2高于直流電壓VDC1相反，輸出交流電壓VOUT中的輸出交流電壓要素v2的PWM寬度W2，小于PWM寬度W1。就是說，使PWM寬度W2小于PWM寬度W1，從而使輸出交流電壓要素v1的面積S與輸出交流電壓要素v2的面積S相等。因此，可以將作為輸出交流電壓VOUT的平均值的輸出交流平均電壓VAOUT保持在恒定值，而與因工頻交流電壓VAC的變化所引起的直流電壓VDC的變化(直流電壓VDC1→直流電壓VDC2)無關。
在這之后，在步驟SA1～步驟SA7中，通過按每1個載波周期反復進行上述動作，如圖8(C)所示，根據直流電壓VDC3～VDC5的各自的增減改變PWM寬度W3～PWM寬度W5，從而使輸出交流電壓要素v3～v5的所有面積S相等。由此，即可將輸出交流平均電壓VAOUT在所有時刻都保持為恒定值，而不受因工頻交流電壓VAC的變化而引起的直流電壓VDC的變化的影響。
另外，當因工頻交流電壓VAC的降低而使直流電壓VDC低于基準電壓Vref時，在步驟SA4中，運算部100，將來自基準電壓設定部90的基準電壓Vref及在步驟SA3中取入的瞬時直流電壓VDCS(＜基準電壓Vref)代入上述的式(1)，并在計算出直流電壓校正系數A后，進入步驟SA5。在這種情況下，直流電壓校正系數A，為大于1的值。
在步驟SA5中，運算部100，將在步驟SA2中取入的目標電壓Vm及在步驟SA4中計算出的直流電壓校正系數A(＞1)代入上述的式(2)，并在計算出校正目標電壓Vma后，進入步驟SA6。在這種情況下，因直流電壓校正系數A為大于1的值，所以校正目標電壓Vma為大于目標電壓Vm的值。
在步驟SA6中，運算部100，將校正目標電壓Vma除以在步驟SA3中取入的瞬時直流電壓VDCS，并將計算結果作為PWM寬度，然后進入步驟SA7。該PWM寬度，大于圖8(C)所示的PWM寬度W1。
在步驟SA7中，生成與上述PWM寬度(＞PWM寬度W1)對應的PWM開關模式信號P。接著，運算部100，將PWM開關模式信號P輸出到逆變部60，然后返回步驟SA1，反復進行上述判斷。當上述PWM開關模式信號P輸入到逆變部60時，逆變部60，根據PWM開關模式信號P進行使開關元件通/斷的所謂PWM控制，從而將直流電壓VDC變換為輸出交流電壓VOUT，并將其供給壓縮機電動機70。在這種情況下，也由于直流電壓VDC與PWM寬度的乘積(面積)等于圖8所示的面積S，所以可將輸出交流平均電壓VAOUT保持在恒定值，而不受因工頻交流電壓VAC的降低所引起的直流電壓VDC的降低的影響。
如上所述，按照實施形態(tài)1，由運算部100根據將由瞬時直流電壓檢測裝置50檢測出的瞬時直流電壓VDCS和基準電壓Vref的比值(直流電壓校正系數A)與目標電壓Vm相乘的結果(校正目標電壓Vma)對PWM寬度進行校正，所以可以將所需值的輸出交流電壓VOUT供給壓縮機電動機70，而不受輸出交流電壓VOUT的變化的影響，因此能使壓縮機電動機70在負載特性和效率均為最佳的狀態(tài)下運轉。
另外，按照實施形態(tài)1，由基準電壓設定部90根據工頻交流電壓VAC對基準電壓Vref進行設定變更，所以，即使是電源狀況(工頻交流電壓的額定值、穩(wěn)定度)不同的國家、地區(qū)，也可以將所需值的輸出交流電壓VOUT供給壓縮機電動機70，因而無論國家、地區(qū)如何，都能使壓縮機電動機70在最佳狀態(tài)下運轉。因此，按照實施形態(tài)1，可以避免因電壓不足或過電壓而引起的壓縮機電動機70的失速或過電壓切斷。
