氮化鎵器件的超高頻門極驅(qū)動及控制方法
【專利摘要】本發(fā)明公開一種氮化鎵器件的超高頻門極驅(qū)動及控制方法，屬于DC?DC功率變換器領(lǐng)域。采用信號檢測和調(diào)理電路檢測輸入電壓和/或輸出電流，將不同輸入電壓和負載情況下的控制管和同步整流管的相位時序關(guān)系信息儲存在微控制器中，利用查表法，確定輸入電壓，輸出電流與對應(yīng)時序的關(guān)系。通過編輯微控制器表中的數(shù)據(jù)，控制開關(guān)管的通斷，對隔離和反向?qū)〞r間進行補償，從而在寬范圍電壓輸入下實現(xiàn)零電壓開通且大幅減小反向?qū)C制時間、減小導(dǎo)通損耗，寬范圍地提高了變換器效率。本發(fā)明通過建立變換器狀態(tài)空間模型，精確計算時序與輸入電壓和/或負載關(guān)系，存儲在微控制器中。
【專利說明】
氮化鎵器件的超高頻門極驅(qū)動及控制方法
技術(shù)領(lǐng)域
[0001 ]本發(fā)明屬于功率變換技術(shù)領(lǐng)域，特別是涉及DC-DC功率變換技術(shù)領(lǐng)域。
【背景技術(shù)】
[0002] 超高頻變換器(30MHz~300MHz)具有體積小、成本低、快速動態(tài)響應(yīng)等優(yōu)勢。隨著 頻率的提升，無源元件的體積而減小，所以這類變換器具有很高的功率密度和很好的功率 傳輸特性。此外，超高頻變換器利用多諧振網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)開關(guān)管的軟開關(guān)，減小開關(guān)管的電壓應(yīng) 力，有效提高變換器效率。這些優(yōu)勢使超高頻變換器適合使用在需要高功率密度，高效率的 場合，例如軍工，航天航空，醫(yī)療衛(wèi)生等領(lǐng)域。
[0003] 然而，很多整流二極管的特性受到超高頻變換器中的脈沖電流的影響。當(dāng)二極管 開通時，由于二極管PN結(jié)的正向恢復(fù)，極大地增加了二極管的導(dǎo)通損耗，降低了變換器的整 體效率，也限制了超高頻變換器的應(yīng)用。所以在超高頻諧振變換器中需要使用同步整流器 代替二極管來降低導(dǎo)通損耗。但為了在寬輸入、全負載范圍內(nèi)，諧振變換器的驅(qū)動信號相位 關(guān)系能夠被精確控制，控制管和同步整流管的驅(qū)動信號時序問題成為需要解決的難點。
[0004] 另一方面，氮化鎵器件的性能系數(shù)(Figure ofMerit，F(xiàn)OM=R〇N*Qg)高，適用于各種 超高頻場合?？刂乒芎屯秸鞴芸梢酝瑫r采用氮化鎵器件來減小驅(qū)動損耗和導(dǎo)通損耗， 提高效率。但因為氮化鎵器件沒有體二極管，反向電流會觸發(fā)反向?qū)C制，反向?qū)妷?(典型值為1.4V)比傳統(tǒng)硅器件(典型值為0.7V)大很多，所以為了保證變換器效率，必須注 意反向?qū)C制。
[0005] 目前的超高頻變換器設(shè)計方法為在低壓輕載下滿足輸出功率要求，并使得開關(guān)管 工作在最優(yōu)狀態(tài)下，實現(xiàn)高效率。然而，隨著輸入電壓和/或負載的變化，變換器的靜態(tài)工作 點發(fā)生改變，無法滿足所有輸入電壓、負載下的零電壓開通，同時觸發(fā)氮化鎵器件的反向?qū)?通機制，反向?qū)妷捍?典型值為1.4V)，大幅降低變換器的效率。
[0006] 為了實現(xiàn)寬輸入范圍內(nèi)的效率優(yōu)化，進一步提高變換器頻率(提高到30MHz及以 上），變換器的控制和驅(qū)動電路具有如下挑戰(zhàn)：1)反激式隔離型諧振變換器的理論計算還不 完善;2)工作在30MHz的變換器周期只有33ns，現(xiàn)有控制芯片無法實現(xiàn)如此高的控制精度； 3)現(xiàn)有控制器的最高工作頻率在216MHz左右，如STM32F746VG，對應(yīng)的時序分辨率僅為 4.7ns(相當(dāng)于開關(guān)周期的14.1%)，無法根據(jù)輸入電壓的變化靈活調(diào)整控制時序;4)工作在 30MHz的諧振變換器控制響應(yīng)速度要求高，微控制器難以響應(yīng)。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0007] 本發(fā)明針對頻率達到30MHz及以上時的隔離型諧振變換器，特別是使用氮化鎵器 件的控制管和同步整流管的驅(qū)動時序難以控制的問題，設(shè)計超高頻隔離型諧振變換器驅(qū)動 電路及其控制方法，應(yīng)用于最高輸入電壓為最低輸入電壓的1.33倍甚至2倍以上寬輸入電 壓和從空載到滿載寬輸出電流范圍的超高頻隔離型諧振變換器。
[0008] (1) -種對超高頻隔離型諧振變換器的分析與建模方法，從而準確計算電路在各 模態(tài)下的狀態(tài)。
[0009] (2) -種安全可靠且能在寬范圍電壓輸入條件下工作的氮化鎵器件驅(qū)動電路，從 而寬范圍地提高效率。
[0010]本發(fā)明為解決以上技術(shù)問題，所采用的技術(shù)方案是：
