專利名稱：自適應(yīng)預(yù)均衡方法和設(shè)備的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及用于對信號處理電路的發(fā)射特性進(jìn)行均衡的方法和設(shè)備，所述信號處理電路例如為使用如正交頻分復(fù)用(OFDM)方案的直接轉(zhuǎn)換或外差發(fā)射器。
背景技術(shù)：
電氣和電子工程師協(xié)會(IEEE)已開發(fā)出代表下一代企業(yè)級無線局域網(wǎng)(LAN)的新規(guī)范802.11a。其優(yōu)于當(dāng)前技術(shù)的優(yōu)勢包括更強可擴展性，更好抗干擾性，以及更高的速度，這同時允許更高帶寬的應(yīng)用。
OFDM被用作在信道可用性和數(shù)據(jù)速率方面優(yōu)于擴頻的新編碼方案。信道可用性較為顯著，這是由于可用信道越獨立，則無線網(wǎng)絡(luò)的可擴展性就越強。通過將多個低速子載波組合以生成一個高速信道，實現(xiàn)高數(shù)據(jù)速率。大(寬)信道在每次發(fā)射時能夠比小(窄)信道傳輸更多信息。將子載波并行發(fā)射，這意味著將它們同時發(fā)送和接收。接收設(shè)備對這些單個信號進(jìn)行處理，每個信號表示全部數(shù)據(jù)的一部分，這些部分一起構(gòu)成實際的信號。通過這樣的包括每個信道的多個子載波，一次可發(fā)送大量的信息。
IEEE 802.11a無線LAN標(biāo)準(zhǔn)定義了高系統(tǒng)性能，因此對OFDM發(fā)射器輸出需要一定的信號精度?？紤]到模擬基帶和射頻(RF)濾波器的缺陷，有必要在發(fā)射之前對信號流進(jìn)行均衡處理。發(fā)射器輸出信號的性能主要取決于模擬濾波器的精度。為達(dá)到較高的信號精度，必須使用昂貴且精確的濾波器。然而，在大批量產(chǎn)品中，最好使這些濾波器盡可能便宜。如果安裝改進(jìn)的均衡器以補償大幅度波動和在發(fā)射器通帶中的群延遲(group delay)，則可以插入低成本和非精確的模擬發(fā)射器濾波器。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的目的在于提供改進(jìn)的均衡方法和設(shè)備，由此可提高在發(fā)射器輸出的信號精度，從而降低對濾波器的要求。
該目的通過對信號處理電路的發(fā)射特性進(jìn)行均衡的方法來實現(xiàn)，所述方法包括步驟-獲取所述信號處理電路的輸出信號與均衡函數(shù)的輸入信號之間的差；-基于所述獲得的差和所述發(fā)射特性的近似求出所述差的梯度的近似；以及-基于所述求近似的梯度更新所述均衡函數(shù)的控制值。
另外，上述目的通過用于對信號處理電路的發(fā)射特性進(jìn)行均衡的設(shè)備來實現(xiàn)，所述設(shè)備包括-比較裝置，用于獲取在所述信號處理電路的輸出信號與均衡裝置的輸入信號之間的差；-求近似裝置，用于基于所述獲得的差和所述發(fā)射特性的近似求出所述差的梯度的近似；和-更新裝置，用于基于所述求近似的梯度更新提供給所述均衡裝置的控制值。
因此，提供了能夠獲知信號處理電路的缺陷并對提供給信號處理電路的信號引入預(yù)畸變的自適應(yīng)預(yù)均衡方案。從而，能夠減少信號處理電路的規(guī)范和要求，或者可選地，提供自由度以接受未來標(biāo)準(zhǔn)中更嚴(yán)格的規(guī)范。
此外，由于自適應(yīng)預(yù)均衡功能，解決方案與信號處理電路的種類無關(guān)，例如，無論是使用直接轉(zhuǎn)換還是外差體系結(jié)構(gòu)。求近似步驟可包括計算所述差的最小均方梯度矢量的近似的步驟。梯度矢量可由系統(tǒng)成本函數(shù)的偏微分方程來計算。