另外，按照實施形態(tài)1，可以按每1個載波周期對PWM寬度進行校正，所以，如圖9(C)和(D)所示，對輸出交流電流IOUT中所包含的脈動IR2也具有校正效果。因此，按照實施形態(tài)1，與現有的脈動IR2’(參照圖9(B))相比，輸出交流電流IOUT中所包含的脈動IR2(參照圖9(D))減低，所以能避免因脈動而引起的電流切斷，同時可以提高可靠性，進一步可以減低為防止脈動而花費的成本(過電流切斷電路、開關元件的成本)。
進一步，按照實施形態(tài)1，可以用作為非絕緣電路的瞬時直流電壓檢測裝置50將瞬時直流電壓VDCS通過A/D轉換端口直接輸入到運算部100，所以，與用光電耦合器等絕緣電路檢測直流電壓的情況相比，可以縮短檢測時間。
另外，按照實施形態(tài)1，由于瞬時直流電壓VDCS的檢測誤差僅決定于分壓電阻51及分壓電阻52的阻值偏差，所以只需校正上述電阻值即可廉價和高精度地檢測瞬時直流電壓VDCS。
此外，在上述實施形態(tài)1中，參照圖5所示的流程圖，說明了按1個載波周期的時序計算校正目標電壓Vma的例，但也可以按n(2以上)個載波周期的時序計算校正目標電壓Vma。在下文中，將這種情況作為實施形態(tài)2進行說明。
以下，參照圖6所示的流程圖說明實施形態(tài)2的動作。在該圖中，說明按2個載波周期的時序計算校正目標電壓Vma的例首先，運算部100，進入圖6所示的步驟SB1，根據計時器(圖中省略)的計時結果，判斷是否到達了載波周期的定時，在這種情況下，如判斷結果為「否」，則反復進行該判斷。接著，如已到達載波周期的定時，則運算部100使步驟SB1的判斷結果為「是」，并進入步驟SB2。在步驟SB2中，與步驟SA2一樣，運算部100，從目標電壓輸出部80取入目標電壓Vm，然后進入步驟SB3。
在步驟SB3中，運算部100，判斷載波周期計數值n是否是2。載波周期計數值n，是載波周期的計數值。在這種情況下，如假定載波周期計數值n為2，則運算部100使步驟SB3的判斷結果為「是」，并進入步驟SB4。在步驟SB4中，運算部100，將1代入載波周期計數值n而進行初始化，然后進入步驟SB5。
在步驟SB5中，與步驟SA3一樣，運算部100，取入瞬時直流電壓VDCS，然后進入步驟SB6。在步驟SB6中，與步驟SA4一樣，運算部100，將來自基準電壓設定部90的基準電壓Vref及在步驟SB5中取入的瞬時直流電壓VDCS代入上述的式(1)，并在計算出直流電壓校正系數A后，進入步驟SB7。
在步驟SB7中，與步驟SA5一樣，運算部100，將在步驟SB2中取入的目標電壓Vm及在步驟SB6中計算出的直流電壓校正系數A代入上述的式(2)，并在計算出校正目標電壓Vma后，進入步驟SB8。
在步驟SB8中，與步驟SA6一樣，運算部100，將校正目標電壓Vma除以在步驟SB5中取入的瞬時直流電壓VDCS(＝直流電壓VDC)，并將計算結果作為PWM寬度，然后進入步驟SB9。在步驟SB9中，運算部100，生成與上述PWM寬度對應的PWM開關模式信號P。接著，運算部100，將PWM開關模式信號P輸出到逆變部60，然后返回步驟SB1，反復進行上述判斷。
當上述PWM開關模式信號P輸入到逆變部60時，逆變部60，與上述的動作一樣，根據PWM開關模式信號P進行使開關元件通/斷的所謂PWM控制，從而將直流電壓VDC變換為輸出交流電壓VOUT，并將其供給壓縮機電動機70。這時，與實施形態(tài)1的情況一樣，輸出交流電壓VOUT的輸出交流平均電壓VAOUT取恒定值，而不受因工頻交流電壓VAC的變化所引起的直流電壓VDC的變化的影響。
