專利名稱：模數轉換器電路和電流源電路的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及將輸入的模擬電壓轉換為數字值的模數轉換器電路。
本發(fā)明還涉及向作為模數轉換器電路的功能電路提供偏流，更具體的涉及向具有并行模數轉換器部分的模數轉換器電路提供偏流。
背景技術：
已知的并行模數轉換器電路(下文中也稱為模數轉換器)具有大量串聯(lián)排列的電阻器件用來對標準電壓分壓，并用大量的比較器根據時鐘信號周期將連接點的參考電壓與輸入的模擬電壓并行比較，并根據比較器的輸出產生數字值。在這種并行模數轉換器中，例如對于8位模數轉換(也簡稱為轉換)要用255(＝28-1)個比較器。
但是，輸入的模擬電壓的幅度并不是在所有的時間都具有模數轉換器可轉換的最大幅度(最大輸入寬度)。并且輸入的模擬電壓的頻率并不是在所有的時間都是高頻，例如時鐘信號的頻率的1/2。通常，模擬電壓的幅度小于能夠模數轉換的最大幅度，并且頻率遠低于時鐘信號的頻率也是正常的。
在這種情況下，相對于在由特定時鐘信號給定的時間點輸入的模擬電壓，在下一個時鐘信號給定的時間模擬電壓能夠變化的變化量是有限的。即，如果在由特定時鐘信號確定的時間點輸入的模擬電壓已知，則由此能夠以一個的寬度預測將在由下一個時鐘信號確定的時間點輸入的模擬電壓。
另一方面，雖然在普通的模數轉換器中所有的比較器由時鐘信號一起操作，但是如果如上所述可以預測輸入模擬電壓，則可以通過僅僅使需要的比較器工作而使其余的比較器休眠，從而使該模數轉換器功耗降低，而不改變模數轉換器的分辨率或轉換結果(數字值)。
在專利文獻1(日本特許公開No.2000-341124)中，提出了如下類型的模數轉換器電路。即，用兩個比較器作為前級，輸入的模擬電壓被歸為三種電平中的一種，低電平、高電平和中間電平。在該前級的后級中有大量并行排列的比較器，分為三組，根據來自前級兩個比較器的第一和第二控制信號選擇要工作的比較器組。具體地，當模擬電壓為中間電平時，全部三組比較器都工作。然而，當模擬電壓為低電平時，只有對應于中間電平和低電平的比較器組工作，對應于高電平的比較器不工作。而當模擬電壓為高電平時，只有對應于中間電平和高電平的比較器組工作，對應于低電平的比較器不工作。以這種方式，通過使某些比較器不工作，降低模數轉換器的功耗。
但是，在該專利文獻1所述的發(fā)明中，前級的兩個比較器是不使用時鐘信號的差分放大器型比較器，并且連續(xù)地對模擬電壓進行比較和分類并選擇要工作的比較器組。因此，后級比較器組的選擇是根據后級比較器組剛要轉換之前(更確切地說，取決于前級比較器的特性，在它們的輸出根據輸入的模擬電壓的變化而變化之前一個延時量)的模擬電壓。即，為選擇后級比較器，前級提取模擬值的時間由前級比較器的特性決定。此外，在輸入的模擬電壓的變化大和變化小這兩種情況之間，前級比較器的延時是不同的(當輸入變化大時，輸出中的相應變化需要時間完成)。因此，如果從后級比較器方向看，由于模擬值的變化，確定后級比較器的選擇的時間是變化的，存在不能適當地選擇比較器組的情況，從而選中了與應當選擇的組不同的組。
并且，由于當模擬電壓在中間電平時所有的三組比較器都工作等原因，所以不工作的比較器的數量是很少的，減少功耗的效果也是有限的。
作為現(xiàn)有技術中的功能電路的例子，圖46示出了并行型模數轉換器電路的電路圖。高壓電平VRH和低壓電平VRL由八個分壓電阻RF110-RF180等分并作為參考電壓V110-V170。然后，輸入電壓VIN同時由七個比較器C110-C170分別與參考電壓V110-V170比較。作為比較結果，以數字信號方式獲得的輸出信號OUT110-OUT170用預定的輸出信號作為邊界分為高電平和低電平，并根據輸入電壓VIN的電壓電平輸出。通過對輸出信號OUT110-OUT170編碼，得到3位數字信號。
每個比較器C110-C170為相同的電路單元。此外，需要為每個比較器C110-C170提供預定的偏流，以執(zhí)行比較操作。當并行型模數轉換器電路執(zhí)行模數轉換操作時，預定的偏流加到所有的比較器C110-C170上。在每個比較器中出現(xiàn)電流消耗。
然而，輸入電壓VIN為模擬電壓，并且在每個預定的時間執(zhí)行的模數轉換操作中輸入電壓VIN的電壓變化量是有限的。即，在對作為模擬電壓信號的輸入電壓VIN的模數轉換操作中，輸入電壓VIN的電壓值必須僅由可能在相鄰的轉換時刻發(fā)生變化的一個電壓范圍內的比較器檢測。因此，在具有不能在相鄰轉換時刻輸入的電壓范圍內電壓值作為參考電壓的比較器中，按照一直提供偏流的常規(guī)技術，在不必進行模數轉換操作的比較器中出現(xiàn)了不必要的電流消耗，這是一個要解決的問題。
至于模數轉換器電路之外的其它電路，具有多個電路并且通過向它們中的每一個提供偏流來實現(xiàn)其電路操作的功能電路也具有同樣的問題。即，例如，雖然在功能電路中每個電路單元的操作條件根據偏流的設置來切換，以根據電流操作條件確定下一個操作條件，只對可預期的電路單元提供偏流，但是根據常規(guī)技術，偏流一直加在所有的電路單元上，從而出現(xiàn)不必要的電流消耗，這是一個要解決的問題。

發(fā)明內容
考慮到這些問題研制出了本發(fā)明，目的是提供一種模數轉換器電路，其中通過使用時鐘信號，根據預定時間之前輸入的模擬電壓，可以適當地選擇正常工作的比較器和進入低功耗狀態(tài)的比較器，減小了功耗。
還一個目的是提供一種模數轉換器電路，其中，通過使用時鐘信號，根據預定時間之前輸入的模擬電壓，可以適當地選擇要工作的比較器和要休眠的比較器，減小了功耗。
還有一個目的是提供一種模數轉換器電路，其中，通過使用時鐘信號，根據預定時間之前輸入的模擬電壓，可以適當地選擇要進行正常操作的比較器和要進行低功耗操作的比較器，減小了功耗。
本發(fā)明的一個目的是提供一種能夠減少不必要的偏流的電流源電路和模數轉換器電路，同時確保必要的偏流以保持其在具有并行模數轉換部分的模數轉換器電路和具有多個電路單元的功能電路中的電路性能。
根據本發(fā)明的一個方面，提供作為并行模數轉換器電路的模數轉換器電路，用來根據第一時鐘信號用多個第一比較器將輸入的模擬電壓轉換為數字值，所述多個第一比較器構成為對每一個比較器可通過控制信號選擇正常工作狀態(tài)或低功耗狀態(tài)，其包括一個比較器控制電路部分，用來根據基于預定時間之前輸入的模擬電壓用第一時鐘信號或不同于第一時鐘信號的第二時鐘信號產生的輸入信息信號，輸出控制信號，該控制信號將多個第一比較器中的一部分第一比較器進入正常工作狀態(tài)，并使其余第一比較器保持于低功耗狀態(tài)。
在本發(fā)明的一個方面的模數轉換器電路中，根據基于預定時間之前輸入的模擬電壓用第一時鐘信號或第二時鐘信號產生的輸入信息信號，比較器控制電路部分輸出控制信號。由此，選擇在本次轉換中要進入正常工作狀態(tài)的第一比較器，并使其余第一比較器保持于低功耗狀態(tài)。
為了抑制模數轉換器電路的功耗，最好所有的第一比較器都處于低功耗狀態(tài)。然而，當使一個第一比較器進入低功耗狀態(tài)時，因為它的工作情況不同于其處于正常工作狀態(tài)時的情況，當所有的第一比較器都進入低功耗狀態(tài)時，會出現(xiàn)模數轉換不能正常進行的情況。
然而，在本發(fā)明中，用來選擇第一比較器的模擬電壓的定時可以與由第一時鐘信號或第二時鐘信號確定的固定的定時對齊。因此，當預先知道輸入的模擬電壓的特性例如幅度和頻率時，可以正確地預測模擬電壓從預定時間之前的時間點到本次轉換可能發(fā)生的變化范圍。因此，與此相應，對于當進入低功耗狀態(tài)時不能由之獲得正確的輸出的第一比較器，雖然它們的功耗相對變大，也要選擇能夠進行正確的比較操作的正常工作狀態(tài)，用于本次轉換。另一方面，對于即使當進入低功耗狀態(tài)時仍能由之獲得合適的輸出的第一比較器，使之進入低功耗狀態(tài)。以此方式，總體上，可以實現(xiàn)低功耗模數轉換器電路。