此外，該差值可通過將所述輸出和輸入信號的信號包絡(luò)進(jìn)行比較來獲得。特別是，輸入信號可為數(shù)字信號，而輸出信號可為模擬信號。
控制值可為自適應(yīng)數(shù)字濾波器的系數(shù)。
另外，可將發(fā)射特性求近似為延遲函數(shù)。在此情形下，延遲函數(shù)的延遲可對應(yīng)于發(fā)射特性中最大模擬濾波器峰值的位置。
可將均衡設(shè)備的比較裝置設(shè)置成用于根據(jù)輸入和輸出信號的包絡(luò)比較輸入和輸出信號。此外，可將求近似裝置設(shè)置成用于將所述發(fā)射特性求近似為延遲函數(shù)，以及通過使用最小均方近似函數(shù)對所述梯度求近似。
信號處理電路可為直接轉(zhuǎn)換或外差發(fā)射器體系結(jié)構(gòu)。
均衡設(shè)備可包括數(shù)字預(yù)均衡器裝置。
在從屬權(quán)利要求中還限定了其他有益設(shè)計。


下面，將參照附圖，基于優(yōu)選實施例，更詳細(xì)地描述本發(fā)明。
圖1顯示出包括根據(jù)本發(fā)明優(yōu)選實施例的均衡功能的發(fā)射器體系結(jié)構(gòu)；圖2A表示已知的自適應(yīng)后均衡設(shè)置的示意圖；圖2B表示根據(jù)優(yōu)選實施例的自適應(yīng)預(yù)均衡設(shè)置的示意圖；圖3顯示出根據(jù)優(yōu)選實施例的預(yù)均衡方案；和圖4顯示出基于根據(jù)優(yōu)選實施例的預(yù)均衡方案的流程圖。
具體實施例方式
現(xiàn)在將基于如圖1所示針對IEEE 802.11a無線LAN發(fā)射器體系結(jié)構(gòu)的外差OFDM發(fā)射器體系結(jié)構(gòu)描述本發(fā)明的優(yōu)選實施例。
根據(jù)圖1，可基于二進(jìn)制相移鍵控(BPSK)，正交相移鍵控(QPSK)或正交幅度調(diào)制(QAM)的輸入信號當(dāng)在數(shù)字域中提供給具有例如20MHz的中頻的數(shù)字中頻(IF)電路10之前，被進(jìn)行上變轉(zhuǎn)換(up-convert)和低通濾波。生成的IF信號被提供給自適應(yīng)預(yù)均衡15，自適應(yīng)均衡器15被設(shè)置成用于對信號流進(jìn)行預(yù)均衡，使得以后級段的非理想模擬濾波器電路所生成的畸變?nèi)援a(chǎn)生精確的信號流。預(yù)均衡的信號被提供給發(fā)射器電路200，在發(fā)射器電路200中對信號進(jìn)行處理，以便通過發(fā)射天線55發(fā)射。
發(fā)射電路200基于外差發(fā)射器體系結(jié)構(gòu)，且包括模擬基帶電路20，在模擬基帶電路20中，例如通過應(yīng)用濾波，信道編碼，脈沖整形或其他合適的處理操作，對預(yù)均衡信號進(jìn)行發(fā)射準(zhǔn)備。然后，將處理的基帶信號提供給包括調(diào)制器或復(fù)用器25的第一上變轉(zhuǎn)換級段，其中對第一上變轉(zhuǎn)換級段提供從頻率例如為1.5GHz的第一振蕩器30獲得的信號，以將信號頻率轉(zhuǎn)換到1.5GHz的范圍。然后，將上變轉(zhuǎn)換的信號提供給模擬IF濾波器電路35，以抑制由非線性或其他失真引起的不期望的頻率成分。然后將濾波的上變轉(zhuǎn)換信號提供給包括第二調(diào)制器或復(fù)用器40的第二上變轉(zhuǎn)換級段，其中從可控第二振蕩器54對第二上變轉(zhuǎn)換級段提供具有3.5至4.5GHz可調(diào)節(jié)范圍的上變轉(zhuǎn)換信號。從而，最終將來自模擬IF電路35的信號上變轉(zhuǎn)換到3.5至4.5GHz的可調(diào)節(jié)頻率范圍。將這樣的兩次上變轉(zhuǎn)換的射頻(RF)信號提供給第二濾波器電路，即適于僅通過提供給發(fā)射天線55的所需頻率范圍的發(fā)射信號的模擬RF濾波器電路50。
