專利名稱：使用分?jǐn)?shù)補(bǔ)償方法的分?jǐn)?shù)-n頻率合成器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本裝置和方法能用于任何需要參考頻率的分?jǐn)?shù)分辨率的系統(tǒng)，且具體而言，涉及一種基于PLL的頻率合成器，該合成器包括抽樣與保持型分?jǐn)?shù)-N合成器，以便用于一種現(xiàn)代無線或有線通信系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
頻率合成器通常被用于現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)，以便在接收器和傳輸器中產(chǎn)生一種需要的輸出頻率。在各種不同的基于頻率合成器的相位鎖定回路(PLL)之中，分?jǐn)?shù)-N頻率合成器適用于信道間隔很小的通信系統(tǒng)。分?jǐn)?shù)-N結(jié)構(gòu)允許頻率分辨率，該分辨率是一種參考頻率FREF的分?jǐn)?shù)部分，且一種輸出頻率信號(hào)FOUT通過FOUT＝FREF(N+K/F)關(guān)系與參考頻率FREF相關(guān)聯(lián)，其中，F(xiàn)是參照參考頻率的組件的分?jǐn)?shù)分辨率。分?jǐn)?shù)-N結(jié)構(gòu)的技術(shù)要求發(fā)生一種分頻器，該分頻器是一種分?jǐn)?shù)而非一種整數(shù)。通過動(dòng)態(tài)地改變回路中位于值N和N+1之間的分頻器，可以做到這一點(diǎn)。如果在F周期之外，用N+1相除的操作要進(jìn)行K次，且用N相除的操作要進(jìn)行F-K次，那么平均余數(shù)是N+K/F。
分?jǐn)?shù)-N結(jié)構(gòu)的優(yōu)勢(shì)是，參考頻率FREF不受信道空間的限制，且回路帶寬能得到增加。因此，相位雜波和鎖定時(shí)間被減少。然而，除數(shù)的轉(zhuǎn)換會(huì)在合成輸出頻率信號(hào)FOUT中引起亂真信號(hào)。這些次諧波支線也被稱為分?jǐn)?shù)支線，其必須被保持在一些最大可接收限度之下。
相關(guān)技術(shù)的分?jǐn)?shù)補(bǔ)償電路試圖減少不需要的亂真信號(hào)。對(duì)于適當(dāng)?shù)姆謹(jǐn)?shù)補(bǔ)償，補(bǔ)償脈沖的區(qū)域必須等于主要的充電泵分?jǐn)?shù)-N脈動(dòng)的區(qū)域。然而，在一種相關(guān)技術(shù)分?jǐn)?shù)補(bǔ)償電路中，補(bǔ)償電流的數(shù)量是靜態(tài)固定的。因此，亂真信號(hào)的取消不能追蹤亂真信號(hào)隨時(shí)間、過程和溫度而產(chǎn)生的動(dòng)態(tài)變化。
另一個(gè)相關(guān)技術(shù)的分?jǐn)?shù)補(bǔ)償電路通常被稱為一種分?jǐn)?shù)-N合成器，其通過使用一種西格馬-德耳塔(∑Δ)調(diào)制器控制分頻率。一種模數(shù)分頻器接收來自西格馬-德耳塔調(diào)制器的輸出信號(hào)。分?jǐn)?shù)的亂真頻率或相位雜波通過西格馬-德耳塔調(diào)制器的操作分布在整個(gè)頻率光譜。但是，絕對(duì)的雜波水平可能增加到可接收的水平之上。需要一種不降低光譜純度、堅(jiān)固的和可靠的分?jǐn)?shù)補(bǔ)償方案。
在現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)中使用的頻率合成器通常利用一種相位鎖定回路(PLL)。PLL通常包含電壓控制振蕩器(VCO)、相位檢波器(PD)和回路濾波器(LF)。為了將PLL與單一集成電路相整合，用于穩(wěn)定PLL的大LP電容器占據(jù)電路芯片的大部份區(qū)域，因?yàn)樵诨芈窞V波器(LF)中需要的電容通常在一些微法拉的次序上。隨著目前無線系統(tǒng)正試圖將全部接收器和傳輸器(包括PLL)整合在單一芯片上，LF電容器所要求的電容是一個(gè)重要問題。
一種降低LF電容的相關(guān)技術(shù)的方法使用抽樣與保持電路作為相位檢波器或比較器。在抽樣與保持電路中的電容器比在通常的回路濾波器中的電容器具有較小的電容。抽樣與保持相位檢波器的另一優(yōu)點(diǎn)是，輸出不含有輸入頻率的高頻率諧波。如果相位是不變的，那么輸出電壓也因此是不變的，抽樣與保持PD可以應(yīng)用于頻率合成器。
US專利6,137,372號(hào)揭示了抽樣與保持型PLL頻率合成器，其無需大的LF電容器。6,137,372抽樣與保持PLL頻率合成器使用一種整數(shù)-N結(jié)構(gòu)以發(fā)生輸出頻率，該輸出頻率是一種參考頻率的整數(shù)倍。但是，在整數(shù)-N結(jié)構(gòu)中，回路帶寬有限的，因?yàn)檩斎雲(yún)⒖碱l率必須等于信道間隔。因此，接近中心的相位雜波的衰減是有限的，因?yàn)檎袷幤鞯南辔浑s波只在回路的帶寬中被減少。整數(shù)-N結(jié)構(gòu)的另一個(gè)缺點(diǎn)是緩慢的鎖定時(shí)間，因?yàn)镻LL的鎖定時(shí)間也依賴于回路帶寬。
為了增加回路帶寬，分?jǐn)?shù)-N結(jié)構(gòu)曾被用作頻率合成器。

圖1舉例說明一種使用抽樣與保持電路的相關(guān)技術(shù)頻率合成器。如圖1所示，參考頻率分頻器104分頻處理一種輸入?yún)⒖碱l率102，且產(chǎn)生一種分頻參考信號(hào)106。相位檢波器(PD)110接收分頻參考信號(hào)106和整數(shù)分頻器128的輸出108，且針對(duì)其中的比較發(fā)生輸出信號(hào)112。抽樣與保持電路114接收PD110的輸出112。電壓控制振蕩器118接收抽樣與保持電路114的輸出116。電壓控制振蕩器118的輸出120是頻率合成器電路的輸出信號(hào)FOUT，并且也是進(jìn)入整數(shù)分頻器128的輸入。
在操作中，VCO輸出信號(hào)120被整數(shù)分頻器128中的N分頻，然后與來自參考分頻器104的分頻參考頻率106相比較。相位檢波器(PD)和抽樣與保持電路130發(fā)生一種依賴于檢波相位差的控制信號(hào)。控制信號(hào)適用于電壓控制振蕩器(VCO)，該電壓發(fā)生輸出頻率FOUT。
圖2(a)是舉例說明一種相關(guān)技術(shù)的相位檢波器和抽樣與保持電路130的圖。如圖2(a)所示，充電泵206接收相位檢波器202的輸出204。充電泵206的輸出214由抽樣與保持電路114被接收，該抽樣與保持電路在連接到第一節(jié)點(diǎn)n1的輸入上。在抽樣與保持電路114中，參考電壓Vref210經(jīng)過第一開關(guān)212連接到第一節(jié)點(diǎn)n1。抽樣電容器220連接在接地參考電壓222和第二節(jié)點(diǎn)n2之間。第二開關(guān)224連接在第一節(jié)點(diǎn)n1和第二節(jié)點(diǎn)n2之間，第二節(jié)點(diǎn)n2連接到輸出終端234。保持電容器230連接在接地參考電壓和第二節(jié)點(diǎn)n2之間。抽樣電容器220和保持電容器230的電容小于通常的回路濾波器的電容。在相位檢波器202中的相位比較發(fā)生之前，開關(guān)SW1是關(guān)閉的，且抽樣電容器被充電到參考電壓Vref中。充電泵206隨相位檢波器202來增加或減少來自參考電壓Vref的抽樣電容器220的電壓，其符合相位比較中的檢波相位差。當(dāng)相位比較完成時(shí)，抽樣電容器220中的充電經(jīng)由第二開關(guān)SW2轉(zhuǎn)移到保持電容器230中。
圖2(b)是鎖定狀態(tài)的一種時(shí)序圖，該鎖定狀態(tài)在一種相關(guān)技術(shù)的抽樣與保持型整數(shù)-N頻率合成器上。如圖2(b)所示，在參考頻率信號(hào)和分頻器輸出(即分頻VCO輸出)之間存在一種關(guān)系，且當(dāng)相位對(duì)準(zhǔn)于通常的回路濾波器型PLL時(shí)，該關(guān)系是一種不變的相位差T。因此，抽樣與保持型PLL不適用于如時(shí)鐘或數(shù)據(jù)恢復(fù)的應(yīng)用，其中相位必須對(duì)準(zhǔn)于輸入?yún)⒖夹盘?hào)和VCO輸出之間。抽樣電容器的輸出和相位檢波器的電壓如圖2(b)所示。然而，在整數(shù)-N頻率合成器中，相位對(duì)準(zhǔn)不是必需的，而且只要相位雜波特性是令人滿意的，抽樣與保持型PLL則可適用。如圖2(b)所示，假設(shè)參考頻率信號(hào)的相位通過時(shí)間T引導(dǎo)分頻器輸出的相位，而且相位檢波器在每個(gè)相位比較上發(fā)生一種“上”(高)信號(hào)，以便在一種固定頻率上增加抽樣電容器(Vsample)的電壓，該固定頻率來自參考電壓(Vref)。因此，保持電容器(Vhold)的電壓和電壓控制振蕩器的輸出頻率保持不變。
