一種基于svpwm調(diào)制方式的電流源型變頻器電網(wǎng)電流觀測(cè)方法
【專利摘要】本發(fā)明公開(kāi)了一種基于SVPWM調(diào)制方式的電流源型變頻器電網(wǎng)電流觀測(cè)方法，基于電網(wǎng)虛擬磁鏈定義和電流源型變頻器數(shù)學(xué)模型，考慮三相電網(wǎng)平衡且完全正弦，電網(wǎng)電壓在αβ坐標(biāo)系中的兩個(gè)分量為eα、eβ，Lf為濾波電感的感值，ωs為電網(wǎng)角頻率，Cf為濾波電容的容值，isα,isβ為電網(wǎng)電流在αβ坐標(biāo)系下的分量，變頻器側(cè)輸出電流iwα,iwβ為變頻器側(cè)電流iwa,iwb,iwc在αβ坐標(biāo)系下的分量，電網(wǎng)電流的觀測(cè)公式為：
【專利說(shuō)明】
一種基于SVPWM調(diào)制方式的電流源型變頻器電網(wǎng)電流觀測(cè) 方法
技術(shù)領(lǐng)域
[0001] 本發(fā)明屬于變頻器控制技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及一種基于SVPWM調(diào)制方式的電流源型 變頻器電網(wǎng)電流觀測(cè)方法。
【背景技術(shù)】
[0002] 變頻器從拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)上，可分為電流源型變頻器和電壓源型變頻器。為實(shí)現(xiàn)相應(yīng)的 控制目標(biāo)，如電機(jī)轉(zhuǎn)速控制和最優(yōu)化控制，電流傳感器必不可少。電流源型變頻器的拓?fù)浣Y(jié) 構(gòu)如圖1所示，為實(shí)現(xiàn)相應(yīng)控制目標(biāo)，目前現(xiàn)有技術(shù)通常是利用額外的電流傳感器來(lái)測(cè)量相 應(yīng)的變量，如交流側(cè)電流、直流側(cè)電流，如圖1所示。額外的交流電流傳感器，一方面增加了 工程應(yīng)用成本，另一方面也降低了系統(tǒng)可靠性。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0003] 本發(fā)明的目的是提供一種基于SVPWM調(diào)制方式的電流源型變頻器電網(wǎng)電流觀測(cè)方 法，從而實(shí)現(xiàn)省去交流電流傳感器的目的。
[0004] 本發(fā)明的技術(shù)方案是，一種基于SVPWM調(diào)制方式的電流源型變頻器電網(wǎng)電流觀測(cè) 方法，基于虛擬磁鏈定義和電流源型變頻器數(shù)學(xué)模型，考慮三相電網(wǎng)平衡且完全正弦，
[0005] 設(shè)電網(wǎng)電壓在αβ坐標(biāo)系中的兩個(gè)分量為ea、efs，Lf為濾波電感的感值，〇3為電網(wǎng)角 頻率，C f為濾波電容的容值，isa，is{!為電網(wǎng)電流在αβ坐標(biāo)系下的分量，變頻器側(cè)輸出電流 iwci，iwf!為變頻器側(cè)電流iwa，iwb，iw。在αβ坐標(biāo)系下的分量，
[0006] 電網(wǎng)電流的觀測(cè)公式為：
[0007]
[0008] 1-￥1扇區(qū)中^，^山。的表達(dá)式由下表獲得：
[0010] 進(jìn)一步的，采用兩個(gè)一階低通濾波器串聯(lián)來(lái)代替公式(8)中的積分器，低通濾波器 的截止頻率為ω s，對(duì)應(yīng)傳遞函數(shù)為：
[0011]
(14)
[0012] 本發(fā)明從降低系統(tǒng)成本和提升系統(tǒng)可靠性出發(fā)，基于虛擬磁鏈觀測(cè)思想和電流源 型變頻器數(shù)學(xué)模型，借助變頻器直流側(cè)電流，重構(gòu)電網(wǎng)電流觀測(cè)器。利用該觀測(cè)器的輸出值 控制變頻器實(shí)現(xiàn)相應(yīng)的控制目標(biāo)，從而實(shí)現(xiàn)省去交流電流傳感器的目的。
【附圖說(shuō)明】
[0013] 圖1現(xiàn)有技術(shù)中三相電流源型變頻器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)示意圖。