可基于箝位和/或低通操作等的包絡(luò)測量電路60提供發(fā)射天線55的輸入信號的包絡(luò)信號。然后將該包絡(luò)信號提供給模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器電路65，在此將其轉(zhuǎn)換成提供給數(shù)字包絡(luò)誤差檢測電路70的數(shù)字信號流。在包絡(luò)誤差檢測電路70處，將模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換的包絡(luò)信號與數(shù)字IF電路10輸出信號的數(shù)字包絡(luò)進(jìn)行比較，以計算或得出誤差值e[k]。就此而言，假設(shè)兩個包絡(luò)信號同步。注意，在圖1中未示出相應(yīng)的同步電路。
基于所獲得的誤差值e[k]，得出預(yù)定數(shù)量的控制值，如濾波器系數(shù)，并將其提供給自適應(yīng)預(yù)均衡器15，從而控制均衡特性。因此，能夠在包絡(luò)誤差檢測電路70處測量出由非理想發(fā)射器濾波器20，35，50所導(dǎo)致的失真，以便對預(yù)均衡功能進(jìn)行自適應(yīng)控制。因此，在數(shù)字域中提供了自適應(yīng)判定輔助(decision-aided)的預(yù)均衡方案。
圖2A表示已知的自適應(yīng)后均衡設(shè)置的示意圖。其中，輸入數(shù)據(jù)信號首先通過信道100，之后通過自適應(yīng)后均衡器110。因此，包括后均衡器110和減法電路90的自適應(yīng)后均衡器反饋環(huán)不包含信道100。在減法電路90中，從輸入數(shù)據(jù)信號d[k]中減去后均衡器110的輸出信號y[k]，從而獲得用于控制自適應(yīng)后均衡器110的誤差信號或值e[k]。輸入數(shù)據(jù)信號或矢量d[k]首先通過可以表征為傳輸特性或矢量的信道100。信道100的輸出信號x[k]與后均衡器110的自適應(yīng)濾波特性或矢量相乘。從輸入樣本d[k]中減去所得到的標(biāo)量值y[k]，并將所獲得的誤差值e[k]用于更新針對下一輸入樣本的自適應(yīng)后均衡器110的濾波器系數(shù)。由于后均衡器110的輸入數(shù)據(jù)x[k]自動包含信道信息，從而，沒有必要顯式地知道信道傳輸特性或矢量。因此，僅必須確定一個未知值，即最優(yōu)系數(shù)矢量。
然而，在根據(jù)本發(fā)明優(yōu)選實施例的預(yù)均衡處理中，將均衡器置于非理想模擬濾波器或信道之前，因此包括在其反饋環(huán)路中的模擬濾波器或信道。因此，最優(yōu)系數(shù)矢量的計算是基于兩個未知變量或矢量，模擬濾波器傳輸特性或矢量，和自適應(yīng)預(yù)均衡器的最優(yōu)系數(shù)集。
圖2B表示根據(jù)如圖1所示優(yōu)選實施例的對應(yīng)自適應(yīng)預(yù)均衡設(shè)置。參看圖2B，自適應(yīng)預(yù)均衡器15為發(fā)射器電路200生成輸入信號k[x]，其中，發(fā)射器電路200的輸出信號y[k]被提供給減法器或比較電路130，其中也對減法器或比較電路130提供輸入數(shù)據(jù)信號d[k]，以獲得誤差值e[k]，其中基于該誤差值對預(yù)均衡器15進(jìn)行控制。