順便說明，低功耗狀態(tài)的意思是比較器的功耗可以比比較器處于正常工作狀態(tài)時的功耗低，并且不考慮該比較器是否能執(zhí)行所需要的比較操作的狀態(tài)。因此，‘低功耗狀態(tài)’不僅包括盡管功能比正常工作狀態(tài)低，比較器的比較操作仍能夠正常執(zhí)行的狀態(tài)(低功耗工作狀態(tài))，而且包括功耗比正常工作狀態(tài)低但比較器的比較操作不能夠正常執(zhí)行的狀態(tài)即比較器不作為比較器工作(休眠狀態(tài))。
此外，在選擇了要進入正常工作狀態(tài)的比較器之后使剩余的比較器進入低功耗狀態(tài)時，除了使所有剩余的比較器進入低功耗工作狀態(tài)或使之全部進入休眠狀態(tài)之外，也可以使進入低功耗狀態(tài)的剩余比較器中的一部分進入低功耗工作狀態(tài)，剩余的進入休眠狀態(tài)。
在用第一時鐘信號產生輸入信息信號時，例如可以給出利用第一比較器本身的情況作為例子。即，作為例子，可以也用第一比較器的在前輸出作為輸入信息信號，利用它們選擇用于本次轉換的第一比較器。并且，作為例子，還可以與第一比較器獨立地提供在第一時鐘信號或第二時鐘信號下工作的第二比較器，這些第二比較器的輸出用于為本次轉換選擇第一比較器。
并且，作為所述過去的預定時間，可以考慮到輸入模擬電壓的幅度和頻率以及在本次轉換中要進入正常工作狀態(tài)的第一比較器的數量等來合適地設置，例如過去的第一時鐘信號的一個時鐘周期(1周期)可以作為例子給出。然而，可以比該時間短(例如1/2時鐘周期等)，或比該時間長(例如2時鐘周期)。
根據本發(fā)明的第二方面，提供作為并行模數轉換器電路的模數轉換器電路，用來根據第一時鐘信號用多個第一比較器將輸入的模擬電壓轉換為數字值，所述多個第一比較器構成為對每個第一比較器，可通過控制信號選擇工作狀態(tài)或休眠狀態(tài)，其包括一個比較器控制電路部分，用來根據基于預定時間之前輸入的模擬電壓用第一時鐘信號或不同于第一時鐘信號的第二時鐘信號產生的輸入信息信號，輸出控制信號，該控制信號使所述多個第一比較器中的一部分第一比較器進入工作狀態(tài)，并使其余第一比較器保持休眠狀態(tài)。
在本發(fā)明的第二方面的模數轉換器電路中，根據基于預定時間之前輸入的模擬電壓用第一時鐘信號或第二時鐘信號產生的輸入信息信號，比較器控制部分輸出控制信號。由此，選擇在本次轉換中要進入工作狀態(tài)的第一比較器，并使其余第一比較器保持在休眠狀態(tài)。以此方式，用來選擇第一比較器的模擬電壓的定時可以與由第一時鐘信號或第二時鐘信號確定的固定的定時對齊。因此，當預先知道輸入的模擬電壓的特性例如幅度和頻率時，可以準確地預測模擬電壓由預定時間之前的時間點到本次轉換可能發(fā)生的變化范圍。因此，因為在用第一比較器進行本次轉換之前只需要相應于該變化范圍選擇不能預測比較結果的第一比較器并使它們處于正常工作狀態(tài)，而使比較結果能夠預測的其他第一比較器處于休眠狀態(tài)，所以可以選擇合適的第一比較器，并使它們在所有的時間處于工作狀態(tài)。此外，由于只有適當數量的第一比較器需要處于工作狀態(tài)，所以可以使處于休眠狀態(tài)的剩余比較器的數量大，從而降低模數轉換器電路的功耗。
順便說明，使比較器保持休眠狀態(tài)的意思是不操作比較器，并使比較器保持在小功耗狀態(tài)中。因此，在休眠狀態(tài)中不能用比較器執(zhí)行比較參考電壓和模擬電壓的操作。例如，在斬波器型(chopper-type)比較器中，通常，交替出現(xiàn)電壓提取狀態(tài)和比較狀態(tài)，以進行比較。在這種情況下，在電壓提取狀態(tài)中，邏輯器件例如反相器的輸入級和輸出級短路，流過直通電流，使該邏輯器件中出現(xiàn)本征電壓(intrinsicvoltage)。此時消耗大量的功率。作為將這樣的斬波器型比較器保持于休眠狀態(tài)的例子，可以舉出如上所述不進行電壓提取并保持比較狀態(tài)的情況。并且，在差分型比較器中，切斷流過差分電路的恒流源的恒定電流的情況也可作為例子。
然而，在該模數轉換器電路中，對在所有時間中都能夠轉換為正確的數字值的模擬電壓波形有限制。即，根據處于工作狀態(tài)的第一比較器的數量和所述預定時間的長度等，從預定時間之前到本次轉換時模擬電壓隨時間變化的最大寬度是有限的。因此，模擬電壓的幅度和頻率受限制。如果模擬電壓的變化在此限之內，則可以正確地轉換為數字值。
另一方面，在該模數轉換器電路中，當輸入的模擬電壓的大振幅度和/或大頻率超過該限度，則不能進行正確的模數轉換。然而，應當理解雖然存在這種限制，仍存在其能被使用的應用。例如，當輸入的模擬信號大振幅的時期和小振幅的時期交替出現(xiàn)時，盡管在超過了限制范圍的大幅度期間以及大幅度期間之后的小幅度期間的過渡期間中，也不能進行正確的模數轉換。在經過小幅度期間的過渡期間之后可以進行正確的模數轉換。如果只使用這種期間的數字值，則可以使用本發(fā)明的模數轉換器電路。
順便說明，在本專利申請中，參考電壓的高級別和低級別為當參考電壓相互比較時，電位較高的稱為高級別，電位較低的稱作低級別。以此方式，參考電壓形成從高級別到低級別的等級序列(ranking)。
另一方面，關于比較器的高級別和低級別為對于相比較的兩個比較器，當比較它們分別參照的參考電壓時，參考高電位(高級別)參考電壓的比較器稱作高級別，參考低電位(低級別)參考電壓的比較器稱作低級別。以此方式，比較器也形成從高級別到低級別的等級序列。
并且，高一級的比較器指其級別位于所考慮的比較器的最高級別一側的一個級別的比較器。同樣的，低一級的比較器是指其級別位于所考慮的比較器的最低級別一側一個級別的比較器。相鄰的比較器是指比所考慮的比較器的等級高一級或低一級的比較器。
順便說明，在本專利申請中，關于組的高級別和低級別為當包括在組中的比較器進行比較時，包括高級別比較器的組稱為高級別，包括低級別比較器的組稱為低級別。因此，對于組，也形成從高級別到低級別的等級序列。
并且，高一級的組是指其等級位于所考慮的組的最高級別一側一個級別的組。同樣的，低一級的組是指其等級位于所考慮的組的最低級別一側一個級別的組。相鄰的組是指比所考慮的組的等級高一級或低一級的組。
根據本發(fā)明的第三方面，提供作為并行模數轉換器電路的模數轉換器電路，用來根據第一時鐘信號用多個比較器將輸入的模擬電壓轉換為數字值，所述多個比較器構成為對每一個比較器，通過控制信號選擇正常工作狀態(tài)或低功耗狀態(tài)，其包括一個比較器控制電路部分，用于根據基于前一轉換使用的模擬電壓產生的輸入信息信號輸出控制信號，該控制信號使所述多個比較器中的一部分比較器進入正常工作狀態(tài)，并使其余比較器處于低功耗狀態(tài)。
在本發(fā)明的三方面的模數轉換器電路中，根據基于在前轉換使用的模擬電壓產生的輸入信息信號，比較器控制電路部分輸出控制信號。該控制信號選擇在本次轉換中要進入正常工作狀態(tài)的比較器，并使其余比較器處于低功耗狀態(tài)。
因此，因為用來選擇比較器的模擬電壓的定時與在前轉換的定時總是可以對齊，所以，在本次轉換中只需要選擇和使用與在時鐘信號的一個周期的時間段中可能出現(xiàn)的模擬電壓的變化范圍相應的比較器，從而總是能夠適當地選擇正常工作狀態(tài)或低功耗狀態(tài)的比較器。此外，由于只需使適當數量的比較器處于正常工作狀態(tài)，所以可以使處于低功耗狀態(tài)的剩余比較器的數量大，從而降低模數轉換器電路的功耗。
根據本發(fā)明的第四方面，提供作為并行模數轉換器電路的模數轉換器電路，用來根據時鐘信號用多個比較器將輸入的模擬電壓轉換為數字值，所述多個比較器構成為對于每一個比較器，通過控制信號選擇工作狀態(tài)或休眠狀態(tài)，其包括一個比較器控制電路部分，用來根據基于在前轉換使用的模擬電壓產生的輸入信息信號輸出控制信號，該控制信號使所述多個比較器中的一部分比較器進入工作狀態(tài)，并使其余比較器處于休眠狀態(tài)。