然而，如前所述，與分?jǐn)?shù)-N頻率合成器相比，整數(shù)-N頻率合成器具有較窄的回路帶寬。為了增加在信道間隔上的回路帶寬，分?jǐn)?shù)-N合成器包含由一種累加器來控制的易變模數(shù)可編程分頻器。累加器有規(guī)則地改變易變模數(shù)可編程分頻器的分頻率，以便發(fā)生所需的分?jǐn)?shù)分頻率。因此，在分?jǐn)?shù)-N頻率合成器中的VCO控制電壓不是不變的，但是控制電壓的時(shí)間-平均值是有意義的。因此，相關(guān)技術(shù)的分?jǐn)?shù)-N結(jié)構(gòu)不能采用抽樣與保持電路來替換回路濾波器。
圖2(c)是一種時(shí)序圖，舉例說明在相關(guān)技術(shù)的分?jǐn)?shù)-N合成器中的抽樣與保持電路的問題和缺點(diǎn)。如圖2(c)所示，參考頻率和分頻器輸出不具有不變的對(duì)準(zhǔn)相位差，如圖2(b)的相位檢波器輸出所示。相位檢波器輸出、抽樣與保持電路輸出電壓和分?jǐn)?shù)累加器的狀態(tài)也如圖所示。在圖2(c)中，分?jǐn)?shù)率被假設(shè)為3/8(K＝3 N＝8)，其中N是除數(shù)。分?jǐn)?shù)累加器的狀態(tài)依照分?jǐn)?shù)率而改變。因此，有關(guān)參考頻率信號(hào)的分頻器輸出的相位和相位檢波器的“上”脈沖的寬度也隨之改變。抽樣電容器(Vsample)的電壓改變化的數(shù)量是不固定的，而且保持電容器(Vhold)的電壓顯示分?jǐn)?shù)的脈動(dòng)，該脈動(dòng)降低合成頻率的光譜純度。
上述參考內(nèi)容在此處以參考方式收入，以便在適當(dāng)之處說明額外的或可以替換的細(xì)節(jié)、特色及[或]技術(shù)背景。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的一個(gè)目的是至少解決上述的問題及/或缺點(diǎn)，并至少提供以下所述的優(yōu)點(diǎn)。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供一種相位鎖定的基于回路的分?jǐn)?shù)-N合成器。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供一種合并兩個(gè)相位檢波器的分?jǐn)?shù)補(bǔ)償電路和方法。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是合并分?jǐn)?shù)支線補(bǔ)償電路，其動(dòng)態(tài)地補(bǔ)償分?jǐn)?shù)支線，或每當(dāng)充電泵工作時(shí)補(bǔ)償充電泵的脈動(dòng)。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供一種相位鎖定的基于回路的分?jǐn)?shù)-N合成器和一種使用多個(gè)相位檢波器來動(dòng)態(tài)地取消亂真信號(hào)的方法。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供一種相位鎖定的基于回路的分?jǐn)?shù)-N合成器，其以各種不同的方式至少延遲相位檢波器的多個(gè)輸出，以便減少分?jǐn)?shù)支線。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供一種分?jǐn)?shù)補(bǔ)償電路，其使用一種由N充電泵組成的充電泵，因此許多在一種相位比較期間工作的N充電泵由一種分?jǐn)?shù)累加器級(jí)別來決定。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供一種分?jǐn)?shù)補(bǔ)償電路和一種合并回路濾波器中的一種抽樣與保持電路的方法。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供一種相位鎖定以回路為基礎(chǔ)的分?jǐn)?shù)-N合成器和一種使用多個(gè)相位檢波器的來動(dòng)態(tài)地取消亂真信號(hào)的方法，和一種抽樣與保持電路。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供一種分?jǐn)?shù)補(bǔ)償電路，其使用由N充電泵組成的充電泵級(jí)別，該充電泵級(jí)別連接到回路濾波器中的抽樣與保持電路，因此許多在相位比較期間工作的N充電泵由分?jǐn)?shù)累加器級(jí)別來決定。
依照本發(fā)明，分?jǐn)?shù)-N結(jié)構(gòu)和方法的優(yōu)點(diǎn)是，一種參考頻率不被信道間隔所限制，而且回路帶寬可以增加。
依照本發(fā)明，一種分?jǐn)?shù)-N結(jié)構(gòu)和方法的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是，次諧波支線或分?jǐn)?shù)支線能保持較低值。
依照本發(fā)明，一種分?jǐn)?shù)-N和結(jié)構(gòu)和方法的另一優(yōu)點(diǎn)是，亂真信號(hào)取消能夠動(dòng)態(tài)地發(fā)生。
依照本發(fā)明，一種分?jǐn)?shù)-N結(jié)構(gòu)和方法的另一優(yōu)點(diǎn)是，其避免補(bǔ)償現(xiàn)在對(duì)微調(diào)的需要。
依照本發(fā)明，一種分?jǐn)?shù)-N結(jié)構(gòu)和方法的另一優(yōu)點(diǎn)是，它對(duì)環(huán)境變化具有耐受性。
依照本發(fā)明，一種分?jǐn)?shù)-N結(jié)構(gòu)和方法的另一優(yōu)點(diǎn)是，可以減小電路尺度。
依照本發(fā)明，一種分?jǐn)?shù)-N結(jié)構(gòu)和方法的另一優(yōu)點(diǎn)是，其避免對(duì)一種大的回路濾波器電容器的需要。
依照本發(fā)明，一種分?jǐn)?shù)-N結(jié)構(gòu)和方法的另一優(yōu)點(diǎn)是，抽樣與保持電路可以在PLL上實(shí)施，以便提供一種穩(wěn)定的控制電壓。
為了完全地或部分地達(dá)到上述的目，并符合本發(fā)明的目的，如具體表達(dá)且廣泛描述的那樣，一種相位鎖定回路包含以下內(nèi)容第一相位檢波器，其接收輸入信號(hào)和第一分頻信號(hào)來輸出第一比較信號(hào)；第二相位檢波器，其接收輸入信號(hào)和第二分頻信號(hào)以輸出第二比較信號(hào)；接收第一和第二比較信號(hào)、并發(fā)生輸出信號(hào)來回應(yīng)比較信號(hào)的電路；電壓控制振蕩器，其接收來自電路的輸出信號(hào)，并發(fā)生規(guī)定的頻率信號(hào)；可編程的模數(shù)分頻器，其接收規(guī)定的頻率信號(hào)，并發(fā)生第一和第二分頻信號(hào)，該分頻信號(hào)具有規(guī)定的相位關(guān)系。
為了進(jìn)一步完全地或部分地達(dá)到上述目的，并符合本發(fā)明的目的，如具體表達(dá)且廣泛描述的那樣，針對(duì)移動(dòng)式終端的分?jǐn)?shù)-N頻率合成器包含以下內(nèi)容相位檢波器電路，其包含具有經(jīng)過耦合來接收參考信號(hào)的第一輸入端口的第一相位檢波器，也包含第二輸入端口、第三輸入端口和一種輸出端口；和第二相位檢波器，其具有經(jīng)過耦合來接收參考信號(hào)的第一輸入端口，也包含第二輸入端口、第三輸入端口和一種輸出端口；一種電路，其具有耦合到第一和第二相位檢波器的輸出端口的第一輸入端口，和輸出端口；電壓控制振蕩器，其具有耦合到電路的輸出端口的輸入端口，而且該振蕩器在一種輸出端口上傳輸規(guī)定頻率信號(hào)；可編程的模數(shù)分頻器，其具有耦合到第一相位檢波器的第二輸入端口的第一輸出端口，以便傳輸?shù)谝环诸l信號(hào)，該可編程的模數(shù)分頻器也具有耦合到第二相位檢波器的第二輸入端口的第二輸出端口，以便傳輸?shù)诙诸l信號(hào)，該可編程的模數(shù)分頻器還具有耦合到電壓控制振蕩器的輸出端口的第一輸入端口和第二輸入端口；累加器，其具有耦合到可編程的模數(shù)分頻器的第二輸入端口的第一輸出端口和耦合到相位檢波器的第三輸入端口的第二輸出端口。