[0011] 采用信號檢測和調(diào)理電路檢測輸入電壓和/或輸出電流，將不同輸入電壓和負載 情況下的控制管和同步整流管的相位時序關(guān)系信息儲存在微控制器中，利用查表法，確定 輸入電壓，輸出電流與對應(yīng)時序的關(guān)系。通過編輯微控制器表中的數(shù)據(jù)，控制開關(guān)管的通 斷，對隔離和反向?qū)〞r間進行補償，從而在寬范圍電壓輸入下實現(xiàn)零電壓開通且大幅減 小反向?qū)C制時間、減小導(dǎo)通損耗，寬范圍地提高了變換器效率。
[0012] 本發(fā)明的氮化鎵器件的超高頻門極驅(qū)動電路，應(yīng)用于最高輸入電壓為最低輸入電 壓的1.33倍甚至2倍以上寬輸入電壓和從空載到滿載寬輸出電流范圍的超高頻隔離型諧振 變換器，變換器通過原邊控制管與副邊同步整流管進行控制，包括隔離與調(diào)理電路、延時電 路、微控制器和控制管同步整流管驅(qū)動芯片。隔離與調(diào)理電路對主電路的輸入電壓和/或輸 出電流進行采樣，采樣信號送給微控制器，微控制器的控制信號經(jīng)驅(qū)動隔離電路、控制管驅(qū) 動芯片輸出給超高頻隔離型諧振變換器的控制管;微控制器的另一路控制信號經(jīng)延時電路 輸出給同步整流管驅(qū)動芯片，同步整流管驅(qū)動芯片輸出給超高頻隔離型諧振變換器的同步 整流管。
[0013] 本發(fā)明的進一步設(shè)計在于：
[0014] 延時電路包括了多個開關(guān)器（Switch)和多個延時器(Buffer)，各延時器依次串 連，每個延時器并聯(lián)一個開關(guān)器，各開關(guān)器同時與微控制器的GPI0端口連接，由微控制器連 接第一個延時器，最后一個延時器連接同步整流管驅(qū)動芯片;所述微控制器包括數(shù)模轉(zhuǎn)換、 定時器和儲存器。
[0015] 采用上述驅(qū)動電路對超高頻隔離諧振變換器控制方法，包括以下步驟：
[0016] 1、根據(jù)超高頻隔離型諧振變換器元器件的參數(shù)，計算輸入電壓和/或輸出電流對 應(yīng)控制管和同步整流管的驅(qū)動時序關(guān)系，以及對應(yīng)時序控制管與同步整流管的相位差，生 成查找表并儲存在微控制器中；
[0017] 2、由隔離和調(diào)理電路，對變換器輸入電壓和/或輸出電流進行采樣；
[0018] 3、根據(jù)米樣到的輸入電壓和/或輸出電流，在微控制器查找表中，查找到與該輸入 電壓和/或輸出電流相對應(yīng)的控制管與同步整流管的驅(qū)動信號占空比及相位差，控制管的 驅(qū)動信號經(jīng)驅(qū)動隔離電路和控制管驅(qū)動芯片輸出給控制管；同步整流管的驅(qū)動信號經(jīng)延時 電路延時，實現(xiàn)相位調(diào)節(jié)，再通過同步整流管驅(qū)動芯片，輸出給同步整流管。
[0019] 步驟1所述超高頻隔離反激變換器控制方法，其中，輸入電壓對應(yīng)控制管和同步整 流管的驅(qū)動時序關(guān)系理論計算步驟如下：
[0020] (1)列寫輸入電壓對變換器的狀態(tài)方程，如下：
[0021]
式 1
[0022] 其中根據(jù)電路中參與諧振的無源器件，定義狀態(tài)向量X( cot)，式1中的是X (?t)的微分，利用基爾霍夫電流定律與基爾霍夫節(jié)點電壓定律，根據(jù)電路中器件參數(shù)給出 矩陣A，B，激勵向量U( ω t)根據(jù)輸入輸出條件確定，與一般變換器建模類似，不再贅述；
[0023] (2)根據(jù)諧振變換器的滯環(huán)模態(tài)，得到控制管驅(qū)動信號占空比0:，同步整流管驅(qū)動 信號占空比D2,兩驅(qū)動信號相位差φ與模態(tài)時間節(jié)點ta，tb，tc的關(guān)系式，其中，t a為從控制管 和同步整流管均為開通狀態(tài)的時間，tb為控制管開通時間，t。為從控制管開通到同步整流管 開通的時間，ω為變換器開關(guān)頻率f對應(yīng)的角頻率，即ω = 23Tf;
[0024] 式 2
[0025] 式 3
[0026] Φ = ω tb 式4
[0027] (3)解狀態(tài)方程，列寫X( cot)的表達式如下，其中I為單位矩陣：
[0028] X( c〇t)=eAtJt · Χ(0)+Α-1 · (eAtn-I) · B · U 式5
[0029] (4)根據(jù)上式與諧振變換器的4個滯環(huán)控制模態(tài)，列寫邊界條件關(guān)系式，其中I為單 位矩陣，X(〇)表示狀態(tài)向量在〇時刻的值，A為步驟（1)中所述參數(shù)矩陣，其下標(biāo)①，②，③和 ④表示該變量在模態(tài)①，②，③，④下的值。模態(tài)①為兩開關(guān)管均開通，模態(tài)②為控制管開 通，同步整流管關(guān)斷，模態(tài)③為兩開關(guān)管均關(guān)斷，模態(tài)④為控制管關(guān)斷，同步整流管開通。上 述關(guān)系式如下：
[0030] 式 6
[0031] 式 7
[0032] 式 8
[0033] 式 9