在本發(fā)明的四方面的模數轉換器電路中，根據基于在前轉換使用的模擬電壓產生的輸入信息信號，比較器控制電路部分輸出控制信號。該控制信號選擇在本次轉換中要進入工作狀態(tài)的比較器，并使其余比較器處于休眠狀態(tài)。因此，因為用來選擇比較器的模擬電壓的定時與在前轉換的定時總是可以對齊，所以，在本次轉換中只需要選擇和使用與時鐘信號的一個周期的時間段中模擬電壓可能發(fā)生的變化范圍相應的比較器，從而總是能夠適當地選擇正常工作狀態(tài)或低功耗狀態(tài)的比較器。此外，由于只使適當數量的比較器處于正常工作狀態(tài)，所以可以使處于低功耗狀態(tài)的剩余比較器的數量大，從而降低模數轉換器電路的功耗。
根據本發(fā)明的第五方面，提供作為并行模數轉換器電路的模數轉換器電路，用來根據第一時鐘信號用多個第一比較器將輸入的模擬電壓轉換為數字值，所述多個第一比較器構成為對于每一個比較器，通過控制信號選擇正常工作狀態(tài)或低功耗工作狀態(tài)，其包括一個比較器控制電路部分，用來根據基于預定時間之前輸入的模擬電壓用第一時鐘信號或不同于第一時鐘信號的第二時鐘信號產生的輸入信息信號輸出所述控制信號，該控制信號使所述多個第一比較器中的一部分進入正常工作狀態(tài)，并使其余第一比較器處于低功耗工作狀態(tài)。
在本發(fā)明的第五方面的模數轉換器電路中，根據基于預定時間之前輸入的模擬電壓用第一時鐘信號或第二時鐘信號產生的輸入信息信號，比較器控制部分輸出控制信號。由此，選擇在本次轉換中要進入正常工作狀態(tài)的第一比較器，并使其余第一比較器處于低功耗工作狀態(tài)。以此方式，用來選擇第一比較器的模擬電壓的定時可以與由第一時鐘信號或第二時鐘信號確定的固定的定時對齊。因此，根據模擬電壓從預定時間之前的時間點到本次轉換可能出現(xiàn)的變化范圍，可以適當地選擇要進入正常工作狀態(tài)的第一比較器和處于低功耗工作狀態(tài)的第一比較器。并且，因為一部分第一比較器處于低功耗工作狀態(tài)，總體上模數轉換器電路的功耗降低了。
并且，如上所述，當比較器臨時進入休眠狀態(tài)以降低功耗時，該比較器重新返回正常工作狀態(tài)往往需要花費時間。因此，當一部分比較器進入休眠狀態(tài)時，存在模數轉換器電路的響應速度(時鐘信號的頻率)的上限受從休眠狀態(tài)恢復到工作狀態(tài)所需時間限制的風險。關于這一點，與從休眠狀態(tài)變?yōu)楣ぷ鳡顟B(tài)所需時間相比，在本發(fā)明中，從低功耗工作狀態(tài)變?yōu)楣ぷ鳡顟B(tài)所需時間要短。因此，有利于在更快的時鐘頻率下驅動模數轉換器電路。
順便說明，低功耗工作狀態(tài)是指比較器的工作狀態(tài)中，比較器能夠進行比較操作，而在操作期間的功耗低于相對照的正常工作狀態(tài)的狀態(tài)。
當比較器處于低功耗工作狀態(tài)時，與處于正常工作狀態(tài)相比，使用范圍有時會有限制。通常，除了功耗以外，比較器的響應速度依賴于所比較的兩個電壓(參考電壓和模擬電壓)的電壓差，并且電壓差越小速度越慢。就此而言，用在模數轉換器電路中的第一比較器的性能和特性的確定要考慮到功耗、電壓差和響應速度。
但是，當該比較器處于低功耗工作狀態(tài)以降低其功耗時，雖然當實際所加的電壓差大時在由時鐘信號設定的預定的時間段內得到了正確的比較結果，但是當電壓差小時，因為響應速度變慢，存在在預定的時間段內得不到正確的比較結果的風險。因此，如果用在模數轉換器電路中的所有的比較器都處于低功耗工作狀態(tài)，則存在不能得到正確的轉換結果的情況。
就此而言，模數轉換器電路的多個第一比較器中，對于輸入的模擬電壓和參考電壓之間預計存在大的電壓差的第一比較器，使之進入低功耗工作狀態(tài)較好。這是由于即使這樣做了，在預定的時間段內也能得到正確的比較結果。另一方面，對于預計電壓差較小的第一比較器，雖然功耗變大，還是處于正常工作狀態(tài)較好。這是因為，即使電壓差小，在預定的時間段內也能得到正確的比較結果。如果這樣做，對于模數轉換器電路的所有第一比較器也可以得到正確的比較結果，從總體上降低了功耗。
并且，在該模數轉換器電路中，對在任何時間都能夠轉換為正確的數字值的模擬電壓波形有限制。即，根據處于正常工作狀態(tài)的第一比較器的數量和預定時間的長度等，模擬電壓從預定時間之前的時間點到本次轉換可變化的最大幅度是有限的。因此，模擬電壓的幅度和頻率受限制。如果模擬電壓的變化在此限之內，則可以正確地轉換為數字值。
另一方面，在該模數轉換器電路中，當輸入的模擬電壓的最大幅度和/或最大頻率超過該限制時，則不能進行正確的模數轉換。然而，應當理解雖然存在這種限制，仍存在其可使用的應用。
根據本發(fā)明的第六方面，提供作為并行模數轉換器電路的模數轉換器電路，用來根據時鐘信號用多個比較器將輸入的模擬電壓轉換為數字值，所述多個比較器構成為對每一個比較器，通過控制信號選擇正常工作狀態(tài)或低功耗工作狀態(tài)，其包括一個比較器控制電路部分，用于根據基于在前轉換使用的模擬電壓產生的輸入信息信號輸出控制信號，該控制信號使所述多個比較器中的一部分在本次轉換中進入正常工作狀態(tài)，并使其余比較器處于低功耗工作狀態(tài)。
在本發(fā)明的第六方面的模數轉換器電路中，根據基于在前轉換使用的模擬電壓產生的輸入信息信號，比較器控制電路部分輸出控制信號。該控制信號選擇在本次轉換中要進入正常工作狀態(tài)的比較器，并使其余比較器處于低功耗工作狀態(tài)。因此，因為用來選擇比較器的模擬電壓的定時與在前的轉換的定時總能對齊，所以，在本次轉換中只需要選擇和使用對應于在時鐘信號的一個周期的時間段中模擬電壓可能出現(xiàn)的變化范圍的比較器。因此，總是能夠適當地選擇正常工作狀態(tài)或低功耗工作狀態(tài)的比較器。由此，從總體上降低模數轉換器電路的功耗。
根據本發(fā)明的第七方面，提供包括具有多個比較器的并行模數轉換部分的模數轉換器電路，該模數轉換器電路包括用于提供偏流的偏流源部分，為所述多個比較器的每一個提供偏流源部分；為每一個偏流源部分提供偏流設置端，設置偏流設置端的偏壓來調節(jié)偏流；以及連接相鄰的偏流設置端的電阻元件。
在本發(fā)明的第七方面的模數轉換器電路中，偏流源部分為構成并行模數轉換部分的每一個比較器提供偏流，并且根據加到每個偏流源部分的每個偏流設置端的偏壓設置每個偏流。
根據本發(fā)明的第七方面，還提供了針對權利要求1的電流源電路，用來為由多個電路單元構成的功能電路提供偏流，該電流源電路包括用于提供偏流的偏流源部分，為所述多個電路單元的每一個提供偏流源部分；為每一個偏流源部分提供偏流設置端，設置偏流設置端的偏壓來調節(jié)偏流；以及連接相鄰的偏流設置端的電阻元件。
在本發(fā)明的第七方面的電流源電路中，偏流源部分為多個電路單元的每一個提供偏流，并且根據加到每個偏流源部分的每個偏流設置端的偏壓設置每個偏流。
因為為每個偏流設置端設置偏壓，所以由每個偏流源部分確定偏流，并且對于每個電路單元或每個比較器可以調節(jié)偏流。因此，可以提供適合于電路單元或比較器的工作狀態(tài)的偏流。因為偏流設置端與電阻元件相連，為沒有設置偏壓并在已經設置偏壓的偏流設置端之間的偏流設置端設置對應于通過電阻元件的每個偏壓的合成電壓(resultant voltage)的電壓。取決于為偏流設置端設置的電壓值的偏流可以加到夾在不同工作狀態(tài)的電路單元之間的電路單元或加到夾在不同工作狀態(tài)的比較器之間的比較器。
本發(fā)明的上述和更多的目的和新穎特性通過下面結合附圖的詳細介紹將更加清楚。但是，應當清楚地理解，附圖僅僅用于說明的目的，而不是用于限制本發(fā)明。


