電力變換裝置的制造方法
【專利摘要】電力變換裝置具備整流電路(2)、電抗器(3)、逆變器電路(4)以及絕緣變壓器(6)。逆變器電路(4)在直流母線之間并聯(lián)連接第1分支、第2分支以及直流電容器(5)而構(gòu)成，第1分支A的第1交流端(4a)經(jīng)由電抗器(3)與整流電路(2)的正極側(cè)直流端子(2a)連接。通過第1分支A的PWM控制，對從交流電源(1)經(jīng)由整流電路(2)的電流iac進(jìn)行高功率因數(shù)控制，通過第2分支B的PWM控制，控制直流電容器(5)的電壓Vdc而控制輸出到絕緣變壓器(6)的次級側(cè)的電力，其中，第2分支B使用了第1分支A的占空比以下的占空比。
【專利說明】
電力變換裝置
技術(shù)領(lǐng)域
[0001] 涉及對來自交流電源的輸入進(jìn)行電力變換并向絕緣變壓器的次級側(cè)供給期望的 電力的電力變換裝置。
【背景技術(shù)】
[0002] 近年來，提案有利用一個電力變換裝置同時實現(xiàn)輸入的交流電流的功率因數(shù)控制 和輸出電力控制的一級變換方式。以下，作為以往的一級變換方式的電力變換裝置而示出 充電器用的轉(zhuǎn)換器電路。
[0003] 充電器用的轉(zhuǎn)換器電路通過如下部分構(gòu)成轉(zhuǎn)換器的初級電路:半橋整流電路，其 包括2個二極管；電容器，其與所述半橋整流電路的兩端并聯(lián)連接;全橋電路，其是將第1半 橋電路以及第2半橋電路的兩端與所述電容器的兩端并聯(lián)連接而構(gòu)成的，包括4個開關(guān)元 件，其中，所述第1半橋電路包括2個開關(guān)元件（1)和(2 )，所述第2半橋電路包括2個開關(guān)元件
[3] 和(4);電抗器，其設(shè)置于交流電源的一端與半橋電路中的二極管彼此的連接點之間，其 中，所述交流電源的另一端與上述第1半橋電路中的開關(guān)元件彼此的連接點連接;高頻變壓 器的初級線圈，其連接于所述第1半橋電路中的開關(guān)元件彼此的連接點與第2半橋電路中的 開關(guān)元件彼此的連接點之間；4個驅(qū)動電路，其與所述4個開關(guān)元件連接；以及控制電路。控 制電路交替地對包括4個開關(guān)元件的全橋電路中的包括開關(guān)元件（1)和(4)的組以及包括開 關(guān)元件(2)和(3)的組進(jìn)行0N/0FF(導(dǎo)通/斷開)控制。
[0004] 而且，轉(zhuǎn)換器的次級電路通過全橋整流電路以及電容器構(gòu)成，并對在所述初級電 路中生成的高頻電力進(jìn)行整流而使電池充電，其中，所述全橋整流電路與所述高頻變壓器 的次級線圈并聯(lián)連接，所述電容器與所述全橋整流電路的兩端并聯(lián)連接(例如，參照專利文 獻(xiàn)1)〇
[0005] 專利文獻(xiàn)1:日本特開平11-243646號公報

【發(fā)明內(nèi)容】

[0006] 在這樣的以往的電力變換裝置中，以相同的占空（duty)比同步控制全橋電路的2 個半橋電路。因此，在進(jìn)行輸入電流的高功率因數(shù)控制時，存在有時全橋電路的直流電容器 電壓脫離動作范圍，從而對電力變換裝置施加過電壓或者輸出電流的脈動分量進(jìn)一步擴(kuò)大 的問題。
[0007] 本發(fā)明是為了解決上述問題而完成的，目的是提供能夠高可靠性地同時實現(xiàn)輸入 電流的高功率因數(shù)控制和輸出電力控制的電力變換裝置。
[0008] 本發(fā)明的電力變換裝置具備:整流電路，對多個二極管全橋配置而成，對來自交流 電源的輸入進(jìn)行整流；電抗器，連接于上述整流電路的直流端子;逆變器電路;絕緣變壓器； 以及控制電路，對上述逆變器電路進(jìn)行輸出控制。上述逆變器電路在直流母線之間由第1分 支、第2分支以及直流電容器并聯(lián)連接而構(gòu)成，所述第1分支是串聯(lián)連接第1開關(guān)元件以及第 2開關(guān)元件并將其連接點作為第1交流端的分支;所述第2分支是串聯(lián)連接第3開關(guān)元件以及 第4開關(guān)元件并將其連接點作為第2交流端的分支，上述第1交流端連接于上述整流電路的 正極側(cè)直流端子，負(fù)極側(cè)直流母線連接于上述整流電路的負(fù)極側(cè)直流端子。上述絕緣變壓 器具有初級繞組、次級繞組，對該初級繞組的兩端連接上述逆變器電路的上述第1交流端、 上述第2交流端。
[0009] 另外，上述控制電路通過上述第1分支的PWM(pulse width modulation，脈沖寬度 調(diào)制)控制，對從上述交流電源經(jīng)由上述整流電路而流過的電路電流進(jìn)行高功率因數(shù)控制， 通過上述第2分支的PffM控制，控制上述直流電容器的電壓從而控制輸出到上述絕緣變壓器 的次級側(cè)的電力，其中，所述第2分支的PWM控制使用了上述第1分支的占空比以下的占空 比。
[0010] 根據(jù)本發(fā)明的電力變換裝置，能夠高可靠性地同時實現(xiàn)輸入電流的高功率因數(shù)控 制和輸出電力控制。
【附圖說明】
[0011]圖1是本發(fā)明的實施方式1的電力變換裝置的結(jié)構(gòu)的圖。
[0012] 圖2是說明本發(fā)明的實施方式1的電力變換裝置的動作的選通信號以及各部分的 波形圖。
[0013] 圖3是說明本發(fā)明的實施方式1的電力變換裝置的第1模式下的動作的電流路徑 圖。
[0014] 圖4是說明本發(fā)明的實施方式1的電力變換裝置的第2模式下的動作的電流路徑 圖。
[0015] 圖5是說明本發(fā)明的實施方式1的電力變換裝置的第3模式下的動作的電流路徑 圖。
[0016] 圖6是說明本發(fā)明的實施方式1的電力變換裝置的第4模式下的動作的電流路徑 圖。
[0017] 圖7是示出本發(fā)明的實施方式1的第1分支的占空比的圖。
[0018] 圖8是示出本發(fā)明的實施方式1的第2分支的占空比的圖。
[0019] 圖9是示出本發(fā)明的實施方式1的生成第1分支的占空指令的控制框圖。
[0020]圖10是示出本發(fā)明的實施方式1的生成第2分支的占空指令上限的控制框圖。
[0021]圖11是示出本發(fā)明的實施方式1的生成第2分支的基本占空指令的控制框圖。
[0022] 圖12是示出本發(fā)明的實施方式1的生成第2分支的占空指令的控制框圖。
[0023] 圖13是說明本發(fā)明的實施方式1的電力變換裝置中的使用了鋸齒波的選通信號的 生成的波形圖。
[0024] 圖14是示出本發(fā)明的實施方式1的生成第1分支的選通信號的控制框圖。
[0025] 圖15是示出本發(fā)明的實施方式1的生成第2分支的選通信號的控制框圖。
[0026] 圖16是說明本發(fā)明的實施方式2的電力變換裝置中的使用了三角波的選通信號的 生成的波形圖。
[0027] 圖17是示出本發(fā)明的實施方式2的生成第1分支的選通信號的控制框圖。
[0028] 圖18是示出本發(fā)明的實施方式2的生成第2分支的選通信號的控制框圖。
【具體實施方式】
[0029] 實施方式1.