[0034] (5)根據(jù)諧振變換器工作在開關(guān)管零電壓開通或零電流關(guān)斷條件下，列寫邊界條 件。任意開關(guān)管工作在零電壓開通條件下時，Vds = 0,則該開關(guān)管結(jié)電容電壓為0，vcf = 0,若 此時處于第i模態(tài)時刻，i的取值范圍為①，②，③，④其中之一，VCF為狀態(tài)向量X( cot)的第 j個分量，j的取值范圍為從1到X( ω t)維數(shù)中的某一整數(shù)，由其在X( ω t)中位置決定，則邊 界條件可寫作：
[0035] vds(ti) =0^vcF(ti) = 0^Xij(0) = 0 式 10
[0036] 任意開關(guān)管工作在零電流關(guān)斷條件下時，源極電流id = 0,則該開關(guān)管支路上電感 電流k = 0，若此時處于第m模態(tài)t2時刻，m的取值范圍為①，②，③，④模態(tài)之一，k為狀態(tài)向 量X( ω t)的第η個分量，η的取值范圍為從1到X( ω t)的維數(shù)中的某一整數(shù)，由其在X( ω t)中 位置決定，則邊界條件可寫作：
[0037] ld(t2) =0^??(?2) =0^Xmn(0) =0 式 11
[0038] 因為步驟(4)中僅有3個未知變量1，"，1，故選擇變換器中任意3個零電壓開通或 零電流關(guān)斷邊界條件，可組成邊界條件方程組。
[0039] (6)聯(lián)立步驟(4)方程和步驟(5)邊界條件方程，解方程組，得cota、《tb與cot。；
[0040] (7)根據(jù)式2~式4求出控制管占空比Di、同步整流管占空比D2與控制管和同步整流 管驅(qū)動信號相位差Φ;
[0041] (8)得到控制管和同步整流管的驅(qū)動時序關(guān)系表，以及對應(yīng)時序控制管與同步整 流管的相位差；
[0042] 上述控制方法中延時電路包括多個開關(guān)器與延時器，延時電路的工作流程如下：
[0043] (1)根據(jù)在微控制器查找表中查找控制管與同步整流管控制信號相位差Φ，即需 要延時的時間Τ Ρ = Φ X Τ/360，Τ為開關(guān)周期，如下式確定微控制器程序中延時周期數(shù)Npm與 需要通過的外部延時器數(shù)量N pb，確定要打開的開關(guān)器個數(shù)Npb，其中Tm，Td分別為程序延時與 延時器延時最小時間單位，通過廠家數(shù)據(jù)手冊獲得；
[0044]
[0045]
[0046] (2)由ARM微控制器同時送出原邊控制管控制信號與同步整流管控制信號；
[0047] (3)由ARM微控制器控制的開關(guān)器選通了 Npb個延時器，通過延時器的驅(qū)動信號產(chǎn)生 了 NpbXTd的延時，即與程序延時共同作用，產(chǎn)生了需要的相位差。
[0048] 本發(fā)明相比現(xiàn)有技術(shù)具有如下優(yōu)點：
[0049] 1、本發(fā)明的有益效果如下：本發(fā)明使用微控制器儲存開關(guān)管的驅(qū)動時序信息，控 制簡單，修改方便；
[0050] 2、本發(fā)明采用由開關(guān)器和延時器組成的延時電路代替微控制器輸出驅(qū)動信號，將 控制管和同步整流管驅(qū)動信號最小延時降到Ins(僅占開關(guān)周期的3%)，提高了時序精度；
[0051] 3、本發(fā)明在寬范圍的電壓輸入條件下都能穩(wěn)定工作，效率曲線平穩(wěn)。
[0052] 4、本發(fā)明中變換器控制管和同步整流管均采用氮化鎵器件，體積小，功耗??；
[0053] 5、本發(fā)明采用反激式變換器拓撲，磁性元件只有一個，變壓器吸收了其他磁芯元 件，易于集成，無磁芯，避免了磁芯在燒制過程中產(chǎn)生的參數(shù)離散型問題，參數(shù)一致性高；
【附圖說明】
[0054] 圖1是超高頻諧振claSS?2反激變換器拓撲圖；
[0055] 圖2是所提超高頻隔離反激變換器在不同輸入電壓條件下的氮化鎵控制管漏源電 壓波形圖；
[0056] 圖3(a)是所提超高頻隔離反激變換器在某一輸入電壓條件下的氮化鎵同步整流 管漏源電壓波形圖之一；
[0057] 圖3(b)是所提超高頻隔離反激變換器在某一輸入電壓條件下的氮化鎵同步整流 管漏源電壓波形圖之二；
[0058] 圖4是超高頻諧振class?2反激變換器開關(guān)控制圖；
[0059] 圖5是功率級開關(guān)控制等效電路圖；
[0060] 圖6是所提超尚頻諧振電路開關(guān)電路_吳型圖；
[0061 ]圖7是變壓器T模型與L模型等效轉(zhuǎn)換示意圖；
[0062] 圖8是所提采用L型變壓器的超高頻諧振電路模型圖；
[0063] 圖9是所提超高頻隔離反激變換器4模態(tài)驅(qū)動信號時序圖；
[0064] 圖10是超高頻諧振變換器控制管和同步整流管漏源極電壓波形圖；
[0065] 圖11是所提查找表方式氮化鎵驅(qū)動電路圖；
[0066]圖12是所提延時器方案圖；
[0067]圖13是所提延時器方案工作示例圖；
[0068] 圖14是所提完整諧振反激式氮化鎵驅(qū)動電路圖；
[0069] 圖15是所提應(yīng)用超高頻變換器氮化鎵驅(qū)動電路與傳統(tǒng)驅(qū)動電路效率對比圖；
[0070] 圖16是超高頻LLC諧振變換器原理圖；
[0071] 圖17是所提驅(qū)動機制在LLC諧振變換器中的應(yīng)用框圖。