圖1示出了實施例1、2、3的模數轉換器電路的簡要框圖；圖2示出了實施例1的模數轉換器電路的比較部分的簡要示意圖；圖3示出了實施例1、2的模數轉換器電路中的輸入電壓、轉換比較器的輸出和輸出編碼之間的關系表；圖4示出了實施例1的模數轉換器電路中預定時間之前的輸入電壓、設置比較器的輸出和轉換比較器的設置狀態(tài)之間的關系表；圖5示出了斬波器型轉換比較器的主要部分的結構的示意圖；圖6示出了圖5所示的斬波器型轉換比較器的主要部分的操作和開關的關系表；圖7示出了反相器器件的電路結構的電路圖；圖8示出了圖7所示的反相器器件的輸入電壓和漏極電流的關系圖；圖9示出了斬波器型轉換比較器的結構的示意圖；圖10示出了差分型設置比較器的結構的示意圖；圖11示出了在設置比較器由不同于時鐘信號CLK的第三時鐘信號CLK3驅動的情況下時鐘信號CLK和第三時鐘信號CLK3的關系示意圖，(a)為第三時鐘信號CLK3的相位不同的情況，(b)為第三時鐘信號CLK3具有兩倍頻率的情況；圖12示出了實施例2的模數轉換器電路的比較部分的簡要示意圖；圖13示出了實施例2和變體1的模數轉換器電路中，在前轉換所用的輸入電壓、比較器的輸出、輸出編碼和本次轉換比較器的設置狀態(tài)之間的關系表；圖14是說明當輸入電壓波形是大電壓變化和小電壓變化交替出現(xiàn)時實施例2的模數轉換器電路的工作的示意圖；圖15示出了用在實施例1的模數轉換器電路中的差分型轉換比較器的結構的示意圖；圖16示出了實施例3的模數轉換器電路的比較部分的簡要示意圖；圖17示出了實施例3的模數轉換器電路中輸入電壓、比較器輸出和輸出編碼之間的關系表；圖18示出了實施例3的模數轉換器電路中，在前轉換使用的輸入電壓、屬于組的比較器的設置狀態(tài)和在本次轉換中輸出編碼的可能范圍的關系表；圖19示出了實施例3的模數轉換器電路中，在前轉換使用的輸入電壓、比較器的設置狀態(tài)和在本次轉換中輸出編碼的可能范圍的關系表；圖20示出了實施例4的模數轉換器電路的比較部分的簡要示意圖；圖21示出了實施例4的模數轉換器電路中預定時間之前的輸入電壓、設置比較器的輸出和屬于組的比較器的設置狀態(tài)之間的關系表；圖22示出了實施例5的模數轉換器電路的比較部分的簡要示意圖；圖23示出了實施例5、6的模數轉換器電路中的輸入電壓、轉換比較器的輸出和輸出編碼之間的關系表；圖24示出了實施例5的模數轉換器電路中預定時間之前的輸入電壓、設置比較器的輸出和轉換比較器的設置狀態(tài)之間的關系表；圖25示出了用在實施例5-8中的轉換比較器中的反相器部分的結構示意圖；圖26示出了用在實施例5-8中的轉換比較器中的反相器部分的另一個結構示意圖；圖27示出了用在實施例5-8中的轉換比較器中的反相器部分的另一個結構示意圖；圖28示出了實施例6的模數轉換器電路的比較部分的簡要示意圖；
圖29示出了實施例6和變體3的模數轉換器電路中在前轉換所用的輸入電壓、比較器的輸出、輸出編碼和本次轉換比較器的設置狀態(tài)之間的關系表；圖30示出了用在變體3、4的模數轉換器電路中使用的差分型轉換比較器的結構示意圖；圖31示出了實施例7的模數轉換器電路的比較部分的簡要示意圖；圖32示出了實施例7的模數轉換器電路中的輸入電壓、比較器的輸出和輸出編碼之間的關系表；圖33示出了實施例7的模數轉換器電路中用在前轉換使用的輸入電壓、屬于組的比較器的設置狀態(tài)和在本次轉換中輸出編碼的可能范圍的關系表；圖34示出了實施例7的模數轉換器電路中在前轉換使用的輸入電壓、比較器的設置狀態(tài)和在本次轉換中輸出編碼的可能范圍的關系表；圖35示出了實施例8的模數轉換器電路的比較部分的簡要示意圖；圖36示出了實施例8的模數轉換器電路中預定時間之前的輸入電壓、設置比較器的輸出和屬于組的轉換比較器的設置狀態(tài)之間的關系表；圖37是實施例9的電路框圖；圖38是實施例9的模數轉換表；圖39是偏壓發(fā)生器電路的電路框圖；圖40是差分型比較器的電路框圖；圖41是差分型比較器的工作波形圖；圖42是每個比較器的偏壓設置表；圖43是在輸入電壓CIN在V8-V9區(qū)中的情況下每個比較器的偏流；圖44示出了比較器之間偏差電壓(offset voltage)相對于偏流差的關系；圖45是實施例9的變體的電路框圖；以及圖46是常規(guī)模數轉換器電路的電路圖。
具體實施例方式
(第一實施例)參考圖1-圖10介紹本發(fā)明第一實施例的并行模數轉換器電路100。這些圖中，圖1示出了模數轉換器電路的簡要框圖，圖2示出了其比較部分的簡要示意圖，圖3示出了輸入電壓、轉換比較器的輸出和輸出編碼之間的關系表。并且，圖4示出了預定時間之前的輸入電壓、設置比較器的輸出和轉換比較器的設置狀態(tài)之間的關系表。圖5示出了斬波器型轉換比較器的主要部分的結構示意圖，圖6示出了該部分的操作和開關的關系表，圖7示出了反相器器件的電路結構的電路圖，圖8示出了該反相器器件的輸入電壓和漏極電流的關系圖。此外，圖9示出了斬波器型轉換比較器的結構的示意圖，圖10示出了差分型設置比較器的結構示意圖。
本實施例1的模數轉換器電路100是用于以預定的時間間隔將模擬電壓VIN轉換為對應于該值的3位數字輸出DOUT，如圖1所示，它具有比較部分110、數據鎖存器120、編碼器140和控制電路部分150。當然，輸入比較部分110的，除了高電平標準電壓VRH、低電平標準電壓VRL以及模擬電壓VIN以外，還有來自控制電路部分150的時鐘信號CLK。比較部分110，將在后面討論，輸出轉換比較器輸出OUT1-OUT7。這些轉換比較器輸出OUT1-OUT7輸入到數據鎖存器120。數據鎖存器120保持并根據控制電路部分150提供的第二時鐘信號CLK2一起輸出轉換比較器輸出OUT1-OUT7，編碼器140連接到該數據鎖存器120的輸出側。該編碼器140將轉換比較器輸出OUT1-OUT7編碼為二進制數據的數字輸出DOUT，并輸出。對于數據鎖存器120、編碼器140和控制電路部分150，可以采用已知的電路結構。
接下來，參考圖2說明比較部分110。在比較部分110中，通過將8個相同的分壓電阻R1-R8串聯(lián)連接在高標準電壓VRH和低標準電壓VRL之間的方式得到7個參考電壓V1-V7。并且，具有7個斬波器型轉換比較器1-7，由7個差分型設置比較器P1-P7組成的輸入信息產生電路部分112，以及比較器控制電路部分111。
其中，構成輸入信息產生電路部分112的設置比較器P1-P7分別單獨參考并一一對應于七個參考電壓V1-V7。在輸入時鐘信號CLK的每一個周期，設置比較器P1-P7與模擬電壓VIN進行比較，并將設置比較器的輸出OP1-OP7更新為高電平(下文中有時簡單表示為“H”)或低電平(下文中有時簡單表示為“L”)并輸出它們。
因為參考電壓V1-V7具有V1＜V2＜…＜V6＜V7的關系，所以具有較大標號的參考電壓為較高級別的參考電壓。同樣的，具有較大編號的設置比較器為具有較高級別的設置比較器。
比較器控制電路部分111對這些輸入的設置比較器輸出OP1-OP7進行預定的邏輯處理，并輸出第一設置信號CONT1A-CONT7A和第二設置信號CONT1B-CONT7B。第一和第二設置信號CONT1A等用于轉換比較器1-7在下一次轉換中，即，在時鐘信號CLK的下一個周期中，的狀態(tài)設置。
因為轉換比較器1-7具有隨后討論的結構，它們被第一和第二設置信號CONT1A等設置為兩種狀態(tài)按正常比較器方式工作的工作狀態(tài)以及暫停其操作并保持特定狀態(tài)的休眠狀態(tài)。更具體地，他們被設置為三種狀態(tài)中的任何一種工作狀態(tài)、休眠和“H”輸出狀態(tài)，休眠和“L”輸出狀態(tài)。
具體的，轉換比較器1-7分別單獨參考并一一對應于七個參考電壓V1-V7，并且當它們設置為工作狀態(tài)時，在輸入的時鐘信號CLK的每一個周期，它們各將模擬電壓與參考電壓V1等進行比較，并更新和輸出具有“H”或“L”電平的轉換比較器輸出OUT1-OUT7。當轉換比較器設置為休眠和“H”輸出狀態(tài)時，它的輸出固定為“H”。當轉換比較器設置為休眠和“L”輸出狀態(tài)時，它的輸出固定為“L”。