[0030] 以下對本發(fā)明的實施方式1的電力變換裝置進(jìn)行說明。圖1是本發(fā)明的實施方式1 的電力變換裝置的概略結(jié)構(gòu)圖。
[0031] 如圖1所示，電力變換裝置具備:主電路，其用于將交流電源1的交流電力變換為直 流電流并輸出到作為直流電路的電池10;以及控制電路11。
[0032] 主電路具備對來自交流電源1的輸入進(jìn)行整流的整流電路2、作為限流電路的電抗 器3、逆變器電路4、絕緣變壓器6、第2整流電路7、作為第2電抗器的平滑電抗器8以及平滑電 容器9。
[0033] 整流電路2是對4個二極管201~204全橋配置而成的二極管整流電路。逆變器電路 4是在直流母線之間(PN母線之間）并聯(lián)連接第1分支A、第2分支B以及直流電容器5而構(gòu)成的 全橋逆變器電路，其中，所述第1分支A是串聯(lián)連接第1開關(guān)元件401以及第2開關(guān)元件402并 將其連接點作為第1交流端4a的分支，所述第2分支B是串聯(lián)連接第3開關(guān)元件403以及第4開 關(guān)元件404并將其連接點作為第2交流端4b的分支。
[0034]該情況下，第2整流電路7是對4個二極管701~704全橋配置而成的二極管整流電 路，不過也可以使用其他的二極管的整流方式或者使用有源元件的整流方式。
[0035]絕緣變壓器6具有初次繞組6a以及次級繞組6b，并對該初級繞組6a兩端連接逆變 器電路4的第1交流端4a、第2交流端4b，對次級繞組6b的兩端連接第2整流電路7的交流端 子。
[0036] 另外，在絕緣變壓器6的初級側(cè)，交流電源1的輸出與整流電路2的交流端子連接， 所述整流電路2的正極側(cè)直流端子2a經(jīng)由電抗器3與逆變器電路4的第1交流端4a連接。整流 電路2的負(fù)極側(cè)直流端子2b連接于逆變器電路4的負(fù)極側(cè)直流母線（以下稱作N母線）。
[0037] 在絕緣變壓器6的次級側(cè)，平滑電容器9與電池 10并聯(lián)連接，第2整流電路7的第1直 流輸出端子經(jīng)由平滑電抗器8與平滑電容器9的第1端子連接，第2整流電路7的第2直流輸出 端子與平滑電容器9的第2端子連接。
[0038]第1開關(guān)元件401~第4開關(guān)元件404分別由與二極管401a~二極管404a反向并聯(lián) 連接的IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，絕緣柵門極晶體管）構(gòu)成。
[0039]另外，第1開關(guān)元件401~第4開關(guān)元件404除了 IGBT以外，也可以是在源極與漏極 之間內(nèi)置有二極管的M0SFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor:金 屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管)等半導(dǎo)體開關(guān)元件。而且，在使用MOSFET的情況下，也可以 將內(nèi)置二極管用于二極管401a~二極管404a。
[0040] 另外，電抗器3與整流電路2的正極側(cè)直流端子2a連接，不過也可以與負(fù)極側(cè)直流 端子2b連接，還可以與整流電路2的正極側(cè)直流端子2a、負(fù)極側(cè)直流端子2b這兩方分布式連 接。
[0041] 進(jìn)而，作為直流電路，除電池 10之外，只要是需要與來自交流電源1的輸入絕緣的 直流負(fù)載即可，例如也可以由雙層電容器等構(gòu)成。
[0042] 另外，本發(fā)明具備:檢測交流電源1的電壓Vac的電壓傳感器、檢測直流電容器5的 電壓Vdc的電壓傳感器、檢測平滑電容器9的電壓Vbat的電壓傳感器；以及檢測電流iac的電 流傳感器、檢測流向電池 IO的充電電流(直流電流）ibat的電流傳感器，其中，所述電流iac 是從交流電壓1流經(jīng)整流電路2的電路電流。該情況下，檢測流過電抗器3的電流并將其作為 電流iac〇
[0043] 將檢測到的直流電容器電壓Vdc、平滑電容器電壓Vbat、交流電源電壓(交流電壓） Vac、電流iac以及充電電流ibat輸入到控制電路11，控制電路11根據(jù)這些數(shù)值進(jìn)行高頻PWM 控制，從而生成對第1開關(guān)元件401~第4開關(guān)元件404的選通信號Gl~G4,對逆變器電路4進(jìn) 行輸出控制。此時，控制電路11以使來自交流電源1的輸入功率因數(shù)大致為1，即以對電流 iac進(jìn)行高功率因數(shù)控制的方式，生成對第1分支A的選通信號GA(G1、G2)，控制電路11以使 直流電容器5的電壓Vdc成為目標(biāo)電壓Vdc*的方式生成對第2分支B的GB(G3、G4)，從而使第1 開關(guān)元件401~第4開關(guān)元件404導(dǎo)通/斷開，對逆變器電路4進(jìn)行輸出控制。
[0044]以下對這樣構(gòu)成的電力變換裝置的動作，也就是將直流電力輸出到電池10的動作 進(jìn)行說明。
[0045]圖2是示出對第1開關(guān)元件401~第4開關(guān)元件404的選通信號Gl~G4、電流iac以及 直流電容器5的電壓Vdc。另外，將目標(biāo)電壓Vdc*設(shè)定得高于交流電源1的電壓Vac的峰值電 壓Vp，直流電容器5的電壓Vdc被控制得高于峰值電壓Vp。
[0046]因為來自交流電源1的電壓Vac在整流電路2中被全波整流，所以以交流周期的2倍 周期進(jìn)行動作。第1分支A的第1開關(guān)元件401、第2開關(guān)元件402通過PffM控制來控制電流iac， 以使來自交流電源1的輸入電流量保持恒定，并且使輸入功率因數(shù)大致為1，其中，所述第1 分支A的第1開關(guān)元件401、第2開關(guān)元件402根據(jù)選通信號G1、G2進(jìn)行動作。另外，第2分支B的 第3開關(guān)元件403、第4開關(guān)元件404進(jìn)行控制以調(diào)整對電池10供給的電力量和直流電容器5 的充放電量，而使直流電容器5的電壓Vdc成為恒定的目標(biāo)電壓Vdc*，其中，所述第2分支B的 第3開關(guān)元件403、第4開關(guān)元件404根據(jù)選通信號G3、G4進(jìn)行動作。以下，將控制電流iac以使 來自交流電源1的輸入功率因數(shù)大致為1的情況簡稱為電流控制。