[0072]圖18是為本發(fā)明的主控流程圖。
[0073]圖中元器件符號說明：
[0074] Vin 輸入電壓 V〇ut 輸出電壓
[0075] Cin 輸入電容 Ccmt 主開關(guān)管導(dǎo)通損耗
[0076] Ln 變壓器等效原邊漏感 L12 變壓器等效副邊漏感
[0077] ni 變壓器原邊匝數(shù) n2 變壓器副邊匝數(shù)
[0078] L〇i 變壓器等效激磁電感 Tr 平面無磁芯變壓器
[0079] Sctrl 氮化鎵控制管 Sr 氮化鎵同步整流管
[0080] Cf 原邊諧振電容 L2F 二次諧波支路諧振電感
[0081] C2F 二次諧波支路諧振電容 Cr 副邊諧振電容
[0082] Vref 基準電壓 RL 負載電阻
[0083] n' 變壓器等效匝比 Lf 變壓器等效激磁電感
[0084] Lr 變壓器等效漏感 rP 變壓器原邊等效串聯(lián)電阻
[0085] r〇tn 控制管等效漏源極電阻 rSR 同步整流管等效漏源極電阻
[0086] Vds+ctol控制管漏源極電壓 Vds_SR 同步整流管漏源極電壓
[0087] ip 變壓器原邊電流 is 變壓器副邊電流
[0088] L〇i 變壓器原邊漏感 La2 變壓器副邊漏感
[0089] Di 控制管控制信號占空比 D2 同步整流管控制信號占空比
[0090] Φ 控Φ瘡與同步整流管控制信號相位^ 控制管驅(qū)動信號
[0091]
[0092] VSR_gs 同步整流管驅(qū)動信號 ku 電感Ln的電流
[0093] iLL2 電感Ll2的電流 iLUl 電感Lui的電流
[0094] UCR 電容Cr的電壓 iL2F 電感L2F的電流
[0095] ucf 電容Cf的電壓 UC2F 電容C2F的電壓
[0096] Si 原邊控制管上管 Si 原邊控制管下管
[0097] N 開關(guān)器或延時器總數(shù) Npb 選通的延時器數(shù)
【具體實施方式】
[0098]以下將結(jié)合附圖，對本發(fā)明的技術(shù)方案進行詳細說明。
[0099]實施案例1:超高頻諧振class Φ2反激變換器
[0100]圖1給出了超高頻諧振claSScD2反激變換器，表2給出了變換器的輸入輸出參數(shù)。 classed逆變器的電感Ln和Lul，以及class E整流器的電感。都被吸收到變壓器中。變壓 器采用平面無磁芯變壓器，可以消除由于工藝限制而產(chǎn)生的磁芯參數(shù)偏差，減小由于幾何 尺寸不對稱帶來的原副邊感值差異，同時，印刷電路板構(gòu)成的平面變壓器線圈有著高度的 均一性，可減小批量生產(chǎn)的參數(shù)誤差。圖1中的原邊控制管和副邊同步整流管均采用氮化鎵 器件，氮化鎵器件具有開關(guān)速度快，結(jié)電容與導(dǎo)通損耗低的優(yōu)點，可提高電路在超高頻下的 效率。
[0101] 通過設(shè)計副邊輸入基波電壓和電流同相位以及原邊的零電壓開通得到一組圖1所 示變換器的參數(shù)，如表1。
[0102] 表1本案例采用器件參數(shù)表
[0103]
'[0104] 1所有圖中的元器件符號均在"圖?元器件4號說明"中給出，以下不再贅述。 '
[0105]表2變換器參數(shù)
[0106]
?0?07?~由于變換器工作在超高頻下開關(guān)損耗大，需要利用氮化鎵器件的向?qū)C制來實 現(xiàn)零電壓開通，減小開通損耗。圖2給出了不同輸入電壓條件下控制管漏源極電壓在固定開 關(guān)頻率下的波形。如圖2(a)所示，輸入電壓V in=18V時，無反向?qū)〞r間，這樣無法實現(xiàn)零電 壓開通，電路中存在很大的反向恢復(fù)損耗。在圖2(b)中，加入了 5ns的反向?qū)〞r間，輸入電 壓Vin = 24V時，實現(xiàn)了零電壓開通。
[0108] 但是固定的時序關(guān)系無法控制不同輸入電壓條件下控制管和同步整流管，如圖3 (a)所示，Vin = 18V時，無反向恢復(fù)時間，實現(xiàn)了零電壓開通，但在圖3 (b)中Vin = 24V時M0S管 產(chǎn)生了硬關(guān)斷。這樣，盡管在寬范圍的輸出負載下，電路能夠有較為穩(wěn)定的效率，但是在輸 入電壓不斷增加時，變換器難以維持高效率，這取決于變換器固定的開關(guān)頻率，占空比和相 位關(guān)系。
[0109] 若要在不同輸入電壓下，控制管與同步整流管均能實現(xiàn)零電壓開通，且反向?qū)?機制時間最小化，控制管和同步整流管控制信號的時序需要滿足以下兩點：
[0110] (1)控制管和同步整流管漏源極電壓諧振到〇時，驅(qū)動電壓置高，保證零電壓開通 的實現(xiàn)，并且使得反向?qū)C制觸發(fā)時間最小化，大幅減小反向?qū)〒p耗；
[0111] (2)盡可能增大數(shù)字控制輸出驅(qū)動信號的分辨率，在寬范圍內(nèi)都必須要能精確地 控制。
[0112] 基于以上控制要求，超高頻諧振電路采用數(shù)字控制的滯環(huán)控制方法，圖4給出了超 高頻變換器class〇2的滯環(huán)控制(0N/0FF控制）原理框圖。輸出電壓與基準電壓V ref在遲 滯比較器中進行比較，控制諧振變換器的開通或關(guān)斷，如圖4(b)所示，實現(xiàn)了功率電路與控 制電路的解親。