對于轉換比較器1等，具有大的編號的轉換比較器是更高級別的轉換比較器。
接下來，參考圖10介紹設置比較器P1-P7的電路結構。設置比較器P1-P7都為相同結構的差分型比較器，此外它們的輸出在時鐘信號CLK的每一個周期進行更新。
設置比較器P1-P7通過差分電路30比較模擬電壓VIN和參考電壓V1等。差分電路30由CMOS構成，并在N溝道31的柵極施加模擬電壓VIN，在N溝道32的柵極施加參考電壓V1-V7。N溝道31的漏極通過P溝道33，N溝道32的漏極通過P溝道34連接到電源電位VD。P溝道33、34的柵極都連接到N溝道31的漏極。并且，N溝道31、32的源極通過恒流電路35一起連接到地。在該差分電路30中，模擬電壓VIN和參考電壓V1等之間的差表現(xiàn)為N溝道32的漏極電壓。
N溝道32的漏極通過開關SWF連接到保持電路41。在該保持電路41中，反相器36、37串聯(lián)連接，在反相器36的輸入端和反相器37的輸出端之間的連接由開關SWG開關。此外，設置比較器輸出OP1-OP7從反相器36的輸出端分支的反相器38輸出。
這里，開關SWF、SWG為由MOS晶體管等構成的模擬開關，并且當控制信號為“H”時導通，為“L”時關斷，并由時鐘信號CLK開關。反相器39使開關SWF和開關SWG的開關相位相反。
在具有這種結構的設置比較器P1-P7中，在時鐘信號CLK為“H”的時間段中，開關SWF導通，開關SWG關斷，從而參考電壓V1-V7與模擬電壓VIN的比較結果從反相器38輸出。另一方面，在時鐘信號CLK為“L”的時間段中，因為開關SWF關斷，開關SWG導通，之前的輸出結果被保持并繼續(xù)由反相器38輸出。
因此，在該模數轉換器電路100中，取決于模擬電壓VIN的幅度屬于由高標準電壓VRH、低標準電壓VRL和參考電壓V1-V7限定的范圍中的哪一個范圍，設置比較器P1-P7的設置比較器輸出OP1-OP7變?yōu)椤癏”或“L”。因此，模擬電壓VIN和設置比較器P1-P7的設置比較器輸出OP1-OP7表現(xiàn)為圖4所示的表左半部分的關系。
接下來參考圖5-圖9介紹轉換比較器1-7的電路結構和操作。轉換比較器1-7都為相同結構的斬波器型比較器，并且如上所述，當它們設置為工作狀態(tài)時，它們的輸出OUT1-OUT7在時鐘信號CLK的每個時鐘周期進行更新。首先，說明他們要設置為工作狀態(tài)的情況。
下面說明斬波器型轉換比較器1-7的主要部分(參考圖5)的工作。轉換比較器1等的主要部分具有輸入模擬電壓VIN的開關SWA和輸入參考電壓V1-V7的開關SWB。開關SWA、SWB的輸出側連接到節(jié)點N1，電容器C1的一端連接到該節(jié)點N1。電容器C1的另一端連接到由CMOS構成的反相器INV的輸入端，并且比較結果比較器輸出OUT1-OUT7從該反相器INV的輸出端輸出。開關SWC與反相器INV并聯(lián)連接。
如圖6所示，該轉換比較器1等有兩個操作狀態(tài)，VIN電壓提取狀態(tài)和比較狀態(tài)。即，在VIN電壓提取狀態(tài)中，開關SWA、SWC導通，開關SWB關斷。在比較狀態(tài)中，開關SWA和SWC關斷，開關SWB導通。
所有三個開關SWA、SWB和SWC都是模擬開關，輸入“H”時導通，輸入“L”時關斷。
如圖7所示，反相器器件INV為已知的CMOS電路結構，其中P溝道MOS晶體管21和N溝道MOS晶體管22串聯(lián)連接，并具有如圖8所示的特性，當輸入到輸入端TIN的輸入電壓接近電源電壓VD的一半(＝0.5VD)時，流過的漏極電流Id急劇增加。如上所述，在VIN電壓提取狀態(tài)中，開關SWB關斷，但開關SWA導通(參看圖5)。由此，節(jié)點N1的電位變?yōu)槟M電壓VIN。并且，因為開關SWC導通，而且反相器INV的輸入端TIN和輸出端TOUT短路，該反相器INV的輸入和輸出電壓都為大約電源電壓VD的一半(VD/2)。結果，電容器C1的端電壓被充到(VD/2-VIN)的值。
現(xiàn)在，在該VIN電壓提取狀態(tài)中，因為開關SWC導通，而且反相器INV的輸入端TIN和輸出端TOUT短路，MOS晶體管21和22都導通，有大的漏極電流(直通電流)流過。即，可以看到在VIN電壓提取狀態(tài)中，功耗較大。
另一方面，在比較狀態(tài)中，開關SWC關斷，反相器INV作為放大器電路工作。因為開關SWB導通，SWA關斷，參考電壓V1-V7加到節(jié)點N1。如上所述，此時，電容器C1的端電壓已經變?yōu)?VD/2-VIN)，由此反相器INV的輸入端的電壓變?yōu)槔鏥D/2-(VIN-V1)。因此，當VIN＞Vi(其中i＝1-7)時，從轉換比較器1-7的反相器INV輸出的轉換比較器輸出OUT1-OUT7變?yōu)椤癏”，當VIN＜Vi時，輸出為“L”。即，以模擬電壓VIN為界，使用比其低的參考電壓的轉換比較器輸出“H”，使用比其高的參考電壓的轉換比較器輸出“L”。
并且，在該比較狀態(tài)中，因為沒有穩(wěn)定的電流流過，所以可以看到這種狀態(tài)的功耗很小。
因為象這樣的斬波器型轉換比較器1-7在時鐘信號CLK的控制下在VIN電壓提取狀態(tài)和比較狀態(tài)之間交替使用，當轉換比較器1-7進入工作狀態(tài)(此狀態(tài)中它們進入VIN電壓提取狀態(tài))然后進入比較狀態(tài)時，在VIN電壓提取狀態(tài)的時間段中大功耗的出現(xiàn)無可避免。并且，在這個時間消耗的功率通常大于差分型設置比較器P1-P7連續(xù)工作時的功耗。
現(xiàn)在，如上所述，通常，輸入到模數轉換器電路的模擬電壓VIN的幅度小于可由該電路模數轉換的最大幅度并且頻率也遠遠低于時鐘信號是正常的。即，相對于在由特定時鐘信號設定的時間點輸入的模擬電壓，到下一個周期的時鐘信號設定的時間點，模擬電壓可出現(xiàn)的變化量是有限的。因此，如果在由特定時鐘信號確定的時間點輸入的模擬電壓已知，則能由之以一定的寬度預測在下一個周期的時鐘信號確定的時間點將要輸入的模擬電壓。在這種情況下，沒有必要使所有的轉換比較器總是處于工作狀態(tài)，僅使一部分轉換比較器處于工作狀態(tài)而使其它的轉換比較器處于保持其比較狀態(tài)的休眠狀態(tài)是可行的，從而使所述其它轉換比較器不處于大功耗的VIN提取狀態(tài)。如果這樣做了，可以降低模數轉換器電路的功耗。
就此而言，假設輸入的模擬電壓VIN的特性為在時鐘信號CLK的一個周期的時間段中模擬電壓VIN能夠變化的范圍不大于可由模數轉換器電路100模數轉換的最大幅度的1/8(比較器數量加1得到的數字的倒數)。在該假設下，在本實施例1的模數轉換器電路100中，在比較器控制電路部分111中，邏輯處理設置比較器的輸出OP1-OP7，產生第一和第二設置信號CONT1A等，并如圖4中表的右半部分所示設置下一個轉換中的轉換比較器1-7的狀態(tài)。在圖4中，工作狀態(tài)由○表示，休眠狀態(tài)由△表示。
現(xiàn)在說明該表的特定設置內容。
首先，當表明存在已確定在時鐘信號的一個周期之前輸入的模擬電壓VIN大于它們自己參考的參考電壓V1-V7的設置比較器的設置比較器輸出OP1-OP7輸入到比較器控制電路部分111時，特別是，當在設置比較器輸出OP1-OP7中存在“H”時，執(zhí)行以下步驟。[1]使與作出該“H”決定的設置比較器中最高一級的設置比較器(換句話說，其參考電壓的電位最高的設置比較器)參考相同的參考電壓(即，公共參考電壓)的特定轉換比較器，以及比該特定轉換比較器高一級的轉換比較器，進入工作狀態(tài)(如圖4中○所示)。[2]使其它的轉換比較器處于休眠狀態(tài)。[3]比進入工作狀態(tài)的轉換比較器的級別更高的轉換比較器設置為輸出“L”(如圖4中△/L所示)，級別較低的轉換比較器設置為輸出“H”(如圖4中△/H所示)。