[0047]如圖2所示，將第1開關(guān)元件401~第4開關(guān)元件404的驅(qū)動周期設(shè)為T時，驅(qū)動周期T 分割為to~tl、tl~t2、t2~t3、t3~t4(t0)這4個期間，將各期間的動作模式設(shè)為第1模式 ~第4模式。
[0048] t0( = t4)時，利用選通信號Gl動作的第1開關(guān)元件401導(dǎo)通，利用選通信號G2動作 的第2開關(guān)元件402斷開。此時，利用選通信號G4動作的第4開關(guān)元件404也同時導(dǎo)通。
[0049] tl時，第4開關(guān)元件404斷開。
[0050] t2時，第1開關(guān)元件401斷開而第2開關(guān)元件402導(dǎo)通。此時，利用選通信號G3動作的 第3開關(guān)元件403也同時導(dǎo)通。
[00511 t3時，第3開關(guān)元件403斷開。
[0052]圖3~圖6示出用于說明各期間的每個動作模式的動作的電流路徑圖。另外，電流 路徑圖示出逆變器電路4中的電流路徑。該情況下，流入電抗器3的電流iac從交流電源1經(jīng) 由整流電路2流過電抗器3并輸入到逆變器電路4的第1交流端4a。
[0053] t0~tl中的第1模式下，第1開關(guān)元件401、第4開關(guān)元件404都是導(dǎo)通狀態(tài)，電流以 圖3示出的電流路徑流動。即，流過電抗器3的電流iac流入絕緣變壓器6的初級繞組6a，經(jīng)由 第4開關(guān)元件404返回到輸入側(cè)。另外，電流從直流電容器5經(jīng)由第1開關(guān)元件401流向初級繞 組6a，并經(jīng)由第4開關(guān)元件404返回到直流電容器5。
[0054] 在該第1模式下，第1開關(guān)元件401是導(dǎo)通狀態(tài)，所以電抗器3的逆變器電路4側(cè)的電 位固定為電壓Vdc。直流電容器5的電壓Vdc被控制得高于交流電源1的電壓Vac的峰值電壓 Vp，流入電抗器3的電流iac減少。另外，直流電容器5中對電流進(jìn)行放電，所以電壓Vdc降低。
[0055] tl~t2中的第2模式下，只有第1開關(guān)元件401是導(dǎo)通狀態(tài)，電流以圖4示出的電流 路徑流動。即，流過電抗器3的電流iac經(jīng)由第1開關(guān)元件401流入直流電容器5。第2開關(guān)元件 402~第4開關(guān)元件404是斷開狀態(tài)，所以不存在上述以外的電流路徑。
[0056]在該第2模式下，第1開關(guān)元件401是導(dǎo)通狀態(tài)，所以電抗器3的逆變器電路4側(cè)的電 位固定為電壓Vdc。直流電容器5的電壓Vdc被控制得高于交流電源1的電壓Vac的峰值電壓 Vp，流入電抗器3的電流iac減少。另外，直流電容器5中對電流進(jìn)行充電，所以電壓Vdc增加。 [0057] t2~t3中的第3模式下，第2、第3開關(guān)元件402、403都是導(dǎo)通狀態(tài)，電流以圖5示出 的電流路徑流動。即，流過電抗器3的電流iac經(jīng)由第2開關(guān)元件402回流到輸入側(cè)。另外，電 流從直流電容器5經(jīng)由第3開關(guān)元件403流向初級繞組6a，并經(jīng)由第2開關(guān)元件402返回到直 流電容器5。
[0058]在該第3模式下，第2開關(guān)元件402是導(dǎo)通狀態(tài)，所以電抗器3的逆變器電路4側(cè)的電 位固定為N母線的電位0，流入電抗器3的電流iac增加。另外，直流電容器5中對電流進(jìn)行放 電，所以電壓Vdc降低。
[0059] t3~t4( = t0)中的第4模式下，只有第2開關(guān)元件402是導(dǎo)通狀態(tài)，電流以圖6示出 的電流路徑進(jìn)行流動。即，流過電抗器3的電流iac經(jīng)由第2開關(guān)元件402回流到輸入側(cè)。第1 開關(guān)元件401、第3開關(guān)元件403、第4開關(guān)元件404是斷開狀態(tài)，所以不存在上述以外的電流 路徑。
[0060] 所述第4模式下，第2開關(guān)元件402是導(dǎo)通狀態(tài)，所以電抗器3的逆變器電路4側(cè)的電 位固定為N母線的電位0，流入電抗器3的電流iac增加。另外，直流電容器5中沒有電流的充 放電，所以電壓Vdc不變。
[0061] 第1模式以及第3模式下，電流流入絕緣變壓器6,并且在第1模式與第3模式中流入 初級繞組6a的電流極性發(fā)生反轉(zhuǎn)。即，對絕緣變壓器6輸入交流電源，利用與次級繞組6b連 接的第2整流電路將交流電力變換為直流電力，利用平滑電抗器8以及平滑電容器9對直流 電力進(jìn)行平滑并供給到電池10。這樣，通過第1模式以及第3模式對電池10供給直流電力。
[0062] 另外，在第1模式與第3模式中，電流以相反的極性流入絕緣變壓器6,所以為了抑 制絕緣變壓器6的磁偏現(xiàn)象，將第1模式與第3模式的期間設(shè)定為相等。即，第4開關(guān)元件404 的導(dǎo)通期間與第3開關(guān)元件403的導(dǎo)通期間相等，占空比被控制為相等。
[0063]如圖2所示，第1開關(guān)元件401與第2開關(guān)元件402之間是導(dǎo)通/斷開反轉(zhuǎn)的控制，第1 開關(guān)元件401的導(dǎo)通期間內(nèi)電流iac減少，第2開關(guān)元件402的導(dǎo)通期間內(nèi)電流iac增加。通過 調(diào)整圖2中的t2即調(diào)整第1開關(guān)元件401、第2的開關(guān)元件402的占空比，能夠調(diào)整電流iac的 增減，從而實現(xiàn)電流控制。