本發(fā)明具有另外的優(yōu)點(diǎn)、目的和特征，其中一部分將在以下部分得到闡明，另一部分則為那些本技術(shù)領(lǐng)域具有普通技能的人所熟知，或從本發(fā)明實(shí)踐中學(xué)習(xí)得到。尤其是通過附錄權(quán)利要求所規(guī)定的內(nèi)容，可能了解和獲得本發(fā)明的目的和優(yōu)點(diǎn)。
附圖的簡(jiǎn)要說明本發(fā)明將參考下圖來詳細(xì)描述，其中相同的參考數(shù)字指示相同的組件圖1顯示一種整數(shù)-N頻率合成器的相關(guān)技術(shù)實(shí)施例，其使用抽樣與保持電路；圖2(a)顯示相位檢波器和圖1的抽樣與保持電路；圖2(b)顯示在相關(guān)技術(shù)的抽樣與保持型整數(shù)-N頻率合成器上的鎖定狀態(tài)的時(shí)序圖；圖2(c)顯示在相關(guān)技術(shù)的分?jǐn)?shù)-N合成器上的抽樣與保持電路的時(shí)序圖；圖3是示意圖，其顯示頻率合成器的較佳實(shí)施例，該頻率合成器包括依照本發(fā)明的相位鎖定回路(PLL)；圖4顯示圖3中可編程的模數(shù)分頻器的較佳實(shí)施例；圖5顯示相位檢波器電路，其具有充電泵區(qū)段，連同相位檢波器之后的一種充電泵級(jí)別；圖6顯示圖5中充電泵區(qū)段的控制時(shí)序圖；圖7顯示相位檢波器電路的另一實(shí)施例，包括充電泵區(qū)段，與圖5中2N個(gè)充電泵的總數(shù)相比，其中一定數(shù)量的充電泵被減少到N；圖8(a)和8(b)分別顯示分頻參考頻率和分頻VCO頻率的相位延遲和引導(dǎo)的時(shí)序圖；圖9顯示依照本發(fā)明的一種較佳實(shí)施例的補(bǔ)償方案的時(shí)序圖；圖10顯示頻率合成器的另一較佳實(shí)施例，該頻率合成器包含PLL，連同在相位檢波器電路中的延遲；圖11顯示具有延遲的相位檢波器電路的另一較佳實(shí)施例；圖12是顯示在相位檢波器電路中引入延遲效果的時(shí)序圖；圖13顯示示范性的數(shù)字控制電路，其中許多轉(zhuǎn)換成電路的延遲抽頭決定延遲；圖14顯示示范性的類似電路，其中控制電壓控制每個(gè)延遲單元的延遲和電路的總延遲；圖15顯示抽樣與保持電路，其中每個(gè)充電泵輸出被耦合到抽樣電容器上；圖16是一種時(shí)序圖，其依照本發(fā)明說明操作抽樣與保持的分?jǐn)?shù)-N頻率合成器的方法的較佳實(shí)施例；圖17顯示抽樣與保持型的分?jǐn)?shù)-N頻率合成器的另一較佳實(shí)施例，該合成器包含檢波器電路，以便依照本發(fā)明設(shè)定參考電壓；圖18是一圖表，依照本發(fā)明顯示一分?jǐn)?shù)-N合成器的另一較佳實(shí)施例的一部分，該合成器包含一檢波器電路以便設(shè)定一參考電壓；且圖19是一時(shí)序圖，依照本發(fā)明，當(dāng)參考電壓與所需的控制電壓相匹配時(shí)，該圖顯示操作一抽樣與保持型分?jǐn)?shù)-N頻率合成器的方法的另一較佳實(shí)施。
具體實(shí)施例方式
圖3是依照本發(fā)明顯示一分?jǐn)?shù)-N補(bǔ)償電路的一種較佳實(shí)施例的示意圖。如圖3所示，一種頻率合成器300包含一相位鎖定回路(PUL)，該相位鎖定回路具有一相位檢波器電路342，一回路濾波器328，一電壓控制振蕩器(VCO)330，和一與累加器340相耦合的可編程的模數(shù)分頻器336。在頻率合成器300中，一參考頻率302被輸送給一參考頻率分頻器304之內(nèi)。參考頻率分頻器304的輸出被分支給兩個(gè)相位檢波器供給306和308。兩個(gè)相位檢波器供給306和308被分別輸入至相位檢波器電路342中的相位檢波器314和324。相位檢波器314和324的輸出316和322與回路濾波器(IF)328的一種輸入320相耦合。回路濾波器328的一種輸出329被輸送給電壓控制振蕩器(VCO)330之內(nèi)。相位檢波器電路342，含有兩個(gè)相位檢波器314和324較佳方法是包含兩個(gè)充電泵區(qū)段(未顯示)。術(shù)語(yǔ)″充電泵，″″充電泵區(qū)段″和″CP″涉及相同的電路，且在此可交替使用。參考超過一個(gè)充電泵的地方，有時(shí)使用CP1和CP2。
模數(shù)可編程分頻器336根據(jù)來自累加器340的控制信號(hào)338交替使用N和N+1來除VCO330的輸出頻率信號(hào)FOUT332。來自模數(shù)可編程分頻器的兩種分頻的VCO信號(hào)FDIV1和FDIV2之一分別作為相位檢波器314和324的第二輸入310和312。較佳方法是，由模數(shù)可編程分頻器336所生產(chǎn)的兩種分頻VCO信號(hào)FDIV1和FDIV2310和320具有相同的頻率且相位差是VCO(1/FOUT)的一個(gè)周期。N個(gè)相等充電泵(未顯示)的較佳方法是與每個(gè)相位檢波器314和324相耦合。在位于輸入?yún)⒖碱l率(FREF)和分頻VCO時(shí)鐘之間(FDIV1，F(xiàn)DIV2)的相位檢波器314和324的相位比較發(fā)生之前，累加器340能夠控制將要啟動(dòng)的充電泵的數(shù)目。因此，累加器340將啟動(dòng)信號(hào)318和326分別輸出到相位檢波器314和324。
圖4是顯示可編程模數(shù)分頻器400的較佳實(shí)施例的圖表，(舉例而言，通過N+1或通過N來分頻處理一輸入信號(hào)，其產(chǎn)生兩種分頻VCO輸出FDIV1和FDIV2，416和422。可編程模數(shù)分頻器400能夠被當(dāng)作圖3的可編程模數(shù)分頻器336使用?？删幊棠?shù)分頻器400能夠包含三種觸發(fā)器412，420，434和兩種邏輯門402，428。因?yàn)檩^佳方法是，三種觸發(fā)器412，420和434通過同一輸出信號(hào)436計(jì)時(shí)，該信號(hào)是輸出頻率信號(hào)FOUT336，在FDIV1和FDIV2，416和422之間的相位差是VCO頻率的一個(gè)周期(TVCO＝1/FOUT)。
如圖4所示，第一“或”門402接收來自第三觸發(fā)器434的輸入404，且接收來自第二觸發(fā)器420的輸入406。依照FOUT信號(hào)436，第一觸發(fā)器412接收且處理第一“或”門402的輸出408。依照FOUT信號(hào)436，第二觸發(fā)器420接收且處理來自第一觸發(fā)器412的輸出414。除了來自第二觸發(fā)器420的輸入406之外，第二“或”門428接收作為一種輸入426的一模數(shù)控制信號(hào)。依照FOUT信號(hào)436，第三觸發(fā)器434接收且處理來自第二“或”門428的輸出430。較佳方法是，第一和第二觸發(fā)器412，420的輸出信號(hào)414和406都是來自可編程模數(shù)分頻器400的分頻VCO信號(hào)FDIV1416和FDIV2422。
圖5顯示相位檢波器和充電泵電路500的較佳實(shí)施例。如圖5所示，舉例而言，該相位檢波器和充電泵電路500能被用作圖3所示的相位檢波器電路342中的相位檢波器314，324其中之一。較佳方法是，從每個(gè)充電泵到LF(未顯示)所提供的充電電流或放電電流被確定為I/N，這里I是一種典型的分?jǐn)?shù)-N頻率合成器的電流。依照分?jǐn)?shù)累加器狀態(tài)，一種啟動(dòng)信號(hào)(EN)515通過相應(yīng)的累加器(未顯示)而發(fā)生，例如累加器340，且該啟動(dòng)信號(hào)控制充電泵534是否被啟動(dòng)。如圖5所示，較佳方法是，N充電泵534與接收來自累加器的啟動(dòng)信號(hào)的相位檢波器506相耦合。