下面對此更具體地說明。在設置比較器輸出OP1-OP7中，當有輸出為高電平“H”時，即，當確定模擬電壓VIN大于參考電壓V1時，操作如下。例如，考慮由于輸入的模擬電壓VIN為V5-V6范圍內的電壓，設置比較器輸出OP1-OP7變?yōu)?H，H，H，H，H，L，L)的情況。[1]轉換比較器5與輸出“H”的設置比較器P1-P5中最高一級的設置比較器參考相同的參考電壓(公共參考電壓V5)，并且比該轉換比較器5高一級的轉換比較器6進入工作狀態(tài)。
這是因為，由于假設輸入的模擬電壓VIN的特性如上所述，可以預測在下一次轉換中由轉換比較器比較的模擬電壓VIN將在參考電壓范圍V4-V5、V5-V6或V6-V7之一中。即，這是因為，由一個周期前設置比較器P1等中的比較結果，不能預測一個時鐘周期之后由轉換比較器1等得到的比較結果的轉換比較器僅有轉換比較器5、6。
推而廣之，這是因為，從設置比較器P1等在時鐘信號CLK的一個周期前獲得的比較結果(設置比較器輸出OP1等)，不能預測下一個時鐘周期由轉換比較器1等得到的比較結果的僅僅是與輸出“H”的設置比較器中最高一級設置比較器參考相同的參考電壓的特定的轉換比較器，以及比其高一級的轉換比較器。所以，它們進入工作狀態(tài)。
其它的轉換比較器1-4、7進入休眠狀態(tài)。[3]比處于工作狀態(tài)的轉換比較器5和6級別更高的轉換比較器7設置為輸出“L”，更低級的轉換比較器1-4設置為輸出“H”。
上述關系同樣適用于一個時鐘信號CLK周期之前輸入的模擬電壓VIN在V1-V2、V2-V3、…、V6-V7、V7-VRH范圍內的情況。然而，當一個周期之前輸入的模擬電壓VIN在V7-VRH范圍內時，不存在更高一級的轉換比較器。
另一方面，當表示不存在已確定在一個時鐘信號CLK周期之前輸入的模擬電壓VIN大于其參考電壓的設置比較器的設置比較器輸出OP1-OP7輸入到比較器控制電路部分111時，具體的，當設置比較器輸出OP1-OP7都為“L”時，操作如下。[4]最低一級的轉換比較器1進入工作狀態(tài)。這是因為，根據一個周期前由設置比較器P1等得到的比較結果(設置比較器輸出OP1等)，不能預測由轉換比較器1等一個周期之后將獲得的比較結果(比較器輸出OUT1等)的僅僅是轉換比較器1。[5]其它的轉換比較器2-7保持休眠狀態(tài)。[6]其它的轉換比較器2-7設置為輸出“L”。
因此，無論一個周期之前的模擬電壓VIN的值在低標準電壓VRL到高標準電壓VRH中的哪一個范圍，可以得到圖4的表的右半部分所示的設置狀態(tài)的關系，并且在所有的情況下，抑制了整個模數轉換器電路100的功耗。
在圖9中示出了基于這種設置執(zhí)行操作的轉換比較器1-7的電路結構。這里，第一設置信號CONT1A-CONT7A是控制各轉換比較器1-7在工作狀態(tài)和休眠狀態(tài)之間切換的信號，具體的，用“H”命令轉換比較器1-7進入工作狀態(tài)，用“L”命令轉換比較器1-7進入休眠狀態(tài)。第二設置信號CONT1B-CONT7B是在轉換比較器1-7已處于休眠狀態(tài)的情況下控制其輸出是“H”還是“L”的控制信號，用“H”使轉換比較器1-7輸出“H”，用“L”使轉換比較器1-7輸出“L”。
如已經說明的，轉換比較器1等具有輸入模擬電壓VIN的開關SWA和輸入參考電壓V1-V7的開關SWB。開關SWA、SWB的輸出側連接到節(jié)點N1，電容器C1的一端連接到節(jié)點N1。電容器C1的另一端連接到反相器INV的輸入端。并且，開關SWC與反相器INV并聯(lián)連接。此外，反相器INV的輸出端通過開關SWD連接到反相器27，并且，通過反向器28，輸出與反相器INV的輸出同相的輸出，作為比較器輸出OUT1-OUT7。
另外，二輸入AND(與)器件24插入到時鐘信號CLK和開關SWA、SWB、SWC之間，并且用與時鐘信號平取的反相器23對第一設置信號CONT1A-CONT7A反相而得到的信號輸入到該AND器件24。由此，當第一設置信號CONT1A等為“H”時，開關SWA等采工作狀態(tài)，在時鐘信號CLK下工作。開關SWB由反相器25驅動到與開關SWA反相。另一方面，當第一設置信號CONT1A等為“L”時，與時鐘信號CLK無關，開關SWA、SWC關斷，開關SWB導通。即，強制固定在比較狀態(tài)，并采休眠狀態(tài)(參考圖6)。因此，作為第一設置信號CONT1A等為“L”的結果，該轉換比較操作停止，但是防止其為功耗大的VIN提取狀態(tài)，從而可降低功耗。
此外，開關SWD由第一設置信號CONT1A等開關，第二設置信號CONT1B等通過開關SWE輸入到反相器27的輸入端。開關SWE由用反相器26反相第一設置信號CONT1A等得到的信號開關。并且，開關SWD的開關和開關SWE的開關反相。開關SWD、開關SWE也是模擬開關，當第一設置信號CONT1A等為“H”時，開關SWD導通，開關SWE關斷。在這種情況下，反相器INV的輸出發(fā)送到反相器27，并輸出一個與之同相的輸出，作為比較器輸出OUT1-OUT7。另一方面，當第一設置信號CONT1A等為“L”時，開關SWD關斷，開關SWE導通。因為第二設置信號CONT1B等因此而輸入到反相器27，如果第二設置信號CONT1B等為“H”，作為比較器輸出OUT1等輸出“H”，相反，如果第二設置信號CONT1B等為“L”，作為比較器輸出OUT1等輸出“L”。
以此方式，利用第一設置信號CONT1A等和第二設置信號CONT1B等，轉換比較器1等有三種狀態(tài)可以選擇工作狀態(tài)、“H”輸出休眠狀態(tài)和“L”輸出休眠狀態(tài)。
在這樣設置的轉換比較器1-7中，對于處于工作狀態(tài)的轉換比較器(例如轉換比較器5、6)，作為比較模擬電壓VIN和參考電壓(例如參考電壓V5、V6)的結果，這些轉換比較器的轉換比較器輸出也變?yōu)椤癏”或“L”。
以此方式，即使在該模數轉換器電路100中，根據模擬電壓VIN的幅度屬于由高標準電壓VRH、低標準電壓VRL和參考電壓V1-V7劃分的范圍中的哪一個范圍(例如V5-V6)，轉換比較器1-7的輸出變?yōu)椤癏”或“L”。因此，模擬電壓VIN和轉換比較器1-7的轉換比較器輸出OUT1-OUT7表現(xiàn)為圖3表格所示的關系。該關系與所有轉換比較器都工作時得到的結果相同。
因此，隨后根據轉換比較器輸出OUT1-OUT7，由譯碼器140通過類似的處理，可產生對應于這些輸出OUT1-OUT7的數字輸出DOUT。在圖3的表中，數字輸出DOUT用十進制輸出編碼表示。
這樣，用實施例1所述的模數轉換器電路100，在轉換比較器1-7中，在用作本次轉換之前，相應于模擬電壓的預計變化范圍，選擇不能預測其比較結果的轉換比較器并設置為正常工作狀態(tài)，使能夠預測其比較結果的剩余轉換比較器處于休眠狀態(tài)，由此，能夠在任何時間選擇適當的轉換比較器并使之處于工作狀態(tài)。此外，由于只有適當數量的比較器需要處于工作狀態(tài)，所以可以使保持休眠狀態(tài)的剩余比較器的數量較大，從而使模數轉換器電路的功耗更低。
并且，在模數轉換器電路100中，在輸入信息產生電路部分112中，用7個設置比較器在時鐘信號CLK下工作，產生作為輸入信息信號的輸出OP1-OP7。因為，轉換比較器1等的工作狀態(tài)或休眠狀態(tài)的選擇的定時可以與由時鐘信號CLK確定的固定的定時(在本實施例1中為一個周期之前)對齊。因此，總是能夠選擇適合的轉換比較器，使它們處于工作狀態(tài)或休眠狀態(tài)。
并且，模數轉換器電路100具有與參考同樣的參考電壓V1-V7的轉換比較器1-7相同數量(7)的設置比較器P1-P7。因此，在確定7個轉換比較器1-7中哪些要進入工作狀態(tài)、哪些要進入休眠狀態(tài)的選擇中，可以使用由設置比較器P1-P7得到的7個比較結果(輸出OP1-OP7)，作上述確定的選擇就變得容易。