[0064]另外，第4開關(guān)元件404只在第1開關(guān)元件401的導(dǎo)通期間內(nèi)具有導(dǎo)通期間，第3開關(guān) 元件403只在第2開關(guān)元件402的導(dǎo)通期間內(nèi)具有導(dǎo)通期間。而且，第3開關(guān)元件403、第4開關(guān) 元件404的導(dǎo)通期間內(nèi)電壓Vdc降低，在僅第1開關(guān)元件401的導(dǎo)通期間內(nèi)電壓Vdc增加。通過 調(diào)整圖2中的t3、tl，即調(diào)整第3開關(guān)元件403、第4開關(guān)元件404的占空比，調(diào)整直流電容器5 的電壓Vdc的增減從而使其維持于目標(biāo)電壓Vdc*。
[0065] 這樣，通過分別使用個別的開關(guān)元件的占空比進(jìn)行電流iac的電流控制與電壓Vdc 的電壓控制，一邊同時實現(xiàn)電流控制和電壓控制一邊對電池1 〇供給直流電力，其中，所述電 流iac的電流控制使用了第1分支A的第1開關(guān)元件401、第2開關(guān)元件402,所述電壓Vdc的電 壓控制使用了第2分支B的第3開關(guān)元件403、第4開關(guān)元件404。以下詳細(xì)敘述所述電流控制 與電壓控制的詳情。
[0066] 首先，t2是根據(jù)電流控制而確定的定時，第1開關(guān)元件401的每個驅(qū)動周期T的導(dǎo)通 期間（t〇-t2)即占空比Dl以（式1)表示。并且，第2開關(guān)元件402的每個驅(qū)動周期T的導(dǎo)通期間 (t2-t4)即占空比D2以（式2)表示。其中，vac是交流電源1的電壓波形，Vdc是直流電容器5的 電壓。
[0067] Dl =vac/Vdc···(式1)
[0068] D2 = (Vdc_vac)/Vdc···(式2)
[0069]以基于上述(式1)、（式2)的占空比驅(qū)動第1開關(guān)元件401、第2開關(guān)元件402。
[0070]另外，第4開關(guān)元件404與第1開關(guān)元件401同時導(dǎo)通，第3開關(guān)元件403與第2開關(guān)元 件402同時導(dǎo)通，第4開關(guān)元件404的導(dǎo)通期間（t〇-tl)與第3開關(guān)元件403的導(dǎo)通期間（t2-t3)相等。第3開關(guān)元件403、第4開關(guān)元件404的每個驅(qū)動周期T的導(dǎo)通期間即占空比D3、占空 比D4以（式3)表示。其中，Vbat是平滑電容器9的電壓，Nl是絕緣變壓器6的初次繞組6a的匝 數(shù)，N2是絕緣變壓器6的次級繞組6b的匝數(shù)。
[0071] D3 = D4=(l/2) · (Vbat/Vdc) · (N2/N1)···(式3)
[0072] 另外，第4開關(guān)元件404只在第1開關(guān)元件401的導(dǎo)通期間內(nèi)具有導(dǎo)通期間，第3開關(guān) 元件403只在第2開關(guān)元件402的導(dǎo)通期間內(nèi)具有導(dǎo)通期間。因此，占空比D3、D4總是比占空 比D1、D2小，t0~t4的關(guān)系為t0彡tl$t2、t2彡t3彡t4。
[0073] 圖7示出第1分支A的占空比Dl、D2的概略占空軌跡圖與作為第2分支B的占空比D3 (D4)的上限的DlinuDlim的各點是該相位的min(Dl，D2)，即，Dlim是D1、D2的較小一方的占 空比。
[0074] 如圖7所示，Dl在交流電壓的過零相位0、π為〇,在相位jt/2為峰值。因此，在相位0、π 附近01丨111 = 01。該情況下，在相位31/2附近，02〈01，01;[111 = 02。
[0075]另外，相位V2時的Dlim的值Da以（式4)表示。其中，Vp是交流電壓Vac的峰值電壓。
[0076] Da=min(Vp/Vdc，（Vdc_Vp)/Vdc)···(式4)
[0077] 通過使占空比D3(D4)小于Dlim，能調(diào)整第1模式以及第3模式的期間從而實現(xiàn)電壓 Vdc的控制，其中，所述第1模式以及第3模式的期間是向絕緣變壓器6的電流流通期間。此 處，用以下的式子示出能夠控制電壓Vdc的條件，即可控制條件。
[0078] D3(D4)〈Da
[0079] 即，
[0080]
[0081] …（式5)
[0082] 圖8是示出第2分支B的占空比D3(D4)的圖。在滿足以上述(式5)示出的可控制條件 時，將通過(式3)運算出的D3(D4)的值設(shè)為基本占空比D3a。即，
[0083] D3a〈Dlim 時，D3(D4)=D3a
[0084] D3a 彡 Dlim 時，D3(D4)=Dlim。
[0085] 在交流電壓的過零相位0、3i附近，Dlim理論上無限趨近于0。因此，在D3(D4)的運算 值為Dlim以上的相位范圍，將D3(D4)設(shè)定為Dlim的值。在除此以外的相位范圍，根據(jù)上述可 控制條件，D3(D4)比Dlim小。由此，能夠在全部相位中使占空比D3(D4)小于Dlim，能夠控制 電壓Vdc 0
[0086]這樣，不管相位如何，都能夠使第2分支B的第3開關(guān)元件403、第4開關(guān)元件404的占 空比D3(D4)小于第1分支A的第1開關(guān)元件401的占空比Dl、第2開關(guān)元件402的占空比D2,能 夠?qū)㈦妷篤dc控制為恒定的目標(biāo)電壓Vdc*。該電壓控制是控制輸出電力量而控制電壓Vdc的 輸出電力控制。
[0087] 由此，通過第1分支A的占空比控制進(jìn)行電流控制，通過第2分支B的占空比控制進(jìn) 行輸出電力控制，即能夠利用全橋結(jié)構(gòu)的一個逆變器電路4實現(xiàn)電流控制與輸出電力控制。
[0088] -般，在與單相系統(tǒng)連接的單相逆變器中，在直流部產(chǎn)生交流頻率的2倍頻的電壓 脈動。本實施方式中，在逆變器電路4的驅(qū)動周期T內(nèi)進(jìn)行直流電容器5的充電與放電，所以 所產(chǎn)生的電壓脈動基于驅(qū)動周期T，特別是由第2模式中的充電期間規(guī)定。因此，逆變器電路 4中，不產(chǎn)生交流頻率的2倍頻的電壓脈動，能夠大幅降低直流電容器5的電容量，能夠?qū)⒅?流電容器5小型化。