如圖5所示，相位檢波器506將FREF輸入502比作一分頻的參考頻率，且FDIV輸入504發(fā)生兩種輸出508和510，其中每一個(gè)都針對(duì)比較被充電泵電路534接收。充電泵534的第一″和″門518接收″上″信號(hào)512和″啟動(dòng)″信號(hào)515。第二″和″門520接收″上″信號(hào)514和″啟動(dòng)″信號(hào)515。較佳方法是，輸出信號(hào)508是該″上″信號(hào)512，且輸出信號(hào)510是″下″信號(hào)514。第一開關(guān)526和第一電流源極522在一電源供給電壓和一輸出終端530之間以串聯(lián)的方式相耦合。第一開關(guān)526的狀態(tài)(舉例而言，開或關(guān))由來自第一″和″門518的輸出信號(hào)540針對(duì)相應(yīng)相位檢波器和啟動(dòng)信號(hào)EN中的比較所控制。第二開關(guān)528和第二電流源極524在輸出終端530和一地接參考電壓之間以串列的方式相耦合。較佳方法是，第二開關(guān)528的狀態(tài)由來自第二″和″門520的輸出信號(hào)542所控制。因此，第一電流源極522和第二電流源極524可選擇性地與充電泵534的單一輸出終端530相耦合。相位檢波器的N充電泵534的輸出532和充電泵電路500被回路濾波器(未顯示)接收。N充電泵534的輸出終端530被耦合以便將輸出532提供給回路濾波器。然而，本發(fā)明不希望受到這種限制。
圖6中描述了充電泵區(qū)段的控制時(shí)序關(guān)系，其中分?jǐn)?shù)數(shù)字被假定為3/8(K＝3，N＝8)。因此，模數(shù)分頻器在8個(gè)周期里進(jìn)行8(N)5次分頻，且進(jìn)行9(N+1)3分頻。圖6所示的時(shí)序關(guān)系被用于與圖3中每個(gè)相位檢波器314，324相結(jié)合的充電泵區(qū)段。因此，舉例而言，相位檢波器電路342可以包含2(N＝8)或16個(gè)充電泵級(jí)別534。
圖6中所示的波形是分頻的參考頻率電壓602，和模數(shù)可編程分頻器604和606的輸出的電壓(舉例而言，310，312)。針對(duì)CP1和CP2(舉例而言，在PD314和PD324之內(nèi))，啟動(dòng)充電泵的數(shù)目由608所指示，且分?jǐn)?shù)累加器的狀態(tài)由610所指示。合成器的分頻器狀態(tài)由612所指示。如圖6所示，充電泵(CP1和CP2)的數(shù)目在相位比較期間被啟動(dòng)是由累加器狀態(tài)610來決定。充電泵啟動(dòng)的總數(shù)總是被固定為除數(shù)N。
圖7舉例說明包括充電區(qū)段泵連同N充電泵的相位檢波器電路的另一較佳實(shí)施例。如圖7所示，一充電泵區(qū)段700接收第一相位檢波器PD1的輸出706，其作為分別對(duì)開關(guān)726，728，730...732的一系列第一輸入。第二相位檢波器PD2的輸出708作為分別對(duì)開關(guān)726，728，730...732的一系列第二輸入。開關(guān)726，728，730和732的各自的開關(guān)輸出734，736，738...，740作為對(duì)充電泵742，744，746...，748的輸入。較佳方法是，N充電泵742，744，746...，748的輸出750，752，754，...，756與一輸出信號(hào)758相耦合，以便連接到回路濾波器(未顯示)。當(dāng)累加器控制相位檢波器PD1和PD2與充電泵726，728，730，...，732的連接時(shí)，如圖7所示，與圖5的2N個(gè)充電泵總數(shù)相比，在充電泵區(qū)段700中，充電泵的數(shù)目被減少到N。
圖8(a)和8(b)顯示在一分頻的參考頻率和一分頻的VCO頻率之間的相位關(guān)系。圖8(a)舉例說明分頻的參考信號(hào)的一種相關(guān)相位滯后，且圖8(b)顯示分頻的參考信號(hào)的一種相關(guān)相位引導(dǎo)。舉例而言，圖8(a)和8(b)能顯示在圖3中頻率合成器300的分頻的參考頻率306和分頻的VCO頻率310，312之間的一種相位關(guān)系。如圖8(a)和8(b)所示，相對(duì)電壓波形包含參考頻率802，分頻器輸出1804，分頻器輸出2806，PD1輸出808，和PD2輸出810?？偸浅龜?shù)N的啟動(dòng)充電泵812和816的數(shù)目和分?jǐn)?shù)累加器狀態(tài)814，也都被指示為與波形相關(guān)。
圖8(a)中，針對(duì)分頻的參考頻率(FREF)802的相位滯后的相位檢波器的輸出808和810都導(dǎo)致所有充電泵將回路濾波器放電(舉例而言，發(fā)生一種″下″信號(hào))，以便減少VCO輸出頻率。相反，圖8(b)中，分頻的參考頻率的相位引導(dǎo)導(dǎo)致相位檢波器的輸出808和810將所有充電泵(舉例而言，發(fā)生″上″信號(hào))放電，且導(dǎo)致VCO增加其輸出頻率。在鎖定狀態(tài)中，分頻的參考頻率(FREF)802的相位被置于兩個(gè)分頻的VCO頻率FDIV1和FDIV2，804和806之間，這意味著相位檢波器(PD1)發(fā)生″下″信號(hào)，且另一個(gè)相位檢波器(PD2)發(fā)生″上″信號(hào)。因此，在鎖定狀態(tài)中，被連接到PD1上的充電泵將回路濾波器放電，且被連接到PD2上的充電泵給回路濾波器充電，以便較佳地保持回路濾波器的電壓不變。
圖9是顯示依照本發(fā)明的較佳實(shí)施例的顯示分?jǐn)?shù)補(bǔ)償?shù)臅r(shí)序圖。舉例而言，圖9能夠顯示一種相位關(guān)系，其位于圖3的頻率合成器的分頻的參考頻率306和分頻的VCO頻率310，312之間。在圖9中，假設(shè)分?jǐn)?shù)數(shù)字是以上在圖6中所述的3/8(K＝3，N＝8)。如圖9，其中顯示分頻的參考頻率902的相關(guān)電壓波形，分頻器輸出904，分頻器輸出906，PD1輸出908，PD2輸出910和控制電壓918。為滿足描述清晰的目的，控制電壓918的振幅920，922和924的斷面在圖9中被放大。啟動(dòng)充電泵912和916的數(shù)目和分?jǐn)?shù)累加器狀態(tài)914也都被指示為與波形相關(guān)。
如圖9所示，在頻率合成器的鎖定狀態(tài)中，連接到PD1的充電泵(CP1)總是從回路濾波器下沉電流，而連接到PD2的充電泵(CP2)總是提供電流至回路濾波器。通過CP1的放電流數(shù)量由以下等式得出Qdischarge＝Idischarge*Tdischarge＝{(N-K)*(I/N)}*{(K/N)*Tvco}(等式1)其中K代表蓄電池狀態(tài)。類似等式1，通過CP2的充電流數(shù)量由以下等式得出Qcharge＝Icharge*Tcharge＝{K*(I/N)}*[{(N-K)/N}*Tvco] (等式2)從等式1和等式2得出，Qdischarge和Qcharge總是相同的。
因此，充電流和放電流相互補(bǔ)償，以便保持回路濾波器在鎖定狀態(tài)下輸出的電壓不變。較佳方法是，PLL的回路特征保持相位關(guān)系，以便滿足上述等式，且無論諸如溫度等環(huán)境變化，回路濾波器電壓保持不變。因此，分?jǐn)?shù)支線動(dòng)態(tài)地得到補(bǔ)償。更進(jìn)一步，無需補(bǔ)償電流微調(diào)。更進(jìn)一步，與相關(guān)技術(shù)的分?jǐn)?shù)-N結(jié)構(gòu)相比，圖9中相位比較期間的回路濾波器電壓的較小擾動(dòng)顯示可忽略的分?jǐn)?shù)支線和相位雜波，因?yàn)樗桓淖兛刂齐妷旱钠骄?，且它在VCO頻率的一個(gè)周期的較短時(shí)間內(nèi)發(fā)生。
然而，依照本發(fā)明，較佳實(shí)施例不局限于上述例子，也不希望受到這種限制。舉例而言，通過改變分頻信號(hào)之間的相位差和已使用的充電泵的數(shù)量，其他依照本發(fā)明實(shí)施參考信號(hào)的分?jǐn)?shù)補(bǔ)償?shù)慕Y(jié)合也是可能的。
依照本發(fā)明，圖10舉例說明包括相位鎖定回路的頻率合成器的另一實(shí)施例。如圖10所示，頻率合成器1000接收一參考頻率1002，其被分別輸入第一和第二相位檢波器1010和1012。第一相位檢波器1010也接收第一分頻VCO頻率1004，且第二相位檢波器1012也接收第二分頻VCO頻率1008。延遲1018接收第一相位檢波器1010的輸出1014，且較佳方法是在一規(guī)定延遲之后進(jìn)行同樣的輸出。第一充電泵1022接收延遲區(qū)段1018的輸出1020，且第二充電泵1024直接接收第二相位檢波器1012的輸出1016。第一充電泵1022的輸出1026和第二充電泵1024的輸出1028相耦合，且作為針對(duì)一回路濾波器的輸入1030，如回路濾波器328。較佳方法是，VCO330，模數(shù)可編程分頻器336和蓄電池340與回路濾波器328和相位檢波器電路1050相耦合。圖10的較佳實(shí)施例中，通過將一延遲引入第一和第二相位檢波器1010和1012之一的輸出，回路濾波器電壓1030中的擾動(dòng)被進(jìn)一步地減小。如圖10所示，第一相位檢波器1010的輸出1014被延遲，以便減小或使回路濾波器電壓中的擾動(dòng)降到最小。然而，本發(fā)明不希望受到這種限制。