[0113] 對超高頻反激式諧振變換器進行小信號建模，圖5首先給出了變換器主功率電路 等效電路，根據(jù)小紋波假設(shè)，輸出電阻等同于一個電壓恒定的電壓源。當(dāng)輸出負載變化時， 輸出等效電壓源不變，變換器的滯環(huán)控制周期會相應(yīng)改變以適應(yīng)輸出電壓。同時，在開通時 間段，電路工作在高效率工作點上，來使得控制管和同步整流管時序適應(yīng)輸入電壓變化，實 現(xiàn)控制電路與功率電路的解耦，以此獲得最佳效率。故本發(fā)明能夠在寬范圍輸出負載下，都 保持高效率。
[0114] 采用狀態(tài)矩陣對開關(guān)管開關(guān)過程進行分析，圖6基于以下兩點假設(shè)，給出了相應(yīng)的 等效電路并建立方程：
[0115] (1)控制管和同步整流管都有0開關(guān)時間，在關(guān)斷時，等效電阻無窮大，開通時，根 據(jù)小紋波假設(shè)，等效電阻分別為rcrn和r 0N2;
[0116] (2)控制管和同步整流管結(jié)電容CF和Cr吸收了輸出電容。
[0117] 圖6所示電路可用狀態(tài)空間方程表示，如式14所示。
[0118] X(a)l) = AX(o.)!) + BU(〇)i) 人 14
[0119] 式中，A，B分別為參數(shù)矩陣，由電路中的參數(shù)決定，下文中將進行詳細計算。
[0120] 式14中的狀態(tài)向量Χ( ω t)包括了如下6個量，如式15所示，--對應(yīng)了圖8中6個無 源器件CF，Cr，C2F，LF，Lr，L 2F各自的電壓或電流，式14中的言(辦)是X ( ω t)的微分，本案例電 感支路等效電阻^和^的取值分別為0.18 Ω和〇. 11 Ω，通過仿真獲得。
[0121] X( c〇t) = [vcF( wt) vcr( wt) vc2F( wt) iLF( wt) iLR( wt) iL2F( ω?)]τ 式 15
[0122] 式14中的U為輸入激勵對應(yīng)的向量，其中Vin為輸入電壓，Vcmt為輸出電壓：
[0123] U( 〇t) = [Vin V0ut]T 式 16
[0124] 為減少電路中無源元件數(shù)量，便于分析和計算機矩陣計算，如圖7將變壓器T模型 轉(zhuǎn)化為L模型，其L模型參數(shù)如式17~式19所示(式中參數(shù)均在圖7、圖8中給出），其變換后的 電路如圖8所示，減少了一個電感，為以下進行分析計算帶來了便利。
[0125] Lf = L〇i+Lmi 式 17
[0126]
[0127]
[0128] 根據(jù)圖8,運用基爾霍夫電流定律(KCL，Kirhhoff's Current Law)與基爾霍夫電 壓定律(KVL，Kirchhoff' s Voltage Laws)，可得到如下方程(式中Lm等參數(shù)均在表1中給 出），其中ω為變換器開關(guān)頻率f對應(yīng)的角頻率，即ω = 2Jif:
[0129]
[0130] 可將上式寫為矩陣形式：
[0131]
[0132] 可得參數(shù)矩陣A，B如下：
[0133]
[0135] 圖9給出的超高頻反激諧振變換器的4個模態(tài)，4個模態(tài)分別對應(yīng)了原邊控制管和 副邊同步整流管的開通和關(guān)斷。模態(tài)①為兩開關(guān)管均開通，模態(tài)②為控制管開通，同步整流 管關(guān)斷，模態(tài)③為兩開關(guān)管均關(guān)斷，模態(tài)④為控制管關(guān)斷，同步整流管開通。在這4個模態(tài)期 間，控制管和同步整流管漏極電壓波形如圖10所示，根據(jù)漏源極電壓波形的時間節(jié)點t a，tb 和tc，可用式24,式25與式26來表不控制管和同步整流管的占空比Di，D2,控制管與同步整流 管控制信號間的相位差Φ，其中t a為從控制管和同步整流管均為開通狀態(tài)的時間，tb為控制 管開通時間，t。為從控制管開通到同步整流管開通的時間：
[0136]
[0137]
[0138] Φ = ω tb 式26
[0139] 由式21可以解出圖10所示的4個模態(tài)中，狀態(tài)向量的初值X〇}(0)~X?(0)表達式。其 中，變量的下標(biāo)①，②，③和④表示該變量在模態(tài)①，②，③，④下的值。
[0140]
[0141] 根據(jù)諧振變換器工作在開關(guān)管零電壓開通或零電流關(guān)斷條件下，列寫邊界條件。 任意開關(guān)管工作在零電壓開通條件下時，Vds = 0,則該開關(guān)管結(jié)電容電壓為0，vcf = 0,若此 時處于第i模態(tài)t時刻，i的取值范圍為①，②，③，④模態(tài)之一，VCF為狀態(tài)向量Χ( ω t)的第j 個分量，j的取值范圍為從1到X(?t)維數(shù)中的某一整數(shù)，由其在X( cot)中位置決定，則邊界 條件可寫作：
[0142] vds(ti) =0-vcF(ti) =0-Xij(0) =0 式 28
[0143] 本案例中，控制管和同步整流管工作在零電壓開通狀態(tài)，可列寫邊界條件如下：
[0144] vds_ctri(0) =0^vcf(0) =O^X〇)i(〇) =〇 式 29