[0089] 交流電源1中，功率因數(shù)為1的電壓vac與電流iac以（式6)、（式7)定義。交流電源1 的電力Pac為(式8)。該實施方式中，以（式8)示出的電力Pac全部被傳送給電池10。在電池10 是恒定的電壓Vbat時，向電池10供給的電流ibat為(式9)，具有交流頻率的2倍頻的脈動分 量。其中，Vac是交流電源1的電壓有效值，Iac是交流電源1的電流有效值。
[0090] "·（式 6 )
[0091] …（式 7)
[0092] Pac = Vac · Iac( l_cos(2 ω t))…（式8)
[0093] ibat = (Vac/Vbat) · Iac( l_cos(2 ω t))…（式9)
[0094] 接下來，對生成用于進(jìn)行電流控制與電壓控制的占空比Dl~D4的指令值進(jìn)行說 明。以下，將占空比的指令值稱為占空指令。
[0095] 圖9是示出利用控制電路11生成第1分支A的占空指令的控制框圖。D1*、D2*是用于 對第1開關(guān)元件401、第2開關(guān)元件402進(jìn)行PffM控制的占空指令。通過該占空指令D1*、D2*控 制來自交流電源1的電流量，并且控制電流i ac以使來自交流電源1的輸入功率因數(shù)大致為 1〇
[0096]如圖9所示，將同步于交流電源1的電壓Vac的正弦波的電流指令（目標(biāo)正弦波電 流)iac*與所檢測到的電流iac之差20作為反饋量，將PI控制后的輸出21除以電壓Vdc，從而 求出第2開關(guān)元件402的基準(zhǔn)占空指令22。然后，對基準(zhǔn)占空指令22相加前饋項23來作為第2 開關(guān)元件402的占空指令D2*。前饋項23是以上述(式2)示出的（Vd C-vaC)/Vdc，并且按照交 流電源1的相位針對逆變器電路4的每個驅(qū)動周期來確定。另外，將1減去占空指令D2*而得 到的值作為第1開關(guān)元件401的占空指令D1*。
[0097]圖10是示出生成作為第2分支B的占空指令上限的Dlim的控制框圖。如圖10所示， D1*、D2*被輸入到選擇器24,并且還被輸入到比較器25。選擇器24根據(jù)來自比較器25的比較 信號25a，將D1*、D2*中的某一方作為Dlim輸出。
[0098]當(dāng)D2*是Dl*以上的值時，來自比較器25的比較信號25a為H，選擇器24將Dl*作為 Dlim輸出。當(dāng)D2*是小于Dl*的值時，來自比較器25的比較信號25a為L，選擇器24將D2*作為 Dlim輸出。
[0099] 圖11是示出生成第2分支B的基本占空指令的控制框圖。D3a*是以圖8示出的基本 占空比D3a的指令值，即，是基本占空指令。所述基本占空指令D3a*被運算為控制輸出電力 量而將電壓Vdc維持為目標(biāo)電壓Vdc*。
[0100] 如圖11所示，將直流電容器5的目標(biāo)電壓Vdc*與所檢測到的電壓Vdc之差30作為反 饋量，將PI控制了的輸出作為向電池10的輸出電流指令值31。通過增益調(diào)整器34調(diào)整輸出 33,生成基準(zhǔn)占空指令D3a*，該輸出33是將把該電流指令值31與所檢測到的電流ibat的差 值32作為反饋量并PI控制而得到的輸出。
[0101] 圖12是示出生成第2分支B的占空指令的控制框圖。D3*(=D4*)是用于對第3開關(guān) 元件403、第4開關(guān)元件404進(jìn)行PffM控制的占空指令。
[0102]如圖12所示，基本占空指令D3a*與Dlim被輸入到選擇器35,并且被輸入到比較器 36。選擇器35根據(jù)來自比較器36的比較信號36a，將D3a*、Dlim中的某一方作為D3*輸出。 [0103] 當(dāng)D3a*是Dlim以上的值時，來自比較器36的比較信號36a為H，選擇器35將Dlim作 為D3*輸出。當(dāng)D3a*是小于Dlim的值時，來自比較器36的比較信號36a為L，選擇器35將D3a* 作為D3*輸出。
[0104] 接下來，以下根據(jù)圖13~圖15對選通信號Gl~G4的生成進(jìn)行說明，其中，所述選通 信號Gl~G4對逆變器電路4的第1開關(guān)元件401~第4開關(guān)元件404進(jìn)行控制。圖13是說明生 成選通信號Gl~G4的波形圖，圖14是示出生成第1分支A的選通信號G1、G2的控制框圖，圖15 是示出生成第2分支B的選通信號G3、G4的控制框圖。
[0105] 如圖13所示，選通信號Gl~G4通過P麗控制而生成，其中，所述P麗控制使用了第1 分支A、第2分支B的占空指令與載波，該情況下，作為所述載波使用鋸齒波38。作為第1分支A 的占空指令使用D2*，作為第2分支B的占空指令使用D3*(=D4*)。另外，生成各選通信號Gl ~G4所使用的鋸齒波38是相同相位、相同值的波形。
[0106] 如圖14所示，第1分支A的選通信號生成器39具備兩個比較器39a、39b，分別比較 D2*與鋸齒波38而生成選通信號G2、G1。
[0107]在D2*為鋸齒波38的值以上的期間（ttO~tt2)，選通信號G2為H，將第2開關(guān)元件 402設(shè)為導(dǎo)通狀態(tài)。另外，在鋸齒波38的值為D2*以上的期間（tt2~tt4( = tt0))，選通信號 Gl為H，將第1開關(guān)元件401設(shè)為導(dǎo)通狀態(tài)。
[0108] 如圖15所示，生成第2分支B的選通信號G3的選通信號生成器40具備一個比較器 40a。另外，使用選通信號生成器41與AND電路(邏輯與電路)43生成選通信號G4,其中，所述 選通信號生成器41具備兩個比較器41a、41b。