舉例而言，如圖10所示的延遲區(qū)段1018可能被放置在第一相位檢波器1010之前，以便在較佳方法中取得與上文所描述的效應(yīng)相同的效應(yīng)。如圖11所示，針對(duì)一個(gè)頻率合成器的相位檢波器電路1100的另外一種較佳實(shí)施例包括一種接收參考頻率輸入1002的第一延遲區(qū)段1106以及一種接收首先得到分頻的VCO頻率1004的第二延遲區(qū)段1108。第一相位檢波器1010接收且處理第一延遲區(qū)段1106的輸出1110和第二延遲區(qū)段1108的輸出1112。第二相位檢波器1012和第二充電泵按照上文描述的方式進(jìn)行操作。然而，第一充電泵1022直接接收來自第一相位檢波器1010的輸出1114。來自第一充電泵1022的輸出1126和來自第二充電泵1024的輸出1128得到合并處理，并成為進(jìn)入回路濾波器(未顯示)的輸入1130。
現(xiàn)在將描述例如在圖10-11中顯示的較佳實(shí)施例中所產(chǎn)生的延遲的操作和效果。如圖12所示，第一相位檢波器的電壓輸出由波形1202所代表，第一相位檢波器的延遲輸出由波形1204所代表，且第二相位檢波器的一個(gè)輸出由波形1206所代表。一電壓控制信號(hào)由波形1208所代表，其中一個(gè)得到說明的振幅在第1212，1214，和1216節(jié)中為了清晰的目的而得到擴(kuò)大處理。此外，分?jǐn)?shù)累加器的狀態(tài)由1210所指示。
如圖12所示，PD1的″下″信號(hào)和PD2的″上″信號(hào)是重疊的。因此，充電電流和放電電流同時(shí)被應(yīng)用到回路濾波器上，且彼此補(bǔ)償以便減少或最小化回路濾波器電壓的峰值-到-峰值變化。只要被延遲的PD1信號(hào)1204和PD2信號(hào)1206發(fā)生重疊，那么圖10-11中的較佳實(shí)施例的操作就能有效的減少回路濾波器電壓。然而，本發(fā)明的較佳實(shí)施例不希望受到這樣的限制。舉例而言，可能在PD2信號(hào)中或PD1和PD2信號(hào)中實(shí)現(xiàn)延遲。此外，舉例而言，控制累加器可以設(shè)定一個(gè)依照分頻率最佳的或規(guī)定的延遲。
圖13和14是顯示示范性的延遲控制電路的圖。圖13顯示一數(shù)字控制電路1300，其中串聯(lián)耦合延遲抽頭1304，1312，1320，和1328在輸入終端1302和輸出終端1340之間得到耦合。被轉(zhuǎn)換進(jìn)入電路之內(nèi)的一定數(shù)量的延遲抽頭1304，1312，1320和1328在輸入信號(hào)IN和輸出信號(hào)OUT之間決定一種規(guī)定的延遲。數(shù)字延遲控制電路1300在輸入終端1302接收將被延遲為輸入信號(hào)IN的信號(hào)。舉例而言，延遲抽頭可能是一反相器。多個(gè)開關(guān)1332，1334，1336，1338分別在延遲抽頭1304，1312，1320和1328的輸出和輸出終端1340之間得到連接。開關(guān)1332，1334，1336，和1338的開/關(guān)狀態(tài)在較佳方法中由控制信號(hào)1350所決定。因此，數(shù)字延遲控制電路1300的總延遲由開關(guān)1332，1334，1336，和1338的狀態(tài)所控制。
圖14顯示一種模擬延遲控制電路，其中一控制電壓控制每個(gè)延遲單元的延遲，并以此控制電路的總延遲。如圖14所示，一模擬延遲控制電路1400在耦合到第一延遲單元1404的輸入終端1402接收輸入信號(hào)IN。延遲單元1412，1416和1422以串聯(lián)方式被連接在第一延遲單元1404和一個(gè)輸出終端1426之間。延遲單元1404，1412，1416和1422各自都接收一個(gè)控制電壓CONTROL 1428，該電壓決定由每個(gè)延遲單元所產(chǎn)生的延遲，因此，控制電壓1428在輸入信號(hào)IN和輸出信號(hào)OUT之間決定一個(gè)累積規(guī)定的延遲。依照上文的描述，數(shù)量可以增減的延遲抽頭或延遲單元能構(gòu)成示范性的延遲電路。
如上文所描述的那樣，一種頻率合成器的較佳實(shí)施例具有不同的優(yōu)勢(shì)。一種包括依照較佳實(shí)施例的相位-鎖定回路(PLL)的頻率合成器合并了分?jǐn)?shù)支線補(bǔ)償電路，以便每當(dāng)一個(gè)充電泵操作時(shí)，動(dòng)態(tài)地補(bǔ)償充電泵的脈動(dòng)。在較佳實(shí)施例中，一個(gè)可編程的分頻器從一電壓控制振蕩器(VCO)產(chǎn)生兩個(gè)在較佳方法中屬于分頻信號(hào)的輸出信號(hào)，其中該振蕩器針對(duì)進(jìn)入PLL的兩個(gè)相位檢波器的輸入具有相同的分頻率。因此，分頻VCO信號(hào)的相位差在較佳方法中是VCO輸出的一個(gè)周期。在頻率合成器的一個(gè)鎖定狀態(tài)中，對(duì)應(yīng)的參考信號(hào)的相位發(fā)生在這些分頻器信號(hào)之間。在一個(gè)較佳實(shí)施例中，使用兩個(gè)相位檢波器(PD)，其中每個(gè)檢波器都具有一個(gè)連接的輸入終端，以便接收分頻器的兩個(gè)分頻VCO信號(hào)其中之一。每個(gè)相位檢波器的第二輸入終端都得到連接，以便接收一個(gè)參考信號(hào)。因此，在鎖定階段中，一個(gè)PD產(chǎn)生″上″信號(hào)，而另一個(gè)則產(chǎn)生″下″信號(hào)。
一個(gè)充電泵區(qū)段能包括N個(gè)相等的充電泵階段，且被連接到每個(gè)相位檢波器輸出終端。每個(gè)充電泵的輸出終端都被合并在回路濾波器中。在一個(gè)相位比較期間內(nèi)操作的充電泵的數(shù)量由一個(gè)分?jǐn)?shù)累加器階段所決定。在鎖定狀態(tài)中，充電電流和放電電流的數(shù)量總是相同的，且相互補(bǔ)償。因此，沒有發(fā)生分?jǐn)?shù)的脈動(dòng)。因此，依照本發(fā)明的較佳實(shí)施例避免或減少了對(duì)補(bǔ)償電流微調(diào)的需要。分?jǐn)?shù)的補(bǔ)償是動(dòng)態(tài)的，且對(duì)例如電路年齡、過程和溫度等環(huán)境變化具有耐受性。因此，通過改變可編程分頻器的分頻信號(hào)的相位差和被啟動(dòng)的充電泵的數(shù)量可以實(shí)施頻率合成器的較佳實(shí)施例。
圖15是說明一種抽樣與保持電路1500的較佳實(shí)施例的圖，其中多個(gè)相位檢波器被分別耦合到一個(gè)抽樣電容器上。如圖15所示，第一充電泵1506接收來自第一相位檢波器PD1的輸入，且第二充電泵1508接收來自第二相位檢波器PD2的輸入。第一充電泵1506的輸出1510和第二充電泵1508的輸出1512被一起耦合到到抽樣與保持電路1536的輸入1514，其中抽樣與保持電路被耦合到第一節(jié)點(diǎn)n1。在抽樣與保持電路1536中，參考電壓Vref1516經(jīng)過第一開關(guān)1518被耦合到第一節(jié)點(diǎn)n1。第一電容器1520，一種抽樣電容器，被耦合在接地參考電壓1522和第一節(jié)點(diǎn)n1之間。第二開關(guān)1524被耦合在第一節(jié)點(diǎn)n1和被耦合到輸出終端1534的第二節(jié)點(diǎn)n2之間。第二電容器1530，一種保持電容器，被耦合在接地參考電壓1522和第二節(jié)點(diǎn)n2之間。抽樣電容器1520的電容和保持電容器1530的電容遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于典型回路濾波電容器的電容。在相位檢波器PD1和PD2中發(fā)生相位比較之前，第一開關(guān)1518是關(guān)閉的，且抽樣電容器1520被充電處理到參考電壓Vref1516。分別跟隨相位檢波器PD1和PD2的充電泵區(qū)段1506和1508依照在相位比較中發(fā)現(xiàn)的相位差來增加或減少來自參考電壓Vref1516的抽樣電容器1520的電壓。當(dāng)相位比較完成時(shí)，抽樣電容器1520中的充電以較佳方法經(jīng)由第二開關(guān)1524被轉(zhuǎn)移到保持電容器1530。