[0145] vds_SR( ω tc) =0^vcr( ω tc) =0^X@s(0) =0 式30
[0146] 任意開關(guān)管工作在零電流關(guān)斷條件下時，源極電流id = 0,則該開關(guān)管支路上電感 電流k = 0,若此時處于第m模態(tài)t2時刻，m的取值范圍為①，②，③，④其中之一，k為狀態(tài)向 量X( ω t)的第η個分量，η的取值范圍為從1到X( ω t)的維數(shù)中的某一整數(shù)，由其在X( ω t)中 位置決定，則邊界條件可寫作：
[0147] ld(t2) =0^??(?2) =0^Xmn(0) =0 式 31
[0148] 本案例中，同步整流管工作在零電流開通狀態(tài)，列寫邊界條件如下：
[0149] iLR(〇ta)=0^X(2s(0)=0 式 32
[0150]將變換器邊界條件帶入式27,利用MATLAB軟件計算可得ta，tb與t。，帶入式24~式 26可得諧振變換器輸入電壓與控制時序間的關(guān)系Di，D2，Φ，計算值如表3所示。
[0151] 表3隨輸入電壓變化的時序關(guān)系表
[0152] -
[0153] -
[0154] 因數(shù)字控制不可避免地存在離散性問題，故本案例中，表3中Vin ± 0.5V均按VirJ^ 對應(yīng)時序關(guān)系進行操作，如輸入電壓18.4V按18V進行處理。若希望進一步提高精度，僅需減 小查找表中相鄰輸入電壓的差值，增加對應(yīng)輸入電壓的個數(shù)即可，如輸入電壓18V~24V間， 每隔0.1 V取一個點進行計算，則精度由IV提高到0.1 V。
[0155] 圖11給出了所提用微控制器查找表方式驅(qū)動氮化鎵器件框圖，控制管、同步整流 管的驅(qū)動相位與輸入電壓之間的對應(yīng)關(guān)系儲存在微控制器的查找表內(nèi)，ARM微控制器首先 對輸入電壓或輸出電流進行米樣(在部分變換器拓撲，如本案例反激變換器，輸出電流對驅(qū) 動信號時序無關(guān)，可不對輸出電流進行采樣），根據(jù)采樣結(jié)果在查找表內(nèi)檢索到氮化鎵開關(guān) 管的驅(qū)動時序，再由所提驅(qū)動電路生成驅(qū)動信號?？刂菩盘柦?jīng)過隔離和驅(qū)動芯片加強后驅(qū) 動氮化鎵開關(guān)管，驅(qū)動芯片和隔離產(chǎn)生的延時都可以在查找表中進行補償。如副邊同步整 流管驅(qū)動信號需經(jīng)過隔離芯片（如IS0721)，其典型延時約為8ns，僅需在ARM微控制器中將 同步整流管信號前移2個周期(約8ns)
[0156] 然而圖11所示微控制器的最大頻率為2161抱（31'公司41?13了132?746￥6典型值）， 其驅(qū)動信號的最小可調(diào)時間約為4.6ns，相當(dāng)于超高頻諧振變換器周期33.3ns的14.1%，并 不足夠小，顯然無法達到控制精度要求。圖12給出了所提帶有延時器的氮化鎵控制管和同 步整流管的查找表驅(qū)動電路，增加了由微控制器通用輸入輸出接口控制的開關(guān)器和由開關(guān) 器控制的延時器，使得定時器輸出的驅(qū)動信號能夠被分為兩路，人為可控地調(diào)整延時時間。
[0157] 圖13給出了所提由開關(guān)器控制的延時器一種工作示例，如需同步整流管相對控制 管產(chǎn)生時間為TP的延時(對應(yīng)相位差Φ )，則可由式33與式34得到程序內(nèi)部延時周期數(shù)Ν[?和 需要開通的延時器數(shù)量Npb。其中，同步整流管與控制管占空均由ARM微控制器程序 設(shè)定，相位差Φ由微控制器與外部延時電路共同控制。N pm為微控制器程序設(shè)定延時周期數(shù)， Tm為微控制器程序延時一周期時間，此數(shù)據(jù)在ARM器件手冊中可查到，本案例中ARM-周期 時間為4.7ns，N pb為同步整流管驅(qū)動信號需要通過的外部延時器數(shù)量，Td為單個延時器延時 時間，此數(shù)據(jù)在相應(yīng)廠家器件手冊中可查到，本案例所采用延時器的延時時間約為Ins。外 部延時器延時時間短，與程序延時相互配合，可大大提高延時精度。
[0158]
[0159]
[0160]由ARM微控制器通過通用輸入輸出端口控制前Npb個開關(guān)關(guān)斷，其他開關(guān)開通，則輸 出控制信號僅通過前Npb個延時器，于是，延時時間可由選擇開通的延時器數(shù)量決定，實現(xiàn)了 相位差Φ的精確調(diào)整。
[0161] 所提驅(qū)動電路采用如下流程進行工作：
[0162] (1)將表3計算得到的輸入電壓對應(yīng)控制管和同步整流管的驅(qū)動時序關(guān)系儲存在 微控制器中；
[0163] (2)采用圖14中所示的隔離和調(diào)理電路，對微控制器對輸入電壓進行采樣；
[0164] (3)檢測輸入電壓，在微控制器查找表中進行查找，生成控制管驅(qū)動信號，同步整 流管驅(qū)動信號和相應(yīng)的延時器控制信號；
[0165] (4)開關(guān)器控制同步整流管控制信號VSR需要通過的延時器個數(shù)，將控制管驅(qū)動信 號通過延時器來獲得同步整流管驅(qū)動信號；