[0109] 在生成選通信號G3的選通信號生成器40中，比較器40a比較D3*與鋸齒波38而生成 選通信號G3。在D3*為鋸齒波38的值以上的期間（ttO~ttl)，選通信號G3為H，將第3開關(guān)元 件403設(shè)為導(dǎo)通狀態(tài)。另外，選通信號G2、G3都在ttO時上升，即，選通信號脈沖上升同步。 [0110] 在選通信號生成器41中，比較器41a將相加 D2*與D3*得到的和42與鋸齒波38進(jìn)行 比較，比較器41b將鋸齒波38與D2*進(jìn)行比較。將來自兩個比較器41a、41b的比較信號輸入到 AND電路43，AND電路43生成邏輯與并輸出選通信號G4。選通信號G4從鋸齒波38變?yōu)镈2*以上 的值的定時（tt2)開始，在基于D3*的選通信號G3的脈寬Wl的范圍為H，在期間（tt2~tt3)， 將第4開關(guān)元件404設(shè)為導(dǎo)通狀態(tài)。另外，選通信號Gl、G4都在tt2時上升，即，選通信號脈沖 的上升同步。
[0111] 另外，圖13中的《0、《1、《2、《3是與圖2中七233、七4(切）31--對應(yīng)的。即，ttO ~ttl、ttl~tt2、tt2~tt3、tt3~tt4(t0)的各期間的動作模式依次為第3模式、第4模式、 第1模式、第2模式。
[0112] 如上所述，本實施方式中，調(diào)整占空比D1、D2而對第1分支A進(jìn)行PffM控制，從而對從 交流電源1經(jīng)由整流電路2流過的電流i ac進(jìn)行高功率因數(shù)控制;將占空比D3 (D4)調(diào)整為占 空比Dl、D2以下的值而對第2分支B進(jìn)行PffM控制，從而控制直流電容器5的電壓Vdc并對輸出 到絕緣變壓器6的次級側(cè)的電力進(jìn)行控制。由此，能夠通過全橋結(jié)構(gòu)的一個逆變器電路4實 現(xiàn)電流控制與輸出電力控制，并能實現(xiàn)電力變換裝置的簡化、小型化。
[0113] 另外，控制電路11以同步的相等的驅(qū)動周期T對第1分支A以及第2分支B進(jìn)行PffM控 制，生成控制第1分支A的占空指令D1*、D2*，以使電流iac成為目標(biāo)正弦波電流即電流指令 iac*，生成控制第2分支B的占空指令D3*(D4*)，以使直流電容器5的電壓Vdc成為目標(biāo)電壓 Vdc*，其中，所述目標(biāo)電壓Vdc*高于交流電源1的峰值電壓Vp。由此，能以良好的可靠性實現(xiàn) 電流iac的高功率因數(shù)控制與輸出電力控制，其中，所述輸出電力控制將電壓Vdc維持為目 標(biāo)電壓Vdc*。
[0114] 另外，為了將占空比D3、D4控制為相等，對絕緣變壓器6的磁偏進(jìn)行抑制，其中，所 述占空比D3、D4對第2分支B的第3開關(guān)元件403、第4開關(guān)元件404進(jìn)行控制。進(jìn)而，將第1開關(guān) 元件401、第2開關(guān)元件402的占空比Dl、D2中的較小一方作為上限D(zhuǎn)lim，對占空比D3、D4進(jìn)行 限制。因此，能夠?qū)⒌?開關(guān)元件404控制為只在第1開關(guān)元件401的導(dǎo)通期間內(nèi)具有導(dǎo)通期 間，將第3開關(guān)元件403控制為只在第2開關(guān)元件402的導(dǎo)通期間內(nèi)具有導(dǎo)通期間。因此，能準(zhǔn) 確控制直流電容器5的充電與放電的期間，能夠以良好的可靠性將電壓Vdc控制為目標(biāo)電壓 Vdc^0
[0115] 另外，使用鋸齒波38作為第1分支A、第2分支B的PffM控制的載波，并且以使對第1開 關(guān)元件401的選通信號脈沖的上升與第4開關(guān)元件404的選通信號脈沖的上升同步、使對第2 開關(guān)元件402的選通信號脈沖的上升與對第3開關(guān)元件403的選通信號脈沖的上升同步的方 式生成選通信號Gl~G4。因此，可在高功率因數(shù)控制的制約條件內(nèi)自由調(diào)整第2分支B的占 空比D3(D4)，能夠以良好的可靠性獨立實現(xiàn)高功率因數(shù)控制與輸出電力控制，進(jìn)一步提高 傳輸電力的質(zhì)量，能夠?qū)崿F(xiàn)可靠性更高的電力變換裝置的輸出控制。
[0116] 另外，在所述實施方式中，在逆變器電路4的驅(qū)動周期T內(nèi)進(jìn)行直流電容器5的充電 與放電，所以電壓脈動基于所述驅(qū)動周期T。因此，電力脈動全部被傳送到絕緣變壓器6的次 級側(cè)的電池10,無需用直流電容器5來擔(dān)保交流電源周期的2倍頻的電力脈動，其中，所述電 力脈動是以由交流電源1產(chǎn)生的交流電源周期的2倍頻率脈動的電力脈動。直流電容器5只 擔(dān)保起因于逆變器電路4的驅(qū)動周期T的充放電即可，通過大幅降低電容量來實現(xiàn)裝置結(jié)構(gòu) 的小型化。
[0117]另外，在上述實施方式中，示出的是使對第1開關(guān)元件401、第4開關(guān)元件404的選通 信號脈沖的上升同步，并使對第2、第3開關(guān)元件402、403的選通信號脈沖的上升同步的情 況，但也可以設(shè)為使二者的選通信號脈沖的下降同步的方式。
[0118]另外，也可以對第1分支A的第1開關(guān)元件401、第2開關(guān)元件402的開關(guān)設(shè)置防止短 路用的空載時間。同樣地，也可以對第2分支B的第3開關(guān)元件403、第4開關(guān)元件404的開關(guān)設(shè) 置防止短路用的空載時間。
[0119] 另外，在將電抗器3與負(fù)極側(cè)直流端子2b連接的情況下，或者將電抗器3與整流電 路2的正極側(cè)直流端子2a、負(fù)極側(cè)直流端子2b這雙方分布式連接的情況下，與上述實施方式 相同，通過PWM控制第1分支A而進(jìn)行電流控制，通過PffM控制第2分支B而對直流電容器5的電 壓Vdc進(jìn)行電壓控制，也能得到與上述實施方式相同的效果。
[0120] 另外，上述實施方式方式中，電力變換裝置構(gòu)成為具有絕緣變壓器6的次級側(cè)結(jié) 構(gòu)，即構(gòu)成為具有第2整流電路7、平滑電抗器8以及平滑電容器9的結(jié)構(gòu)，但該次級側(cè)電路不 局限于該結(jié)構(gòu)，也可以不在電力變換裝置內(nèi)設(shè)置，而連接在其他裝置中構(gòu)成的次級側(cè)電路 來使用。
[0121] 實施方式2.