圖16是一個(gè)顯示依照本發(fā)明的、抽樣與保持類型的分?jǐn)?shù)-N頻率合成器的分?jǐn)?shù)補(bǔ)償方法的時(shí)序圖。舉例而言，圖16能顯示在分頻參考頻率306和圖3中的頻率合成器300的分頻VCO頻率310和312之間的相位關(guān)系，其中圖3中的頻率合成器具有一個(gè)替換lo的抽樣與保持電路。在圖16中，假定分?jǐn)?shù)數(shù)字是3/8(K＝3，N＝8)。分?jǐn)?shù)累加器狀態(tài)K決定在相位比較期間操作的充電泵的數(shù)字。舉例而言，PD1的(N-K)個(gè)充電泵和PD2的K個(gè)充電泵被啟動(dòng)。啟動(dòng)的充電泵的總數(shù)總是N。在圖16中，顯示了分?jǐn)?shù)參考頻率1602、分頻器Output1 1604、分頻器Output2 1606、PD1輸出1608、PD2輸出1610和控制電壓1612的比較電壓波形。啟動(dòng)的充電泵1616和1618的數(shù)字以及分?jǐn)?shù)累加器狀態(tài)1614也根據(jù)波形得到指示。在圖16中，通過針對(duì)PD1和PD2來改變啟動(dòng)的充電泵的數(shù)字能以統(tǒng)一的方式補(bǔ)償分?jǐn)?shù)參考信號(hào)1602的一個(gè)相位引導(dǎo)，以便從PD1和PD2到來自參考電壓(Vsample)的控制電壓(Vhold)的充電增加能合并為一個(gè)一致的值。
根據(jù)上文參照?qǐng)D7的描述，使用了總數(shù)為N的充電泵，且一個(gè)由累加器控制的開關(guān)以較佳方式?jīng)Q定被連接到PD1和PD2的充電泵的數(shù)字。如圖16所示，在每個(gè)相位比較處源自充電泵的、一定數(shù)量的充電符合下列等式QTOTAL＝ICP1*TCP1+ICP2*TCP2＝[{(N-K)*(I/N)}*{T1-(K/N)*TVCO}]+[K*(I/N)*{(T1-(K/N)*TVCO)+TVCO}＝I*T1＝constant (等式.3)因此，控制電壓或抽樣電容器的電壓變化是恒定的，且保持電容器的電壓也被保持為恒定值。結(jié)果，合成的輸出顯示了良好的光譜純度。如果分頻率發(fā)生改變以產(chǎn)生一個(gè)不同的頻率，那么相位差T1在參考信號(hào)和分頻輸出之間改變，這一點(diǎn)決定控制電壓。此外，如圖16所示，參考信號(hào)引導(dǎo)分頻信號(hào)1604和1606。然而，本發(fā)明不希望受到這樣的限制。如果參考信號(hào)的相位滯后于分頻輸出的相位，那么抽樣電容器的電壓能被從參考電壓Vref處降低下來。除此之外，通過改變兩個(gè)分頻器輸出信號(hào)的相位差和每個(gè)相位檢波器中的充電泵的數(shù)字，依照本發(fā)明的較佳實(shí)施例可以按照多種方式得到實(shí)施。
抽樣與保持類型的分?jǐn)?shù)-N頻率合成器的另一實(shí)施例包括一個(gè)依照本發(fā)明的相位鎖定回路，該實(shí)施例在圖17中得到說明。如圖17所示，頻率合成器1700接收一個(gè)作為分別進(jìn)入第一和第二相位檢波器1710和1712的輸入的參考頻率1702。第一相位檢波器1710也接收第一份頻VCO頻率1704，且第二相位檢波器1712也接收第二分頻VCO頻率1708。一鎖定檢波器1718和一第一充電泵區(qū)段1722接收第一相位檢波器1710的輸出1714。鎖定檢波器1718和第二充電泵1724接收第二相位行檢波器1712的輸出1716。第一充電泵1722的輸出1726和第二充電泵1724的輸出1728一起得到耦合，且成為進(jìn)入一個(gè)例如抽樣與保持電路1536的抽樣與保持電路1740的輸入1730。較佳方法是，VCO330、模數(shù)可編程分頻器336和累加器340或類似元件被耦合到抽樣與保持電路1740以及相位檢波器1710和1712。
在圖17的較佳實(shí)施例中，量位變模擬開關(guān)(DAC)1732接收一個(gè)來自鎖定檢波器1718的輸入1720，且產(chǎn)生由抽樣與保持電路1740接收的輸出1734。較佳方法是，輸出1734是用來初始化抽樣電容器的參考電壓Vref。
在一個(gè)抽樣與保持類型的PLL中，如果參考電壓的最初設(shè)定過于遠(yuǎn)離鎖定控制電壓，那么回路就不可能產(chǎn)生所需要的頻率。依照本發(fā)明的頻率合成器1700包括一個(gè)鎖定檢波器，以便即使當(dāng)參考電壓的最初設(shè)定過于遠(yuǎn)離鎖定控制電壓時(shí)，回路也將產(chǎn)生所需的頻率。如圖17所示，一個(gè)檢波器電路1750能包括鎖定檢波器1718和DAC1732。鎖定檢波器1718分別以較佳方法檢測(cè)每個(gè)相位檢波器1710和1712的輸出。舉例而言，當(dāng)PD1和PD2的輸出都是增加電壓信號(hào)(舉例而言，″上″信號(hào))，則參考信號(hào)1702引導(dǎo)分頻信號(hào)1704和1708。在這種情況下，DAC1732增加參考電壓1734(舉例而言，Vref)，以便最小化參考電壓和所需電壓之間的電壓差。當(dāng)PD1和PD2的輸出都是減少電壓信號(hào)(例如，″下″信號(hào))時(shí)，參考信號(hào)1702滯后處理分頻信號(hào)1704和1708。在這種情況下，DAC1732減少參考電壓1734。在一個(gè)相位檢波器產(chǎn)生增加信號(hào)、而另一相位檢波器產(chǎn)生減少信號(hào)的情形中(舉例而言，當(dāng)PD1產(chǎn)生下信號(hào)，而PD2產(chǎn)生上信號(hào)時(shí))，參考電壓1734非常接近所需的控制電壓。然而，本發(fā)明不希望受到這種限制。
圖18說明一個(gè)依照發(fā)明另一實(shí)施例設(shè)定參考電壓的系統(tǒng)。如圖18所示，一檢波器電路1850的另一較佳實(shí)施例包括一模擬變量位電路(ADC)1820和一量位變模擬電路(DAC)1830。上文已經(jīng)描述了第一相位檢波器1710、第二相位檢波器1712、第一充電泵1722、第二充電泵1724和抽樣與保持電路1740。因此，這里省略了描述。抽樣與保持電路1740的輸出1810被傳送到VCO(未顯示)和模擬變量位開關(guān)1820。模擬變量位開關(guān)1820的輸出1822由量位變模擬開關(guān)1830所接收。ADC1820決定要與規(guī)定電壓進(jìn)行比較的控制電壓，且在較佳方法中，ADC通過DAC1830來設(shè)定參考電壓1840(舉例而言，Vref)。然而，本發(fā)明不希望受到這種限制。舉例而言，檢波器電路1850也能被檢波器電路1750所替換，其中DAC1732輸出受到控制，直到可以用接收來自抽樣與保持電路1740的輸出電壓1810的鎖定檢波器1718將它與規(guī)定的控制電壓進(jìn)行比較。
圖19說明一種時(shí)序圖，其顯示當(dāng)抽樣與保持電路中的參考電壓匹配所需控制電壓時(shí)，抽樣與保持類型的分?jǐn)?shù)-N頻率合成器的分?jǐn)?shù)補(bǔ)償?shù)姆椒?。舉例而言，圖19能顯示分頻參考頻率306和圖3的頻率合成器300的分頻VCO頻率310、312之間的相位關(guān)系。在圖19中，假定分?jǐn)?shù)數(shù)字是上文描述的3/8(K＝3，N＝8)。相對(duì)電壓波形是分頻參考頻率1902、分頻器Output1 1904、分頻器Output2 1906、PD1輸出1908、PD2輸出1910，且顯示控制電壓1918。啟動(dòng)的充電泵1912和1916的數(shù)字以及分?jǐn)?shù)累加器狀態(tài)1614也參照波形而得到指示。
如圖19所示，參考信號(hào)存在于分頻信號(hào)之間。因此，耦合到PD1的充電泵(CP1)總是調(diào)低來自抽樣與保持電路的電流，而那些耦合到PD2的充電泵(CP2)總是將電流提供到頻率合成器的抽樣與保持電路。充電和放電的數(shù)量通過等式3以精確的方式得到匹配，且控制電壓被保持恒定。依照等式3，CP1的充電電流的數(shù)量符合下列等式Qdischarge＝Idischarge*Tdischarge＝{(N-K)*(I/N)}*{(K/N)*TVCO}(等式.1)
其中K代表累加器狀態(tài)。類似等式1，通過CP2的充電流的數(shù)量由等式給出Qcharge＝Icharge*Tcharge＝{K*(I/N)}*[{(N-K)/N}*TVCO] (等式2)從(等式1)和(等式2)得出，Qcharge和Qdischarge總是相同的。