如圖2B所示的預(yù)均衡方案可基于以下方程來描述x[k]＝dT[k]·w[k](1)y[k]＝xT[k]·h[k](2)在以上方程(1)和(2)中，w[k]表示預(yù)均衡器15的系數(shù)或加權(quán)矢量，h[k]表示發(fā)射電路200的傳輸矢量。
基于以上兩個方程(1)和(2)，可通過以下方程獲得誤差值e[k]。
e[k]＝d[k]-y[k]＝d[k]-xT[k]·h[k](3)將方程(1)代入方程(3)得到方程
e[k]＝d[k]-(DT[k]·w[k])T·h[k] (4)根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實施例，能夠基于求近似和單一自適應(yīng)處理(single adaptation processing)求解具有其兩個未知矢量的上述方程(4)?？舍槍φ`差值e[k]的梯度矢量執(zhí)行求近似。特別是，能夠確定最小均方(LMS)梯度矢量。確定梯度近似的起點是以上方程(4)。下面的方程描述了用于梯度近似的系統(tǒng)成本函數(shù)J{w[k]}J{w[k]}＝E<e2[k]>＝E<(d[k]-y[k])2>
＝E<(d[k]-wT[k]·D[k]·h[k])2> (5)從而，可基于以上系統(tǒng)成本函數(shù)的偏微分求得誤差性能函數(shù)的梯度矢量。這樣獲得以下方程{E<e2[k]>}＝-2·E<e[k]·x~[k]>(6)其中，x~[k]表示梯度的方向矢量，它對應(yīng)于對具有發(fā)射器電路200的傳輸矢量h[k]的數(shù)據(jù)矩陣D[k]的估計。對此可基于以下方程進(jìn)行描述x~[k]＝D[k]·h[k]＝hτ·d[k-τ]＝d[k-τ](7)其中，數(shù)據(jù)矩陣D[k]表示變換矩陣，它將發(fā)射器電路200的非理想傳輸矢量h[k]進(jìn)行旋轉(zhuǎn)，hτ提供求近似的模擬濾波器傳輸值，例如，hτ＝1(而傳輸矢量的所有其他系數(shù)設(shè)置為“0”)。
圖3顯示在圖1中的包絡(luò)誤差檢測電路70基于圖2B所示自適應(yīng)預(yù)均衡設(shè)置方案的實現(xiàn)示例。注意，在圖3中，出于簡單考慮，省略了包絡(luò)測量電路60和模/數(shù)轉(zhuǎn)換器65。從而，發(fā)射器電路200的輸出值y[k]對應(yīng)于模/數(shù)轉(zhuǎn)換器65的數(shù)字化輸出值。
在圖3中，輸出信號y[k]被提供給減法電路71，減法電路71產(chǎn)生誤差值e[k]。該誤差值e[k]被提供給自適應(yīng)電路72，自適應(yīng)電路72用于確定控制預(yù)均衡器15的更新或新系數(shù)矢量w[k+1]。此外，求近似電路73用于對發(fā)射器電路200的傳輸特性或傳輸矢量h[k]求近似。因此，求近似電路73的輸出信號對應(yīng)于以上的信號矢量x~[k]。鑒于在求近似電路73中對傳輸矢量h[k]求近似的事實，在自適應(yīng)電路72中僅必須確定一個未知變量。
下面，描述如何得到預(yù)均衡系數(shù)矢量w[k+1]。
信號矢量x~[k]可通過在求近似電路73中實現(xiàn)對發(fā)射器電路200的模擬濾波器特性的復(fù)制來獲得。然而，這也需要對該模擬濾波器特性進(jìn)行識別處理。作為有益的簡化解決方案，可使求近似電路73適于將發(fā)射器電路200的濾波器特性實現(xiàn)為簡單的延遲塊或函數(shù)。然后，所需的延遲值對應(yīng)于模擬濾波器延遲τ，即發(fā)射器電路200模擬濾波器特性的最大濾波器峰值的位置。然后，在傳輸矢量h[k]中可用值“1”替換此最大峰值，同時可將其他矢量分量設(shè)置為“0”。
從而，可使用估計系數(shù)hτ[k]＝“1”以及所有其他設(shè)置為“0”的簡單FIR(有限脈沖響應(yīng))濾波器，對發(fā)射器電路200的模擬濾波器特性求近似。