[0014] 圖2.本發(fā)明的SVPffM調(diào)制空間矢量圖。
[0015]圖3 .本發(fā)明圖2中扇區(qū)I中，iwa, iwb，iwc與idc的關(guān)系不意圖。
[0016] 圖4本發(fā)明基于電網(wǎng)電流重構(gòu)技術(shù)的電流源型變頻器控制框圖。
[0017] 圖5.在穩(wěn)態(tài)下，本發(fā)明電網(wǎng)電流觀測(cè)值與實(shí)測(cè)值波形對(duì)比。
[0018] 圖6.在暫態(tài)下，本發(fā)明電網(wǎng)電流觀測(cè)值與實(shí)測(cè)值波形對(duì)比。
【具體實(shí)施方式】
[0019] 本發(fā)明在分析虛擬磁鏈觀測(cè)思想和變頻器數(shù)學(xué)模型基礎(chǔ)上，通過(guò)狀態(tài)重構(gòu)的方 法，設(shè)計(jì)了電網(wǎng)電流觀測(cè)器，實(shí)現(xiàn)了無(wú)交流電流傳感器的控制。
[0020] 無(wú)電網(wǎng)電流傳感器控制技術(shù)本質(zhì)是基于虛擬磁鏈觀測(cè)思想，根據(jù)直流母線電流和 開(kāi)關(guān)函數(shù)來(lái)觀測(cè)電網(wǎng)電流。首先根據(jù)直流母線電流和開(kāi)關(guān)函數(shù)估算變頻器側(cè)電流i wa，iwb， Iwc O
[0021] 根據(jù)電網(wǎng)虛擬磁鏈定義，考慮三相電網(wǎng)平衡且完全正弦，從數(shù)學(xué)角度可得到下式：
[0022]
[0023] 式（1)說(shuō)明虛擬磁鏈觀測(cè)的本質(zhì)是電網(wǎng)電壓在αβ坐標(biāo)系中的兩個(gè)分量ea，e{!在數(shù)學(xué) 表達(dá)式上可以通過(guò)積分相互推導(dǎo)。將式（1)中的虛擬磁鏈思想應(yīng)用到電網(wǎng)電流虛擬磁鏈和 電容電壓虛擬磁鏈中，可得：
[0024]
[0025]
[0026]設(shè)電流正方向?yàn)閺碾娋W(wǎng)流入變換器的方向，根據(jù)電路理論，可得圖1所示電流源型 變頻器的數(shù)學(xué)模型，兩相靜止邱坐標(biāo)系下電容電壓的表達(dá)式為：
[0027]
[0028] 式中，ea，eg為電網(wǎng)電壓在αβ坐標(biāo)系下的分量;Uca，Uce為濾波電容電壓在αβ坐標(biāo)系 下的分量;Lf為濾波電感的感值;Rl為濾波電感的內(nèi)阻；isa，is{!為電網(wǎng)電流在αβ坐標(biāo)系下的 分量。
[0031] 兩相靜止αβ坐標(biāo)系下電網(wǎng)電流的表達(dá)式為：
[0029] 由于式(4)含有微分項(xiàng)，不易于在數(shù)字控制器中實(shí)現(xiàn)，將式（1)、（2)代入式(4)中， 可得：
[0030]
[0032]
f6)
[0033] 其中，Cf為濾波電容的容值，iwa、irf為變頻器側(cè)電流，iwb，iwc在邱坐標(biāo)系下的分 量，
[0034] 將式(3)代入式(6)中，可得：
[0035]
C)
[0036] 式(7)中，ω s為電網(wǎng)角頻率，變頻器側(cè)輸出電流iwa，iw{!可根據(jù)開(kāi)關(guān)函數(shù)和直流側(cè)電 流重構(gòu)。通常電流源型變頻器三相電流源型變頻器的空間電流矢量圖如圖2所示，以參考電 流矢量位于扇區(qū)I為例，分析電流重構(gòu)過(guò)程，此時(shí)電流矢量作用順序?yàn)?6-1^17,圖3分析 了整個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)i wa，irf與直流電流的關(guān)系。設(shè)TAl6矢量的作用時(shí)間，TAl1矢量的作用 時(shí)間，Ts為變頻器開(kāi)關(guān)周期。16矢量作用時(shí)，iwa=idc，iwb = -idc, iwc = 0; Il矢量作用時(shí)，iwa = id。，iwb = 0，iwc = _idc; I7矢量作用時(shí)，iwa = 0，iwb = 0，iwc = 0。故在整個(gè)開(kāi)關(guān)過(guò)程中，可求出 1?34?1)41?；的平均值。按上述分析方法，可分別求出1-￥1扇區(qū)中1 1?4?1)41?；的表達(dá)式，如表1 所示。