如以上所述，依照本發(fā)明，一頻率合成器的較佳實(shí)施例有各種不同的優(yōu)點(diǎn)。一相位鎖定回路(PLL)頻率合成器的較佳實(shí)施例合并一種在分?jǐn)?shù)N型合成器中的抽樣與保持電路。較佳實(shí)施例減少電路尺寸和功率需求，因?yàn)橐环N抽樣與保持電路在一分?jǐn)?shù)N型頻率合成器中替換一種相關(guān)技術(shù)的回路濾波器電容器。依照較佳實(shí)施例，每當(dāng)一種充電泵操作時(shí)，包括一相位鎖定回路(PLL)的頻率合成器也將分?jǐn)?shù)支線補(bǔ)償電路合并動(dòng)態(tài)的補(bǔ)償充電泵脈動(dòng)。在較佳實(shí)施例中，一種可編程的分頻器產(chǎn)生兩種輸出信號(hào)，較佳方法是，該輸出信號(hào)是來自一電壓控制振蕩器(VCO)的分頻信號(hào)，連同作為一種VCO輸出期間的相位差。在頻率合成器的鎖定狀態(tài)中，對(duì)應(yīng)的參考信號(hào)的相位在兩個(gè)分頻器信號(hào)之間發(fā)生。在一較佳實(shí)施例中使用兩個(gè)相位檢波器(PD)，其中每個(gè)接收參考信號(hào)，且兩個(gè)相位檢波器之一分頻VCO信號(hào)，以便一個(gè)相位檢波器能在鎖定階段中產(chǎn)生電壓增加信號(hào)，且另一個(gè)相位檢波器能產(chǎn)生電壓減少信號(hào)。
一個(gè)充電泵區(qū)段能包括N相等的充電泵階段，且可能與一個(gè)或兩個(gè)相位檢波器輸出終端相耦合，且每個(gè)充電泵的輸出都在抽樣與保持電路中相結(jié)合。在鎖定狀態(tài)中，充電電流和放電電流的數(shù)量實(shí)質(zhì)上相互補(bǔ)償。因此，不會(huì)發(fā)生分?jǐn)?shù)的脈動(dòng)。因此，依照本發(fā)明，在較佳實(shí)施例中，分?jǐn)?shù)的補(bǔ)償是動(dòng)態(tài)的，且對(duì)環(huán)境變化具有耐受性，例如電路年齡、過程和溫度。通過使用多個(gè)相位檢波器連同一抽樣與保持電路，一頻率合成器的較佳實(shí)施例能夠?qū)崿F(xiàn)提供統(tǒng)一的、穩(wěn)定的VCO控制電壓。
前述的實(shí)施例和優(yōu)點(diǎn)只是示范性的，且不會(huì)限制本發(fā)明。本說明書的教示可容易地適用于其它類型的裝置。本發(fā)明的描述是說明性的，且并不限制權(quán)利要求的范圍。本技術(shù)領(lǐng)域的專業(yè)人士將熟悉許多替代方案、修正和變化。在權(quán)利要求中，方法加功能的條款旨在覆蓋在此所述的結(jié)構(gòu)，表明其執(zhí)行所述的功能，且不只是結(jié)構(gòu)性的等同物，而且是相等的結(jié)構(gòu)。
權(quán)利要求
1.一種相位鎖定回路，其包含接收輸入信號(hào)和第一分頻信號(hào)以便輸出第一比較信號(hào)的第一相位檢波器；接收輸入信號(hào)和第二分頻信號(hào)以便輸出第二比較信號(hào)的第二相位檢波器；接收第一和第二比較信號(hào)、且針對(duì)比較信號(hào)產(chǎn)生輸出信號(hào)的電路；接收來自電路的輸出信號(hào)、且產(chǎn)生規(guī)定頻率信號(hào)的電壓-控制振蕩器；以及接收規(guī)定頻率信號(hào)、且產(chǎn)生具有規(guī)定相位關(guān)系的第一和第二分頻信號(hào)的、可編程的模數(shù)分頻器。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的相位-鎖定回路，其進(jìn)一步包含由一控制線路操作的多個(gè)平行開關(guān)，其中每一開關(guān)都根據(jù)所述的每個(gè)開關(guān)的位置將多個(gè)充電泵中的一個(gè)對(duì)應(yīng)充電泵耦合到第一和第二比較信號(hào)中的一個(gè)所選信號(hào)。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的相位-鎖定回路，其中每一充電泵都運(yùn)行將規(guī)定數(shù)量的電流提供和下沉至電路的操作之一。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的相位-鎖定回路，其中第一相位檢波器包含具有第一輸出端口和第二輸出端口的相位檢波器部分；以及具有多個(gè)充電泵階段的充電泵部分。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的相位-鎖定回路，其中每一充電泵階段包含第一電流源極和在第一規(guī)定電壓和充電泵輸出終端之間以串聯(lián)方式耦合的第一開關(guān)；第二電流源極和在第二規(guī)定電壓和充電泵輸出終端之間以串聯(lián)方式耦合的第二開關(guān)；具有耦合到相位檢波器部分的第一輸出端口的第一輸入的第一邏輯門，接收控制信號(hào)的第二輸入，以及耦合到第一開關(guān)的輸出端口；以及具有耦合到相位檢波器部分的第二輸出端口的第一輸入的第二邏輯門，接收控制信號(hào)的第二輸入，以及耦合到第二開關(guān)的輸出端口。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的相位-鎖定回路，其中第一和第二邏輯門是“和”門，其中第一和第二“和”門的輸出選擇第一和第二開關(guān)，以便將充電泵輸出終端耦合到第一和第二電流源極中的一個(gè)源極。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的相位-鎖定回路，其進(jìn)一步包含一個(gè)耦合的信號(hào)延遲裝置，以便針對(duì)第一和第二相位檢波器之一延遲具有分頻信號(hào)和比較信號(hào)的輸入信號(hào)之一。
8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的相位-鎖定回路，其進(jìn)一步包含耦合到第一和第二相位檢波器之一的信號(hào)延遲裝置。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的相位-鎖定回路，其中信號(hào)延遲裝置是數(shù)字延遲控制電路和模擬延遲控制電路之一。
10.根據(jù)權(quán)利要求1所述的相位-鎖定回路，其中第一和第二分頻信號(hào)具有相同的頻率。
11.根據(jù)權(quán)利要求1所述的相位-鎖定回路，其中可編程的模數(shù)分頻器包含第一邏輯門；接收控制信號(hào)的第二邏輯門；得到耦合的第一觸發(fā)器，以便接收來自電壓控制振蕩器的輸出端口的第一邏輯門的輸出信號(hào)和時(shí)鐘信號(hào)；得到耦合的第二觸發(fā)器門，以便接收第一觸發(fā)器的輸出信號(hào)，其中第一和第二邏輯門接收第二觸發(fā)器的輸出信號(hào)；以及得到耦合的第三觸發(fā)器，以便接收來自第二邏輯門的輸出信號(hào)，其中第一、第二和第三觸發(fā)器接收規(guī)定的頻率信號(hào)作為時(shí)鐘信號(hào)，其中第三觸發(fā)器的輸出信號(hào)被第一邏輯門所接收，且其中第一和第二觸發(fā)器的輸出信號(hào)是分頻信號(hào)。
12.根據(jù)權(quán)利要求11所述的相位-鎖定回路，其中第一和第二分頻信號(hào)根據(jù)時(shí)鐘信號(hào)的一個(gè)周期而出現(xiàn)相位差。
13.根據(jù)權(quán)利要求1所述的相位-鎖定回路，其進(jìn)一步包含耦合的檢波電路，以便在電路中調(diào)整參考電壓。
14.根據(jù)權(quán)利要求1所述的相位-鎖定回路，其中電路是抽樣與保持電路，其包含在第一節(jié)點(diǎn)以串聯(lián)方式在第一和第二規(guī)定參考電壓之間耦合的第一開關(guān)和第一電容器，其中第一節(jié)點(diǎn)得到耦合，以便接收第一和第二比較信號(hào)；在第二參考電壓和第二節(jié)點(diǎn)之間耦合的第二電容器；以及在第一和第二節(jié)點(diǎn)之間耦合的開關(guān)。
15.根據(jù)權(quán)利要求14所述的相位-鎖定回路，其進(jìn)一步包含設(shè)定第一規(guī)定參考電壓的檢波電路。