該求近似使以上方程(6)簡化如下{E#<e2[k]>}＝-2·e[k]·d[k-τ](8)基于簡化的方程(8)，可根據(jù)以下方程更新預(yù)均衡器15的系數(shù)w[k+1]＝w[k]+μ·e[k]·d[k-τ] (9)使用以上近似，在自適應(yīng)電路72中可對自適應(yīng)預(yù)均衡器15的系數(shù)進(jìn)行直接前向計算或確定。
圖4顯示以上根據(jù)優(yōu)選實施例的自適應(yīng)預(yù)均衡方案的更為概括的流程圖。
在步驟S101中，確定均衡電路(即發(fā)射電路200)的輸出信號y[k]與預(yù)均衡器15的均衡函數(shù)的輸入信號d[k]之間的差。該差值對應(yīng)于誤差值e[k]，且它可基于如先前所述對信號包絡(luò)的比較。不過也可使用任何其他信號參數(shù)來獲得該差值。然后，在步驟S102中，對均衡電路的發(fā)射特性進(jìn)行求近似。此處，可應(yīng)用任何求近似方法，以得出方程(4)中的兩個未知變量中的一個。然后，使用求近似的發(fā)射特性對均衡函數(shù)的輸入信號進(jìn)行估計(步驟S103)。根據(jù)確定的差值和估計的輸入信號，例如基于方程(8)對差值的梯度求近似(步驟S104)。若得出差值的梯度，則在步驟S105中基于求近似的梯度更新預(yù)均衡函數(shù)的控制值或系數(shù)。
本發(fā)明提供了自適應(yīng)預(yù)均衡的方法，該方法可針對例如發(fā)射器電路或任何其他信號處理電路的模擬濾波器特性而使用。均衡基于近似，如LMS近似，且并不需要關(guān)于模擬濾波器特性的系統(tǒng)識別處理，而是通過簡單的延遲塊或任何簡化的傳輸特性對該特性進(jìn)行求近似。由于沒必要考慮發(fā)射器電路200的特性變化，從而，提供了高度靈活的方法。事實上，獲知缺陷，構(gòu)建模型，并且在將信號提供給發(fā)射器鏈之前將模型用于信號的預(yù)畸變。從而，甚至能夠補償由于發(fā)射器缺陷而引起的發(fā)射信號波形的變化。本發(fā)明提供自由度以接受或提升未來標(biāo)準(zhǔn)中關(guān)于誤差值或矢量的量級方面的更嚴(yán)格規(guī)范。此外，通過降低由群延遲均衡導(dǎo)致的符號間干擾(ISI)，可提高多徑延遲擴頻容限。所提出的自適應(yīng)低復(fù)雜度解決方案非常適于對規(guī)范而言需允許更大容限的大批量生產(chǎn)。這可使產(chǎn)出率提高。
注意，本發(fā)明并不限于以上所述優(yōu)選實施例，而是能夠用于減少信號失真的任何信號處理電路。可對任何適于獲得由信號處理電路失真所導(dǎo)致的差的信號參數(shù)進(jìn)行比較?？赏ㄟ^任何合適的求近似方法，對信號處理電路的傳輸特性進(jìn)行求近似。同樣，可通過任何合適的求近似方法，獲得用于控制預(yù)均衡器的控制值，以獲得差值或誤差值的梯度?？墒诡A(yù)均衡適用于外差體系結(jié)構(gòu)或直接轉(zhuǎn)換體系結(jié)構(gòu)。它也可用于補償直接轉(zhuǎn)換體系結(jié)構(gòu)的幅度缺陷，例如，同相(I)和正交相(Q)幅度缺陷。因此，在所附權(quán)利要求的范圍內(nèi)，可對這些優(yōu)選實施例進(jìn)行多種變化。
權(quán)利要求
1.一種對信號處理電路(200)的發(fā)射特性進(jìn)行均衡的方法，所述方法包括步驟a)獲取所述信號處理電路(200)的輸出信號與均衡函數(shù)(15)的輸入信號之間的差；b)基于所述獲得的差和所述發(fā)射特性的近似對所述差的梯度求近似；以及c)基于所述求近似的梯度更新所述均衡函數(shù)(15)的控制值。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其中，所述求近似步驟包括計算所述差的最小均方梯度矢量的近似值的步驟。