[0122] 以下，對本發(fā)明的實施方式2的電力變換裝置進(jìn)行說明。上述實施方式1中，將鋸齒 波38用于逆變器電路4的PWM控制的載波，而本實施方式2中，將三角波用于載波。本實施方 式2的電力變換裝置關(guān)于主電路結(jié)構(gòu)以及各占空比指令Dl*~D4*的生成與上述實施方式1 相同。
[0123] 以下，根據(jù)圖16~圖18對本實施方式2中的選通信號Gl~G4的生成進(jìn)行說明，其 中，所述選通信號Gl~G4對逆變器電路4的第1開關(guān)元件401~第4開關(guān)元件404進(jìn)行控制。圖 16是說明生成選通信號Gl~G4的波形圖；圖17是示出生成第1分支A的選通信號G1、G2的控 制框圖；圖18是示出生成第2分支B的選通信號G3、G4的控制框圖。
[0124] 如圖16所示，選通信號Gl~G4通過P麗控制而生成，其中，所述P麗控制使用了第1 分支A、第2分支B的占空指令與載波，該情況下，將上述載波用于三角波50。作為第1分支A的 占空指令使用D2*，作為第2分支B的占空指令使用D3*(=D4*)。另外，生成各選通信號Gl~ G4所使用的三角波50是相同的。
[0125] 如圖17所示，第1分支A的選通信號生成器51具備兩個比較器51a、51b，分別比較 D2*與三角波50而生成選通信號G2、G1。
[0126] 在D2*為三角波50的值以上的期間（t0~t2，t5~t7(t0))，選通信號G2為H，將第2 開關(guān)元件402設(shè)為導(dǎo)通狀態(tài)。另外，在三角波50的值為D2*以上的期間（t2~t5)，選通信號Gl 為H，將第1開關(guān)元件401設(shè)為導(dǎo)通狀態(tài)。
[0127] 如圖18所示，第2分支B的選通信號生成器52具備兩個比較器52a、52b。所述比較器 52a將D3*與三角波50比較而生成選通信號G3。在D3*為三角波50的值以上的期間（t6~t0 (t7)~tl)，選通信號G3為H，將第3開關(guān)元件403設(shè)為導(dǎo)通狀態(tài)。另外，選通信號G2、G3的選通 信號脈沖的中心在三角波50的波谷相位同步。
[0128] 比較器52b將三角波50與占空比指令（1-D3*)進(jìn)行比較而生成選通信號G4,其中， 所述占空比指令（1-D3*)是1減去D3*而得到的值。在三角波50為（1-D3*)以上的期間（t3~ t4)，選通信號G4為H，將第4開關(guān)元件404設(shè)為導(dǎo)通狀態(tài)。選通信號G3、G4的選通信號脈沖的 脈寬W2相等，第3開關(guān)元件403、第4開關(guān)元件404的導(dǎo)通期間的長度相等。另外，選通信號G1、 G4的選通信號脈沖的中心在三角波50的波峰相位同步。
[0129] 如上所述，在本實施方式2中，也調(diào)整占空比D1、D2而對第1分支A進(jìn)行Pmi控制，從 而對從交流電源1經(jīng)由整流電路2流過的電流iac進(jìn)行高功率因數(shù)控制;過將占空比D3 (D4) 調(diào)整為占空比Dl、D2以下的值而對第2分支B進(jìn)行PWM控制，從而控制直流電容器5的電壓Vdc 并對輸出到絕緣變壓器6的次級側(cè)的電力進(jìn)行控制。由此，與上述實施方式1相同，能夠通過 全橋結(jié)構(gòu)的一個逆變器電路4實現(xiàn)電流控制與輸出電力控制，能實現(xiàn)電力變換裝置的簡化、 小型化。
[0130]另外，將三角波50用于第1分支A、第2分支B的PffM控制的載波，并且以使對第1開關(guān) 元件401的選通信號脈沖的中心與對第4開關(guān)元件404的選通信號脈沖的中心在三角波50的 波峰相位同步、使對第2開關(guān)元件402的選通信號脈沖中心與對第3開關(guān)元件403的選通信號 脈沖的中心在三角波50的波谷相位同步的方式生成選通信號Gl~G4。因此，可在高功率因 數(shù)控制的制約條件內(nèi)自由調(diào)整第2分支B的占空比D3(D4)，能夠以良好的可靠性獨立實現(xiàn)高 功率因數(shù)控制與輸出電力控制，進(jìn)一步提高傳輸電力的質(zhì)量，能夠?qū)崿F(xiàn)可靠性更高的電力 變換裝置的輸出控制。
[0131]另外，通過將三角波50用于載波，第2模式與第4模式的合計期間即未向絕緣變壓 器6傳輸電力的期間，在驅(qū)動周期T中以三角波50的峰值相位為中心而對稱。因此，如下兩個 電流量相等:在第1模式下在絕緣變壓器6中流通電流之后，在第2模式下變壓器電流減少時 流過第4開關(guān)元件404的電流量；以及在第3模式下在絕緣變壓器6中流通電流之后，在第4模 式下變壓器電流減少時流過第3開關(guān)元件403的電流量。由此，第3開關(guān)元件403、第4開關(guān)元 件404的損耗均勻，能簡化散熱結(jié)構(gòu)，能促進(jìn)電力變換裝置小型化。
[0132]另外，本發(fā)明能夠在發(fā)明的范圍內(nèi)自由組合各實施方式，或者將各實施方式進(jìn)行 適當(dāng)變形、省略。
【主權(quán)項】