16.根據(jù)權(quán)利要求15所述的相位-鎖定回路，其中檢波電路包含接收來自第一和第二相位檢波器的比較信號(hào)的鎖定檢波器；以及針對(duì)來自鎖定檢波器的控制信號(hào)來調(diào)整第一規(guī)定參考電壓的電壓水平的量位變模擬開關(guān)。
17.根據(jù)權(quán)利要求15所述的相位-鎖定回路，其中檢波電路包含接收抽樣與保持電路輸出的模擬變量位開關(guān)；以及針對(duì)來自模擬變量位開關(guān)的控制信號(hào)來調(diào)整第一規(guī)定參考電壓的電壓水平的量位變模擬開關(guān)。
18.根據(jù)權(quán)利要求15所述的相位-鎖定回路，其中檢波電路包含接收來自抽樣與保持電路的輸出信號(hào)的鎖定檢波器；以及針對(duì)來自鎖定檢波器的控制信號(hào)來調(diào)整第一規(guī)定參考電壓的電壓水平的量位變模擬開關(guān)。
19.根據(jù)權(quán)利要求1所述的相位-鎖定回路，其中第一和第二分頻信號(hào)具有相同的頻率，其中第一和第二分頻信號(hào)在時(shí)鐘信號(hào)的一周期內(nèi)出現(xiàn)相位差，且其中第一相位檢波器和第二相位檢波器具有相同的設(shè)計(jì)。
20.一種用于移動(dòng)終端的分?jǐn)?shù)-N頻率合成器，其包含包含下列組件的相位檢波器電路；第一相位檢波器，其具有經(jīng)過耦合來接收參考信號(hào)的第一輸入端口、第二輸入端口、第三輸入端口和輸出端口，以及；第二相位檢波器，其具有經(jīng)過耦合來接收參考信號(hào)的第一輸入端口、第二輸入端口、第三輸入端口和輸出端口；一種電路，其具有耦合到第一和第二相位檢波器的輸出端口和一輸出端口的輸入端口；電壓-控制振蕩器，其具有耦合到電路的輸出端口、并在一輸出端口傳輸一規(guī)定頻率信號(hào)的輸入端口；可編程的模數(shù)分頻器，其具有耦合到第一相位檢波器的第二輸入端口的第一輸出端口，以便傳輸?shù)谝环诸l信號(hào)，耦合到第二相位檢波器的第二輸入端口的第二輸出端口，以便傳輸?shù)诙诸l信號(hào)，耦合到電壓控制振蕩器的輸出端口的第一輸入端口和第二輸入端口；以及一種累加器，其具有耦合到可編程的模數(shù)分頻器的第二輸入端口的第一輸出端口，以及耦合到相位檢波器的第三輸入端口的第二輸出端口。
21.根據(jù)權(quán)利要求20所述的分?jǐn)?shù)-N頻率合成器，其中移動(dòng)終端是蜂窩電話、個(gè)人數(shù)字助理、數(shù)字音頻播放器、英特網(wǎng)設(shè)備、遙控裝置和膝上型電腦之一。
22.根據(jù)權(quán)利要求20所述的分?jǐn)?shù)-N頻率合成器，其進(jìn)一步包含由一控制線路操作的多個(gè)開關(guān)，其中每一開關(guān)都根據(jù)來自累加器的控制信號(hào)將多個(gè)充電泵中的一個(gè)對(duì)應(yīng)充電泵耦合到所選的第一相位檢波器和第二相位檢波器之一的輸出端口。
23.根據(jù)權(quán)利要求20所述的分?jǐn)?shù)-N頻率合成器，其中第一相位檢波器和第二相位檢波器具有相同的設(shè)計(jì)。
24.根據(jù)權(quán)利要求20所述的分?jǐn)?shù)-N頻率合成器，其中第一相位檢波器包含具有第一輸出端口和第二輸出端口的相位檢波器部分；以及具有多個(gè)充電泵階段的充電泵部分。
25.根據(jù)權(quán)利要求24所述的分?jǐn)?shù)-N頻率合成器，其中每一充電泵階段包含第一電流源極和在第一規(guī)定電壓和充電泵輸出終端之間以串聯(lián)方式耦合的第一開關(guān)；第二電流源極和在第二規(guī)定電壓和充電泵輸出終端之間以串聯(lián)方式耦合的第二開關(guān)；具有耦合到相位檢波器部分的第一輸出端口的第一輸入端口的第一邏輯門，接收控制信號(hào)的第二輸入，以及耦合到第一開關(guān)的輸出端口；以及具有耦合到相位檢波器部分的第二輸出端口的第一輸入端口的第二邏輯門，接收控制信號(hào)的第二輸入，以及耦合到第二開關(guān)的輸出端口。
26.根據(jù)權(quán)利要求20所述的分?jǐn)?shù)-N頻率合成器，其進(jìn)一步包含一信號(hào)延遲裝置，該裝置得到耦合以便用針對(duì)第一和第二相位檢波器之一的分頻信號(hào)和比較信號(hào)對(duì)輸入信號(hào)之一進(jìn)行延遲。
27.根據(jù)權(quán)利要求20所述的分?jǐn)?shù)-N頻率合成器，其進(jìn)一部包含耦合到第一和第二相位檢波器之一的信號(hào)延遲裝置。
28.根據(jù)權(quán)利要求20所述的分?jǐn)?shù)-N頻率合成器，其中可編程的模數(shù)分頻器包含第一邏輯門；接收控制信號(hào)的第二邏輯門；經(jīng)過耦合來接收來自第一邏輯門的輸出信號(hào)和電壓控制振蕩器的輸出端口的時(shí)鐘信號(hào)的第一觸發(fā)器；經(jīng)過耦合來接收第一觸發(fā)器的輸出信號(hào)的第二觸發(fā)器門，其中第一和第二邏輯門接收第二觸發(fā)器的輸出信號(hào)；經(jīng)過耦合來接收來自第二邏輯門的輸出信號(hào)的第三觸發(fā)器，其中第一、第二和第三觸發(fā)器接收規(guī)定的頻率信號(hào)作為時(shí)鐘信號(hào)，其中第三觸發(fā)器的輸出信號(hào)被第一邏輯門所接收，且其中第一和第二觸發(fā)器的輸出信號(hào)是分頻信號(hào)。
29.根據(jù)權(quán)利要求20所述的分?jǐn)?shù)-N頻率合成器，其中第一和第二分頻信號(hào)具有相同的頻率，且其中第一和第二分頻信號(hào)根據(jù)來自電壓控制振蕩器的輸出端口的規(guī)定頻率信號(hào)的周期出現(xiàn)相位差。
30.根據(jù)權(quán)利要求20所述的相位-鎖定回路，其中電路是抽樣與保持電路，其包含在第一節(jié)點(diǎn)以串聯(lián)方式耦合在第一和第二規(guī)定參考電壓之間的第一個(gè)開關(guān)和第一電容器，其中耦合第一節(jié)點(diǎn)以便從相位檢波器的輸出端口接收第一和第二比較信號(hào)；耦合在第二參考電壓和第二節(jié)點(diǎn)之間的第二電容器；以及耦合在第一和第二節(jié)點(diǎn)之間的開關(guān)。
31.根據(jù)權(quán)利要求30所述的相位-鎖定回路，其進(jìn)一步包含設(shè)定第一規(guī)定參考電壓的檢波電路。
32.根據(jù)權(quán)利要求31所述的相位-鎖定回路，其中檢波電路包含接收來自第一和第二相位檢波器的比較信號(hào)的鎖定檢波器；以及針對(duì)來自鎖定檢波器的控制信號(hào)來調(diào)整第一規(guī)定參考電壓的電壓水平的量位變模擬開關(guān)。
33.根據(jù)權(quán)利要求31所述的相位-鎖定回路，其中檢波電路包含輸入抽樣與保持電路的輸出信號(hào)的模擬變量位開關(guān)；以及針對(duì)來自模擬變量位開關(guān)的控制信號(hào)來調(diào)整第一規(guī)定參考電壓的電壓水平的量位變模擬開關(guān)。
全文摘要
一種相位鎖定回路(PLL)頻率合成器(圖3)合并分?jǐn)?shù)支線補(bǔ)償電路。每當(dāng)一種充電泵工作時(shí)，該分?jǐn)?shù)支線補(bǔ)償電路動(dòng)態(tài)地補(bǔ)償充電泵脈動(dòng)。它能利用一種可編程的分頻器(336)，兩個(gè)相位檢波器(314和324)，其中每個(gè)檢波器都使用一種充電泵級(jí)別泵。一種分?jǐn)?shù)累加器級(jí)別(340)決定在一種相位比較期間工作的充電泵的數(shù)目。PLL頻率合成器避免補(bǔ)償電流微調(diào)的需要。同時(shí)，分?jǐn)?shù)補(bǔ)償可以動(dòng)態(tài)地完成，且它的方式能對(duì)環(huán)境變化具有耐受性。一種相位鎖定回路(PLL)的分?jǐn)?shù)－N型頻率合成器能合并一種抽樣與保持電路。該合成器能通過消除一種回路濾波器來減少電路尺寸。合成器或分?jǐn)?shù)－N型PLL能使用一種分頻器和至少兩個(gè)被耦合到一種抽樣與保持電路的相位檢波器。一種鎖定檢波電路能最初為抽樣與保持電路決定一種參考電壓。
文檔編號(hào)H03L7/089GK1507717SQ02809712
公開日2004年6月23日 申請(qǐng)日期2002年3月20日 優(yōu)先權(quán)日2001年3月20日
發(fā)明者H·許, E·宋, K·Y·李, Y·邱, J·李, J·樸, K·李, H 許, 李 申請(qǐng)人:Gct半導(dǎo)體有限公司