3.根據(jù)權(quán)利要求2的方法，其中，所述梯度矢量由系統(tǒng)成本函數(shù)的偏微分方程來計算。
4.根據(jù)以上權(quán)利要求中任何一個的方法，其中，所述差通過將所述輸出和輸入信號的信號包絡(luò)進(jìn)行比較來獲得。
5.根據(jù)權(quán)利要求4的方法，其中，所述輸入信號為數(shù)字信號，輸出信號為模擬信號。
6.根據(jù)以上權(quán)利要求中任何一個的方法，其中，所述控制值為自適應(yīng)數(shù)字濾波器的系數(shù)。
7.根據(jù)以上權(quán)利要求中任何一個的方法，其中，將所述發(fā)射特性求近似為延遲函數(shù)。
8.根據(jù)權(quán)利要求7的方法，其中，所述延遲函數(shù)的延遲對應(yīng)于所述發(fā)射特性的最大模擬濾波器峰值的位置。
9.根據(jù)權(quán)利要求8的方法，其中，所述梯度矢量通過以下方程來計算{E}＝-2e[k]·d[k-τ]其中，{E}表示所述梯度矢量，e[k]表示所述獲得的差值，以及d[k-τ]表示通過對所述發(fā)射特性的所述延遲近似而估計的所述輸入信號的矢量表示。
10.根據(jù)權(quán)利要求9的方法，其中，在所述更新步驟中基于以下方程更新濾波器系數(shù)w[k+1]＝w[k]+μe[k]·d[k-τ]其中，w[k+1]表示更新的濾波器系數(shù)的矢量表示，w[k]表示當(dāng)前濾波器系數(shù)的矢量表示，以及μ表示預(yù)定的比例因子。
11.一種用于對信號處理電路(200)的發(fā)射特性進(jìn)行均衡的設(shè)備，所述設(shè)備包括a)比較裝置(71)，用于獲取所述信號處理電路(200)的輸出信號與均衡裝置(15)的輸入信號之間的差；b)求近似裝置(72)，用于基于所述獲得的差和所述發(fā)射特性的近似對所述差的梯度求近似；和c)更新裝置(72)，用于基于所述求近似的梯度，獲得提供給所述均衡裝置(15)的控制值。
12.根據(jù)權(quán)利要求11的設(shè)備，其中，所述比較裝置(71)被設(shè)置成用于根據(jù)所述輸入和輸出信號的包絡(luò)比較所述輸入和輸出信號。
13.根據(jù)權(quán)利要求11或12的設(shè)備，其中，所述求近似裝置(72)被設(shè)置成用于將所述發(fā)射特性求近似為延遲函數(shù)，以及通過使用最小均方近似函數(shù)對所述梯度求近似。
14.根據(jù)權(quán)利要求11至13中任何一個的設(shè)備，其中，所述信號處理電路為直接轉(zhuǎn)換或外差發(fā)射器的體系結(jié)構(gòu)(200)。
15.根據(jù)權(quán)利要求11至14中任何一個的設(shè)備，其中，所述設(shè)備包括數(shù)字預(yù)均衡器裝置(15)。
全文摘要
本發(fā)明涉及用于對信號處理電路(200)的發(fā)射特性進(jìn)行均衡的方法和設(shè)備，其中，獲得在信號處理電路的輸出與均衡函數(shù)的輸入之間的差，基于所獲得的差以及發(fā)射特性的近似對差的梯度求近似。然后，基于求近似的梯度更新均衡函數(shù)(15)的控制值。因此，鑒于這些事實，提供了自適應(yīng)預(yù)均衡，可將低成本和低精確的模擬濾波器用于信號處理部件中。此外，提供了靈活的均衡方程，這可用于任何信號處理電路。
文檔編號H03H21/00GK1656766SQ02829323
公開日2005年8月17日 申請日期2002年7月15日 優(yōu)先權(quán)日2002年7月15日
發(fā)明者埃德蒙·科斯米勒 申請人:諾基亞公司