1. 一種電力變換裝置，具備： 整流電路，對多個二極管全橋配置而成，對來自交流電源的輸入進(jìn)行整流； 電抗器，與所述整流電路的直流端子連接； 逆變器電路，在直流母線之間并聯(lián)連接第1分支、第2分支以及直流電容器而構(gòu)成，所述 第1分支是串聯(lián)連接第1開關(guān)元件以及第2開關(guān)元件并將其連接點作為第1交流端的分支，所 述第2分支是串聯(lián)連接第3開關(guān)元件以及第4開關(guān)元件并將其連接點作為第2交流端的分支， 所述第1交流端與所述整流電路的正極側(cè)直流端子連接，負(fù)極側(cè)直流母線與所述整流電路 的負(fù)極側(cè)直流端子連接； 絕緣變壓器，具有初級繞組、次級繞組，對該初級繞組的兩端連接所述逆變器電路的所 述第1交流端、所述第2交流端；以及 控制電路，對所述逆變器電路進(jìn)行輸出控制， 所述控制電路通過所述第1分支的PWM控制，對從所述交流電源經(jīng)由所述整流電路而流 過的電路電流進(jìn)行高功率因數(shù)控制，通過所述第2分支的PWM控制，控制所述直流電容器的 電壓而控制輸出到所述絕緣變壓器的次級側(cè)的電力，其中，所述第2分支的PWM控制使用了 所述第1分支的占空比以下的占空比。2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的電力變換裝置，其特征在于，具備： 第2整流電路，與所述絕緣變壓器的所述次級繞組連接；以及 第2電抗器，與該第2整流電路的直流端子連接， 所述控制電路通過對所述第2分支進(jìn)行PWM控制，控制對與所述第2整流電路連接的直 流電路的輸出電力。3. 根據(jù)權(quán)利要求1或者權(quán)利要求2所述的電力變換裝置，其特征在于， 所述控制電路 以同步且相等的驅(qū)動周期，對所述第1分支以及所述第2分支進(jìn)行PWM控制， 控制所述第1分支，以使所述電路電流成為目標(biāo)正弦波電流， 控制所述第2分支，以使所述直流電容器的電壓成為高于所述交流電源的峰值電壓的 目標(biāo)電壓。4. 根據(jù)權(quán)利要求3所述的電力變換裝置，其特征在于， 所述控制電路使所述第3開關(guān)元件以及所述第4開關(guān)元件的占空比相等，并將所述第1、 第2開關(guān)元件這兩個開關(guān)元件的占空比中的小的一方作為上限來限制該占空比。5. 根據(jù)權(quán)利要求3或者權(quán)利要求4所述的電力變換裝置，其特征在于， 所述控制電路 控制所述第2開關(guān)元件，以使得與所述第1開關(guān)元件導(dǎo)通斷開反轉(zhuǎn)， 控制所述第4開關(guān)元件，以使得只在所述第1開關(guān)元件的導(dǎo)通期間內(nèi)具有導(dǎo)通期間，其 中，所述第4開關(guān)元件與所述第1開關(guān)元件成對角關(guān)系， 控制所述第3開關(guān)元件，以使得只在所述第2開關(guān)元件的導(dǎo)通期間內(nèi)具有導(dǎo)通期間，其 中，所述第3開關(guān)元件與所述第2開關(guān)元件成對角關(guān)系。6. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的電力變換裝置，其特征在于， 所述控制電路 將鋸齒波用于所述第1分支、所述第2分支的PWM控制的載波， 使對所述第1開關(guān)元件的選通信號脈沖的上升與對所述第4開關(guān)元件的選通信號脈沖 的上升同步， 使對所述第2開關(guān)元件的選通信號脈沖的上升與對所述第3開關(guān)元件的選通信號脈沖 的上升同步。7. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的電力變換裝置，其特征在于， 所述控制電路 將三角波用于所述第1分支、所述第2分支的PWM控制的載波， 使對所述第1開關(guān)元件的選通信號脈沖的中心與對所述第4開關(guān)元件的選通信號脈沖 的中心同步， 使對所述第2開關(guān)元件的選通信號脈沖的中心與對所述第3開關(guān)元件的選通信號脈沖 的中心同步。8. 根據(jù)權(quán)利要求7所述的電力變換裝置，其特征在于， 所述控制電路 生成對所述第3、第4開關(guān)元件中的一方元件的占空比的指令值，通過比較該占空比的 指令值與所述三角波，生成對所述一方元件的所述選通信號脈沖； 對從1減去所述占空比的指令值而得到的值與所述三角波進(jìn)行比較，生成對所述第3、 第4開關(guān)元件中的另一方元件的所述選通信號脈沖。
【文檔編號】H02M7/12GK106068605SQ201580012417
【公開日】2016年11月2日
【申請日】2015年3月6日 公開號201580012417.2, CN 106068605 A, CN 106068605A, CN 201580012417, CN-A-106068605, CN106068605 A, CN106068605A, CN201580012417, CN201580012417.2, PCT/2015/56612, PCT/JP/15/056612, PCT/JP/15/56612, PCT/JP/2015/056612, PCT/JP/2015/56612, PCT/JP15/056612, PCT/JP15/56612, PCT/JP15056612, PCT/JP1556612, PCT/JP2015/056612, PCT/JP2015/56612, PCT/JP2015056612, PCT/JP201556612
【發(fā)明人】近藤亮太, 高原貴昭, 村上哲, 山田正樹, 上原直久, 木下英彥
【申請人】三菱電機(jī)株式會社