[0166] (5)最后利用氮化鎵驅(qū)動芯片直接驅(qū)動氮化鎵控制管和同步整流管。
[0167] 完整的氮化鎵驅(qū)動電路原理圖如圖14所示，其中模數(shù)轉(zhuǎn)換，通用輸入輸出端口與 查找表信號輸出均由微控制器ARM STM32F746VG完成。
[0168] 采用所提驅(qū)動電路的超高頻反激式超高頻諧振classcDsi激變換器與采用傳統(tǒng) 驅(qū)動電路的效率對比圖，可以看出，效率最大提升2.2%，所提驅(qū)動電路具有應(yīng)用價值。
[0169] 實施案例2: LLC諧振變換器
[0170] 如圖16所示的超高頻LLC諧振變換器，原理如實施案例1中相同，電感與變壓器也 可以集成至同一個平面無磁芯變壓器中，作為平面變壓器的激磁感與漏感。原邊控制管與 副邊同步整流管均采用氮化鎵器件，在超高頻下，控制管與同步整流管相位時序要求很高， 故采用如圖17所示的微控制器查找表方法進行驅(qū)動，相位關(guān)系由延時器進行調(diào)整，可以使 LLC諧振變換器在超高頻下以更高效率工作。
[0171] LLC諧振變換器的驅(qū)動電路框圖仍然與實施案例1中的類似，僅增加輸出電流采 樣，所提LLC諧振變換器驅(qū)動電路采用隔離和調(diào)理電路檢測輸入電壓與輸出電流，將不同輸 入電壓和/或負載情況下的控制管和同步整流管的相位時序關(guān)系信息儲存在微控制器查找 表中，利用查表法，確定輸入電壓，輸出電流對應(yīng)的時序關(guān)系。通過編輯微控制器表中的數(shù) 據(jù)，控制開關(guān)管的通斷，對隔離和反向?qū)〞r間進行補償，從而在寬范圍電壓輸入下實現(xiàn)零 電壓開通且大幅減小反向?qū)C制時間，減小導(dǎo)通損耗，寬范圍地提高了變換器效率。
[0172] 該LLC諧振變換器電路結(jié)構(gòu)，驅(qū)動電路，指導(dǎo)思想均與案例1類似，類似內(nèi)容不再贅 述，與反激變換器不同的是，隨著負載的變化，驅(qū)動時序也會發(fā)生變化，故加入輸入電流檢 測和調(diào)理電路。
[0173] 所提驅(qū)動電路在諧振LLC變換器中的工作流程如下：
[0174] (1)將計算得到的輸入電壓對應(yīng)控制管和同步整流管的驅(qū)動時序關(guān)系儲存在微控 制器中；
[0175] (2)采用圖17中所示的隔離和調(diào)理電路，對微控制器對輸入電壓和/或輸出電流進 行米樣；
[0176] (3)依照輸入電壓和/或輸出電流，在微控制器的二維查找表中進行查找，生成控 制管驅(qū)動信號，同步整流管驅(qū)動信號和相應(yīng)的延時器控制信號；
[0177] (4)開關(guān)器控制同步整流管控制信號VSR需要通過的延時器個數(shù)，將控制管驅(qū)動信 號通過延時器來獲得同步整流管驅(qū)動信號；
[0178] (5)最后利用氮化鎵控制芯片直接驅(qū)動氮化鎵器件。
[0179] 以上實施例僅為說明本發(fā)明的技術(shù)思想，不能以此限定本發(fā)明的保護范圍，凡是 按照本發(fā)明提出的技術(shù)思想，在技術(shù)方案基礎(chǔ)上所做的任何改動，均落入本發(fā)明保護范圍 之內(nèi)。
【主權(quán)項】
1. 一種氮化鎵器件的超高頻門極驅(qū)動電路，應(yīng)用于寬輸入電壓和寬輸出電流范圍的超 高頻隔離型諧振變換器，變換器通過原邊控制管與副邊同步整流管進行控制，其特征在于： 包括隔離與調(diào)理電路、延時電路、微控制器和控制管同步整流管驅(qū)動芯片；隔離與調(diào)理電路 對主電路的輸入電壓和/或輸出電流進行采樣，采樣信號送給微控制器，微控制器的控制信 號經(jīng)驅(qū)動隔離電路、控制管驅(qū)動芯片輸出給超高頻隔離型諧振變換器的控制管;微控制器 的另一路控制信號經(jīng)延時電路輸出給同步整流管驅(qū)動芯片，同步整流管驅(qū)動芯片輸出給超 高頻隔離型諧振變換器的同步整流管。2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述氮化鎵器件的超高頻門極驅(qū)動電路，特征在于:所述延時電路包 括了多個開關(guān)器;和多個延時器；，各延時器依次串連，每個延時器并聯(lián)一個開關(guān)器，各開關(guān) 器同時與微控制器的GPIO端口連接，由微控制器連接第一個延時器，最后一個延時器連接 同步整流管驅(qū)動芯片;所述微控制器包括數(shù)模轉(zhuǎn)換、定時器和儲存器。3. 采用權(quán)利要求1所述驅(qū)動電路對超高頻隔離諧振變換器控制方法，包括以下步驟： 第一，根據(jù)超高頻隔離型諧振變換器元器件的參數(shù)，計算輸入電壓和/或輸出電流對應(yīng) 控制管和同步整流管的驅(qū)動時序關(guān)系，以及對應(yīng)時序控制管與同步整流管的相位差，生成 查找表并儲存在微控制器中； 第二，由隔離和調(diào)理電路，對變換器輸入電壓和/或輸出電流進行采樣； 第三，根據(jù)米樣到的輸入電壓和/或輸出電流，在微控制器查找表中，查找到與該輸入 電壓和/或輸出電流相對應(yīng)的控制管與同步整流管的驅(qū)動信號占空比及相位差，控制管的 驅(qū)動信號經(jīng)驅(qū)動隔離電路和控制管驅(qū)動芯片輸出給控制管；同步整流管的驅(qū)動信號經(jīng)延時 電路延時，實現(xiàn)相位調(diào)節(jié)，再通過同步整流管驅(qū)動芯片，輸出給同步整流管。