此外，在模數轉換器電路100中，相應于設置比較器P1等的確定(輸出OP1等)，轉換比較器1-7中只有1或2個進入工作狀態(tài)，其它的進入休眠狀態(tài)。因此，可以大大降低模數轉換器電路100的功耗。
此外，在模數轉換器電路100中，因為差分型設置比較器被用作比較器P1-P7，他們可以使功耗比用斬波器型比較器時的功耗低。
現(xiàn)在，在本實施例1中，示出了一個例子，其中設置比較器P1-P7和轉換比較器1-7用相同的時鐘信號CLK驅動，并用在一個時鐘信號CLK周期之前得到的設置比較器輸出OP1等產生第一和第二設置信號CONT1A等，并用來設置下一個周期中轉換比較器1-7的狀態(tài)。
然而，如圖2所示，作為選擇，設置比較器P1-P7(輸入信息產生電路部分112)也可以由不同于時鐘信號CLK的第三時鐘信號CLK3驅動。作為第三時鐘信號CLK3，可以使用頻率與時鐘信號CLK的相同但相位不同，具有反相波形或1/4周期相移的波形(參看圖11(a))的信號。通過使用像這樣的第三時鐘信號CLK3，可以根據小于時鐘信號CLK的一個周期的更短的時間之前(例如，在圖11(a)的情況下，T/4之前(其中T為時鐘信號CLK的周期))的模擬信號獲得設置轉換比較器1-7的狀態(tài)所需的設置比較器輸出OP1等。當這樣做時，在該時間內模擬電壓VIN能夠變化的范圍小于在時鐘信號VIN的一個周期的時間間隔內模擬電壓可以變化的范圍。即，在根據過去的模擬電壓選擇要進入工作狀態(tài)或休眠狀態(tài)的轉換比較器時，因為作為基準的過去的模擬電壓VIN的時間越近，模擬電壓VIN在該時間之后可變化的范圍越小，能夠使進入工作狀態(tài)的轉換比較器的數量減少，而使進入休眠狀態(tài)的轉換比較器的數量增加，從而能夠更多地抑制模數轉換器電路的功耗?；蛘?，如果相同數量的轉換比較器進入工作狀態(tài)，則能夠對具有更大幅度和更高頻率的模擬電壓VIN正確地進行模數轉換。
或者，作為選擇，可以用頻率為時鐘信號CLK的整數倍的信號作為第三時鐘信號CLK3。例如，下面說明采用的第三時鐘信號CLK3的頻率是時鐘信號CLK的兩倍的情況。此外，假設這種第三時鐘信號CLK3的每兩個周期，其上升沿的定時(rise time)與時鐘信號CLK的上升沿定時有一次相同(參看圖11(b))。在這種情況下，在每兩個周期的第三時鐘信號CLK3的上升沿定時中，如果使用的上升沿的定時與時鐘信號CLK的上升沿的定時不同(圖11(b)中箭頭所示的定時)，可以比轉換比較器1等的轉換早1/2個周期(T/2)得到設置比較器P1等的比較結果(設置比較器輸出OP1等)。同樣，在這種情況下，能夠使進入工作狀態(tài)的轉換比較器的數量減少，而使進入休眠狀態(tài)的轉換比較器的數量增加，從而進一步降低模數轉換器電路的功耗?；蛘?，如果是相同數量的轉換比較器進入工作狀態(tài)，則能夠對具有更大幅度和更高頻率的模擬電壓VIN正確地進行模數轉換。
(第二實施例)接下來，參考圖12-圖14介紹第二實施例的并行模數轉換器電路200。本實施例2的模數轉換器電路200是3位模數轉換器電路，與實施例1的模數轉換器電路100類似。但是，通過比較圖12和圖2能夠理解，其不同點在于比較部分210，它沒有設置比較器P1-P7。因此，說明將集中在不同部分，并且相同的部分給予相同的編號，并且省略或簡化其說明。
模數轉換器電路200也是用于以由時鐘信號CLK提供的預定的時間間隔將模擬電壓VIN轉換為3位數字輸出DOUT的電路，并具有比較部分210、數據鎖存器120、編碼器140和控制電路部分150(參看圖1)。輸入比較部分210的，除了高標準電壓VRH、低標準電壓VRL以及模擬電壓VIN以外，還有來自控制電路部分150的時鐘信號CLK。
在圖12所示的比較部分210中，通過將8個相同的分壓電阻R1-R8串聯(lián)連接在高標準電壓VRH和低標準電壓VRL之間的方式得到7個參考電壓V1-V7。并且，具有7個斬波器型比較器1-7以及比較器控制電路部分211。
比較器1-7與實施例1中的轉換比較器1-7(參看圖9)具有相同的電路結構，并由從比較器控制電路部分211輸出的第一和第二設置信號CONT1A等設置為三種狀態(tài)中的任一種具有正常比較器功能的工作狀態(tài)、“H”輸出的休眠狀態(tài)和“L”輸出的休眠狀態(tài)。
具體的，比較器1-7分別單獨參考并一一對應于七個參考電壓V1-V7，并且當它們設置為工作狀態(tài)時，在輸入的時鐘信號CLK的每一個周期，將它們與模擬電壓VIN進行比較，并更新和輸出具有“H”或“L”電平的比較器輸出OUT1-OUT7。另一方面，當轉換比較器設置為“H”輸出狀態(tài)的休眠狀態(tài)時，它的輸出固定為“H”。當轉換比較器設置為“L”輸出狀態(tài)的休眠狀態(tài)時，它的輸出固定為“L”。
并且，除了輸出和輸入到數據鎖存器120，比較器的輸出OUT1-OUT7還分支并輸入到比較器控制電路部分211。
比較器控制電路部分211對這些輸入的比較器的輸出OUT1-OUT7進行預定的邏輯處理，并輸出與實施例1相同的第一設置信號CONT1A-CONT7A和第二設置信號CONT1B-CONT7B。
因為比較器1-7與實施例1中的轉換比較器1-7(參看圖9)具有相同的電路結構，同樣的，在VIN提取狀態(tài)中，開關SWC導通，功耗很大，但是在比較狀態(tài)中，開關SWC關斷，消耗少量的功率。并且，通過使第一設置信號CONT1A等為“L”，能夠強迫其進入比較狀態(tài)，并通過第二設置信號CONT1B等使此時比較器的輸出OUT1-OUT7可被固定為“H”或“L”。
就此而言，用比較器1-7在上次轉換(前一個周期)中得到的比較器輸出OUT1-OUT7得到第一和第二設置信號CONT1A等。并將這些用于下次轉換中(該周期之后的一個周期)比較器1-7的狀態(tài)設置。
具體的，如圖13中的表所示，比較器1-7的設置狀態(tài)根據前一次轉換中使用的模擬電壓VIN的幅度決定。例如，當在前一次轉換中使用的模擬電壓VIN在參考電壓V3-V4的范圍內時，在該時間點比較器1-7的輸出(比較結果)變?yōu)閺牡图壉容^器開始的(H，H，H，L，L，L，L)。現(xiàn)在，假設輸入的模擬電壓VIN的特性為在一個周期的時間段中模擬電壓VIN能夠變化的范圍不大于可由模數轉換器電路200模數轉換的最大幅度的1/8(比較器數量加1得到的數字的倒數)。在這種情況下，在下一次轉換中被比的模擬電壓VIN預期落在參考電壓范圍V2-V3、V3-V4或V4-V5中的一個范圍中。即，如果以這種模擬信號為前提，根據上次轉換的比較結果，在下一次轉換中不能預測比較結果的比較器僅為比較器3、4。按一般的表述，他們僅僅是輸出“H”的比較器中最高級的比較器和比它高一級的比較器。
因為比較結果不能預測的比較器是有限的，在本實施例2中，比較器3、4處于工作狀態(tài)(在圖13中表示為○)。另一方面，比它們級別低的比較器1、2處于“H”輸出狀態(tài)的休眠狀態(tài)(在圖13中表示為△/H)，而比它們級別高的比較器5、6、7處于“L”輸出狀態(tài)的休眠狀態(tài)(在圖13中表示為△/L)。當以此方式進行時，只要在下次轉換中所比較的模擬電壓VIN在滿足上述前提的參考電壓V2-V5的范圍內，將得到與所有的7個比較器1-7都處于工作狀態(tài)時相同的比較器輸出OUT1-OUT7。因此，在此方式中，也可以進行正確的模數轉換。
此外，通過這樣做，因為7個比較器中的5個比較器1、2、5-7可以處于休眠狀態(tài)，所以能夠降低整個模數轉換器電路200的功耗。
上述關系同樣也適用于前一次轉換時輸入的模擬電壓VIN在V1-V2、V2-V3、…、V6-V7、V7-VRH任何一個范圍內的情況。然而，當前一次轉換時輸入的模擬電壓VIN在V7-VRH范圍內時，不存在更高一級的比較器。