[0037] 通過(guò)式(5)得到電容電壓，將其代入式(7)，可以得到電網(wǎng)電流的觀測(cè)公式為：
[0038]
[0039] 考慮實(shí)際情況，將式(8)中的積分范圍只能在t>0內(nèi)，式(8)中的積分又可表示為：
[0040]
[0041] 式(9)表明，如果直接對(duì)ea，e{!積分，積分結(jié)果會(huì)引入與初值相關(guān)的直流偏置，而積 分初值往往很難確定，從而帶來(lái)控制上的誤差。為了消除直接積分引入的誤差，對(duì)ea(t)， e{! (t)運(yùn)用Laplace變換可得：
[0042]
[0043]根據(jù)ea(t)，e{!(t)的關(guān)系又可得到：
[0049] 分析式（13)可知，對(duì)ea，e{!進(jìn)行積分，其積分結(jié)果幅值衰減〇^倍，相角相對(duì)于ea， ee 滯后-V2?？紤]采用兩個(gè)一階低通濾波器串聯(lián)來(lái)代替純積分器，低通濾波器的截止頻率為 Ws，對(duì)應(yīng)傳遞函數(shù)為：
[0050]
(14)
[0051] 顯然，在截止頻率ω = 〇^處，式（14)所示的低通濾波器增益為1，相移位-V2,正 好滿足ω sJea，CosJee的要求，不但克服了純積分器引入的直流偏置，還能濾除 ea，ee中的高 頻分量。因此將電網(wǎng)電流觀測(cè)器(式(8))中的積分項(xiàng)用公式（14)來(lái)實(shí)現(xiàn)，即可重構(gòu)電網(wǎng)三相 電流?；陔娋W(wǎng)電流重構(gòu)技術(shù)的電流源型變頻器控制框圖如圖4所示。Matlab仿真結(jié)果如圖 5和圖6所示，其中，圖5所示為穩(wěn)態(tài)下，電網(wǎng)電流觀測(cè)值與實(shí)測(cè)電流值波形對(duì)比，圖6所示為 暫態(tài)下，電網(wǎng)觀測(cè)電流值與實(shí)測(cè)電流值波形對(duì)比。
[0052]根據(jù)仿真結(jié)果分析，穩(wěn)態(tài)和暫態(tài)情況下，電網(wǎng)電流觀測(cè)器輸出值與電網(wǎng)電流測(cè)量 值波形幅值、相位基本一致。綜上所述，與原有技術(shù)方案相比，本文提出的電流觀測(cè)技術(shù)完 全可以應(yīng)用于電流源型變頻器的控制中，從而省去了電網(wǎng)電流傳感器，降低系統(tǒng)成本，提升 系統(tǒng)可靠性。
[0053] 圖4中的表1(I-VI扇區(qū)中iwa，iwb，iwc的表達(dá)式）
【主權(quán)項(xiàng)】
1. 一種基于SVPWM調(diào)制方式的電流源型變頻器電網(wǎng)電流觀測(cè)方法，其特征在于，基于電 網(wǎng)虛擬磁鏈定義和電流源型變頻器數(shù)學(xué)模型，考慮三相電網(wǎng)平衡且完全正弦，電網(wǎng)電流的 觀測(cè)公式為：其中，電網(wǎng)電壓在αβ坐標(biāo)系中的兩個(gè)分量為ea、ee，Lf為濾波電感的感值，ω s為電網(wǎng)角頻 率，Cf為濾波電容的容值，isa，is{!為電網(wǎng)電流在αβ坐標(biāo)系下的分量，變頻器側(cè)輸出電流i wa、 iwf!為變頻器側(cè)電流iwa，iwb，iw。在αβ坐標(biāo)系下的分量。2. 如權(quán)利要求1所述的基于SVPWM調(diào)制方式的電流源型變頻器電網(wǎng)電流觀測(cè)方法，其特 征在于，所述iwa，iwb，iw。在I -VI扇區(qū)中的表達(dá)式由下表獲得：3. 如權(quán)利要求2所述的電流源型變頻器電網(wǎng)電流觀測(cè)方法，其特征在于，采用兩個(gè)一階 低通濾波器串聯(lián)來(lái)代替公式(8)中的積分器，低通濾波器的截止頻率為co s，對(duì)應(yīng)傳遞函數(shù) 為：
【文檔編號(hào)】G06F19/00GK106058849SQ201610357642
【公開(kāi)日】2016年10月26日
【申請(qǐng)日】2016年5月26日
【發(fā)明人】張亮亮, 樂(lè)小龍, 翁爽, 謝家純, 張毅, 謝珉, 陳默
【申請(qǐng)人】上海船舶研究設(shè)計(jì)院