接著，如已到達下一個載波周期的定時，則運算部100使步驟SB1的判斷結果為「是」，并進入步驟SB2。在步驟SB2中，與步驟SA2一樣，運算部100，從目標電壓輸出部80取入目標電壓Vm，然后進入步驟SB3。
在步驟SB3中，運算部100，判斷載波周期計數值n是否是2。在這種情況下，由于載波周期計數值n是1，所以運算部100使判斷結果為「否」，并進入步驟SB10。在步驟SB10中，運算部100，將載波周期計數值n(＝1)增1而使其變?yōu)?，然后，進入步驟SB7。
在步驟SB7中，與步驟SA5一樣，運算部100，將在步驟SB2中取入的目標電壓Vm及在前一個載波周期的定時計算出的直流電壓校正系數A代入上述的式(2)，并在計算出校正目標電壓Vma后，進入步驟SB8。
在步驟SB8中，與步驟SA6一樣，運算部100，在計算出PWM寬度后，進入步驟SB9。在步驟SB9中，運算部100，生成與上述PWM寬度對應的PWM開關模式信號P。接著，運算部100，將PWM開關模式信號P輸出到逆變部60，然后返回步驟SB1，反復進行上述判斷。
接著，如已到達下一個載波周期的定時，則運算部100使步驟SB1的判斷結果為「是」，并進入步驟SB2。在步驟SB2中，與步驟SA2一樣，運算部100，從目標電壓輸出部80取入目標電壓Vm，然后進入步驟SB3。
在步驟SB3中，因載波周期計數值n是2，所以運算部100使判斷結果為「是」，并進入步驟SB4。在步驟SB4中，運算部100，將1代入載波周期計數值n而進行初始化，然后進入步驟SB5。在步驟SB5中，與步驟SA3一樣，運算部100，取入瞬時直流電壓VDCS，然后進入步驟SB6。在步驟SB6中，與步驟SA4一樣，運算部100，將來自基準電壓設定部90的基準電壓Vref及在步驟SB5中取入的瞬時直流電壓VDCS代入上述的式(1)，并在計算出新的直流電壓校正系數A后，進入步驟SB7。就是說，按每2個載波周期計算直流電壓校正系數A。在這之后，在步驟SA7及隨后的步驟中反復進行上述動作。
如上所述，按照實施形態(tài)2，按每n個載波周期計算直流電壓校正系數A，所以，與如實施形態(tài)1所述按每1個載波周期計算直流電壓校正系數A的情況相比，可以減少每單位時間的直流電壓校正系數A的計算次數，因而能利用運算處理速度低且廉價的運算部100實現校正，所以能降低成本。
特別是，當根據降低壓縮機電動機70的噪音及提高輸出交流電壓VOUT的波形精度的要求而將載波頻率設定為高的頻率時，按每n個載波周期對PWM寬度進行校正的方法，有助于大幅度地降低成本。
以上參照附圖詳細說明了本發(fā)明的實施形態(tài)1和2，但具體的構成例，并不限于上述的實施形態(tài)1和2，只要是在不脫離本發(fā)明要點的范圍內的設計變更等，都包含在本發(fā)明內。
例如，在實施形態(tài)1和2中，以如圖8(C)所示的方波PWM方式作為一例進行了說明，但當作為PWM方式采用了適用于電動機和壓縮機電動機的控制的正弦波近似PWM方式時，也可以取得與實施形態(tài)1和2同樣的效果。
另外，在實施形態(tài)1中，說明了由基準電壓設定部90設定與工頻交流電壓VAC對應的基準電壓Vref(參照圖2(A)～(C))的例，但也可以將與國家、地區(qū)的電源狀況(工頻交流電壓VAC總是低(或總是高))對應的電壓設定為基準電壓Vref。