4. 根據(jù)權(quán)利要求3所述控制方法，其中，第一步中所述超高頻隔離反激變換器控制方 法，其中，輸入電壓對應(yīng)控制管和同步整流管的驅(qū)動時序關(guān)系理論計算步驟如下： (1) 列寫輸入電壓對變換器的狀態(tài)方程，如下： Χ{(〇ι) = ΑΧ(ω?) + BXJi&t) 式 I 其中根據(jù)電路中參與諧振的無源器件，定義狀態(tài)向量x(?t)，式1中的祕)是X(Ut) 的微分，利用基爾霍夫電流定律與基爾霍夫節(jié)點電壓定律，根據(jù)電路中器件參數(shù)給出矩陣 A，B，激勵向量U( ω t)根據(jù)輸入輸出條件確定； (2) 根據(jù)諧振變換器的滯環(huán)模態(tài)，得到控制管驅(qū)動信號占空KD1，同步整流管驅(qū)動信號 占空比D2,兩驅(qū)動信號相位差Φ與模態(tài)時間節(jié)點t a，tb，tc的關(guān)系式，其中，^為從控制管和同 步整流管均為開通狀態(tài)的時間，t b為控制管開通時間，t。為從控制管開通到同步整流管開通 的時間，ω為變換器開關(guān)頻率f對應(yīng)的角頻率，即ω =2Jif;式2 式:3 O = Cotb (3) 解狀態(tài)萬程，列與X(cot)的表達式如卜，其中I為單位矩陣： X(c〇t) = eAtn · Χ(0)+Α-1 · (eAtn-I) · B · U 式5 (4) 根據(jù)上式與諧振變換器的4個滯環(huán)控制模態(tài)，列寫邊界條件關(guān)系式，其中I為單位矩 陣，X (O)表示狀態(tài)向量在O時刻的值，A為步驟（I)中所述參數(shù)矩陣，其下標(biāo)①，②，③和④表 示該變量在模態(tài)①，②，③，④下的值。模態(tài)①為兩開關(guān)管均開通，模態(tài)②為控制管開通，同 步整流管關(guān)斷，模態(tài)③為兩開關(guān)管均關(guān)斷，模態(tài)④為控制管關(guān)斷，同步整流管開通。上述關(guān) 系式如下：式6 式7 式8 式9 (5) 根據(jù)諧振變換器工作在開關(guān)管零電壓開通或零電流關(guān)斷條件下，列寫邊界條件。任 意開關(guān)管工作在零電壓開通條件下時，Vds = O，則該開關(guān)管結(jié)電容電壓為O，VCF = O，若此時 處于第i模態(tài)時刻，i的取值范圍為①，②，③，④其中之一，VCF為狀態(tài)向量X(COt)的第j個 分量，j的取值范圍為從1到X(Wt)維數(shù)中的某一整數(shù)，由其在X(COt)中位置決定，則邊界條 件可寫作： vds(ti) = 0^vcF(ti) = O^Xij(O) = 0 式 10 任意開關(guān)管工作在零電流關(guān)斷條件下時，源極電流id = 0,則該開關(guān)管支路上電感電流 k = 0，若此時處于第m模態(tài)t2時亥Ij，m的取值范圍為①，②，③，④模態(tài)之一，k為狀態(tài)向量X (ω t)的第η個分量，η的取值范圍為從1到X( ω t)的維數(shù)中的某一整數(shù)，由其在X( ω t)中位 置決定，則邊界條件可寫作： id(t2) =0-iL(t2) =0-Xmn(0) =0 式 11 因為步驟(4)中僅有3個未知變量1，^，^，故選擇變換器中任意3個零電壓開通或零電 流關(guān)斷邊界條件，可組成邊界條件方程組。 (6) 聯(lián)立步驟(4)方程和步驟(5)邊界條件方程，解方程組，得cota、cotb與cot。； (7) 根據(jù)式2~式4求出控制管占空比D1、同步整流管占空比D2與控制管和同步整流管驅(qū) 動ig號相位差Φ ; (8) 得到控制管和同步整流管的驅(qū)動時序關(guān)系表，以及對應(yīng)時序控制管與同步整流管 的相位差。5.根據(jù)權(quán)利要3或4所述控制方法，其中第三步中所述控制方法，其中延時電路包括多 個開關(guān)器與延時器，延時電路的工作流程如下： (1) 根據(jù)在微控制器查找表中查找控制管與同步整流管控制信號相位差Φ，即需要延 時的時間!^=。XT/360，T為開關(guān)周期，如下式確定微控制器程序中延時周期數(shù)N pm與需要 通過的外部延時器數(shù)量Npb，確定要打開的開關(guān)器個數(shù)Npb，其中T m，Td分別為程序延時與延時 器延時最小時間單位，通過廠家數(shù)據(jù)手冊獲得；式12 式13 (2) 由ARM微控制器同時送出原邊控制管控制信號與同步整流管控制信號；
【文檔編號】H02M1/08GK105896992SQ201610368366
【公開日】2016年8月24日
【申請日】2016年5月27日
【發(fā)明人】張之梁, 董舟, 徐志巍, 許可, 胡棟棟, 任小永
【申請人】南京航空航天大學(xué)