如上所述，按照本發(fā)明的逆變器控制裝置，由于可以將所需值的輸出交流電壓供給交流負載而不受工頻交流電壓變化的影響，所以具有能使交流負載在負載特性和效率均為最佳的狀態(tài)下運轉的效果。
另外，由于可以由校正裝置根據瞬時直流電壓檢測裝置的檢測結果和基準電壓的比值與目標電壓相乘后的結果對脈寬進行校正，所以可以將所需值的輸出交流電壓供給交流負載而不受工頻交流電壓變化的影響，因而具有能使交流負載在負載特性和效率均為最佳的狀態(tài)下運轉的效果。
另外，由于可以由設定變更裝置根據工頻交流電壓對基準電壓進行設定變更，所以即使是電源狀況不同的國家、地區(qū)也可以將所需值的輸出交流電壓供給交流負載，因而具有無論國家、地區(qū)如何都能使交流負載在最佳狀態(tài)下運轉的效果。
另外，由于可以按調制載波的每1個周期對脈寬進行校正，所以能降低工頻交流電壓中所含脈動的影響，因而具有可以避免因脈動而引起的過電流切斷、同時能提高可靠性、進一步可以減低為防止脈動而花費的成本(過電流切斷電路)的效果。
另外，由于可以按調制載波的每n個周期計算比值(基準電壓/瞬時直流電壓檢測裝置的檢測結果)，所以與按每1個周期計算比值的情況相比可以減少每單位時間的比值計算次數并能利用廉價的運算電路實現校正，因而具有能降低成本的效果。
另外，與利用光電耦合器等絕緣電路檢測直流電壓的情況相比，具有可以縮短檢測時間的效果。
產業(yè)上的可應用性如上所述，本發(fā)明的逆變器控制裝置，適用于在電源狀況(工頻交流電壓的額定值、穩(wěn)定度)不同的國家、地區(qū)使用的空調機。
權利要求
1.一種逆變器控制裝置，其特征在于，備有變換裝置，用于將工頻交流電壓變換為直流電壓；逆變裝置，利用脈寬調制方式根據所指定的脈寬將上述直流電壓變換為具有規(guī)定頻率的輸出交流電壓，并將該輸出交流電壓供給交流負載；瞬時直流電壓檢測裝置，用于檢測上述直流電壓的瞬時值；及校正裝置，對上述脈寬進行校正，以便隨著上述瞬時直流電壓檢測裝置的檢測結果的變化而將上述輸出交流電壓保持在所需值。
2.根據權利要求1所述的逆變器控制裝置，其特征在于上述校正裝置，根據上述瞬時直流電壓檢測裝置的檢測結果和預先設定的基準電壓的比值與作為上述輸出交流電壓的目標值的目標電壓相乘后的結果，對上述脈寬進行校正。
3.根據權利要求2所述的逆變器控制裝置，其特征在于備有根據上述工頻交流電壓進行上述基準電壓的設定變更的設定變更裝置。
4.根據權利要求2所述的逆變器控制裝置，其特征在于上述校正裝置，按上述脈寬調制方式中的調制載波的每1個周期計算上述比值，從而對上述脈寬進行校正。
5.根據權利要求2所述的逆變器控制裝置，其特征在于上述校正裝置，按上述脈寬調制方式中的調制載波的每n(＝2以上)個周期計算上述比值，從而對上述脈寬進行校正。
6.根據權利要求1所述的逆變器控制裝置，其特征在于上述瞬時直流電壓檢測裝置，利用接地的非絕緣電路直接檢測上述直流電壓以與上述校正裝置公用電位。
全文摘要
備有:變換部(30),用于將工頻交流電壓(V
文檔編號H02M7/5387GK1334985SQ99815927
公開日2002年2月6日 申請日期1999年11月29日 優(yōu)先權日1999年11月29日
發(fā)明者谷川誠, 石上貴裕, 吉川芳彥, 谷藤仁, 巖崎善宏, 鈴木宏昭, 川崎功, 峰島一朗 申請人:三菱電機株式會社