當前一次轉換時輸入的模擬電壓VIN低于參考電壓V1時，即，在VRL-V1范圍內時，此時比較器1-7的輸出都為輸出“L”，即，(L，L，L，L，L，L，L)。在這種情況下，在這之后的轉換中比較的模擬電壓VIN預計在參考電壓VRL-V1或V1-V2中。由此，根據前一次轉換的比較結果，不能預測在這之后的轉換中的比較結果的比較器只有比較器1。因此，比較器1進入工作狀態(tài)。另一方面，比比較器1更高級別的比較器2-7處于“L”輸出狀態(tài)的休眠狀態(tài)。
此外，當這樣做時，在下一次轉換時比較的模擬電壓VIN被限制在參考電壓VRL-V2的范圍內，并且可以得到與全部的7個比較器1-7都處于工作狀態(tài)時相同的比較器輸出OUT1-OUT7。因此，以此方式，同樣可以進行正確的模數轉換。此外，通過以此方式工作，由于7個比較器中有6個比較器2-7采休眠狀態(tài)，所以能夠降低整個模數轉換器電路200的功耗。
由此，可以看到無論前一次轉換中的模擬電壓VIN的值在低標準電壓VRL到高標準電壓VRH的哪一個范圍中，都可以得到圖13中的表所示的設置狀態(tài)的關系，并且在所有的情況中，可以降低整個模數轉換器電路200的功耗。此外，在本實施例2中，與實施例1相比應當理解，不需要單獨形成設置比較器P1等，從而模數轉換器電路變得更簡單了。
并且，在本實施例2的模數轉換器電路200中，用于選擇比較器1-7的工作狀態(tài)或休眠狀態(tài)的模擬電壓的定時可以在全部時間與前一次轉換的定時對齊。因此，總可以選擇適當的比較器處于工作狀態(tài)或休眠狀態(tài)，并且因為保持休眠狀態(tài)的剩余比較器的數量可以較大，所以使模數轉換器電路的功耗更低。
并且，在模數轉換器電路200中，用前一次轉換中比較器1-7的輸出OUT1等作為輸入信息信號，選擇本次轉換中要處于工作狀態(tài)或要處于休眠狀態(tài)的比較器1等。因此，不需要象實施例1中的設置比較器P1-P7這樣用來單獨產生輸入信息信號的電路，從而能簡化結構。
此外，在模數轉換器電路200中，根據前一次轉換中比較器1-7的輸出OUT1等，在本次轉換中比較器1-7中只有兩個或一個處于工作狀態(tài)，其它的處于休眠狀態(tài)。因此，可以大大降低模數轉換器電路的功耗。
在本實施例2的模數轉換器電路200中，如上所述，當輸入的模擬電壓VIN的特性為在時鐘信號CLK的一個周期的時間段中模擬電壓VIN能夠變化的范圍不大于最大幅度的1/8(比較器數量加1得到的數字的倒數)時，在所有的情況下都能正確地模數轉換。相反，當所用的模擬電壓VIN在時鐘信號CLK的一個周期的時間段中能夠變化的范圍大于最大幅度的1/8(比較器數量加1得到的數字的倒數)時，模數轉換不能正確進行。然而，模數轉換器電路200也可用在以下方面。
即，如圖14所示，當大電壓變化和小電壓變化的電壓波形交替出現(xiàn)的模擬電壓VIN輸入到模數轉換器電路200時，發(fā)生大電壓變化期間和其后的小電壓變化期間和過渡期間變?yōu)椴徽_輸出階段，其中相對于模擬電壓VIN，用虛線表示的數字輸出DOUT與被模數轉換的模擬電壓VIN的值不匹配。然而，由于隨著時間的流逝，數字輸出DOUT逐漸接近應獲得的正確的值，最終得到將模擬電壓VIN正確地模數轉換的數字輸出DOUT，之后存在一個正確輸出階段，在該階段中可以得到正確的數字輸出，直到再次出現(xiàn)大電壓變化。因此，以這種特性的模擬電壓VIN為前提，如果只使用在正確輸出階段得到的數字輸出DOUT，則本實施例2的模數轉換器電路200可用來進行低功耗模數轉換，即使模擬電壓VIN出現(xiàn)這種大電壓變化。
(第一變體)接下來，參考圖15介紹改進實施例2得到的變體1。在實施例2的模數轉換器電路200中，用斬波器型比較器(參看圖5、圖9)作為比較器1-7。相對于此，在本變體1中，只有采用差分型比較器這一點不同。因此，說明將集中在不同部分，而相同的部分給予相同的編號，并且省略或簡化其說明。
如上所述，在本變體1中比較器1-7為差分型比較器。即，每個比較器1-7通過差分電路50比較模擬電壓VIN和參考電壓V1等。差分電路50由CMOS(互補金屬氧化物半導體)構成，在N溝道51的柵極加模擬電壓VIN，在N溝道52的柵極加參考電壓V1-V7中的一個。N溝道51的漏極通過P溝道53，N溝道52的漏極通過P溝道54分別連接到電源電位VD。P溝道53、54的柵極都連接到N溝道51的漏極。并且，N溝道51、52的源極通過N溝道56和恒流源55一起連接到地。在該差分電路50中，模擬電壓VIN和參考電壓V1等之間的差表現(xiàn)為N溝道52的漏極電壓。N溝道52的漏極通過開關SWH連接到保持電路64。該保持電路64與反相器61、62串聯(lián)連接，在反相器61的輸入端和反相器62的輸出端之間的連接由開關SWI開關。此外，比較器輸出OP1-OP7從反相器61的輸出端分支的反相器63輸出。
這三個開關SWH、SWI和SWJ都是模擬開關，并且輸入“H”時導通，輸入“L”時關斷。
這里，開關SWH由二輸入AND(與)器件57的輸出控制導通和關斷。時鐘信號CLK和由反相器65反相第一設置信號CONT1A等得到的信號輸入到該AND器件57。由此，當第一設置信號CONT1A等為“H”時，開關SWH在時鐘信號CLK下工作。另一方面，當第一設置信號CONT1A等為“L”時，與時鐘信號CLK無關，開關SWH關斷。
并且，開關SWI也由二輸入AND器件59的輸出控制導通和關斷。由反相器58反相時鐘信號CLK得到的信號和由反相器65反相第一設置信號CONT1A等得到的信號輸入到該AND器件59。由此，當第一設置信號CONT1A等為“L”時，開關SWI在反相的時鐘信號CLK下工作。另一方面，當第一設置信號CONT1A等為“H”時，與時鐘信號CLK無關，開關SWI關斷。
此外，N溝道56通過由反相器65反相第一設置信號CONT1A等得到的信號控制，并且，當第一設置信號CONT1A等為“H”時，N溝道56導通，電流流過恒流源55，當第一設置信號CONT1A等為“L”時，N溝道56關斷，切斷流過恒流源55的電流，不能用差分電路50進行比較，降低了功耗。
并且，開關SWJ由第一設置信號CONT1A等控制，當第一設置信號CONT1A等為“H”時開關SWJ導通，當第一設置信號CONT1A等為“L”時開關SWJ關斷。
由此，當第一設置信號CONT1A等為“H”時，N溝道56導通，差分電路50工作。此外，開關SWH在時鐘信號CLK下導通和關斷，并且開關SWI的導通和關斷與開關SWH反相。另一方面，開關SWJ關斷。由此，這其中，在時鐘信號CLK也為“H”時，因為開關SWH導通開關SWI關斷，所以參考電壓V1等和模擬電壓VIN的比較結果作為比較器輸出OUT1等從反相器63輸出。另一方面，在時鐘信號CLK為“L”的階段，因為開關SWH關斷開關SWI導通，所以保持之前的輸出結果，并繼續(xù)由反相器63輸出。
相反，當第一設置信號CONT1A等為“L”時，因為N溝道56關斷，切斷流過恒流源55的電流，所以降低了差分電路50的功耗。并且，開關SWH和SWI固定為關斷而開關SWJ導通。因此，因為第二設置信號CONT1B等輸入到反相器61，如果第二設置信號CONT1B等為“H”，“H”作為比較器輸出OUT1等輸出，相反，如果第二設置信號CONT1B等為“L”，“L”作為比較器輸出OUT1等輸出。
因此，即使差分型比較器用作比較器1-7，通過使用第一設置信號CONT1A等和第二設置信號CONT1B等，能夠選擇3種狀態(tài)工作狀態(tài)、“H”輸出狀態(tài)的休眠狀態(tài)和“L”輸出狀態(tài)的休眠狀態(tài)。
因此，即使在本變體1中以與實施例2相同的方式使用差分型比較器1-7，也能夠進行模數轉換。在本變體中，即使在使用比斬波型比較器功耗通常更低的差分型比較器時，也能夠進一步降低模數轉換器電路的功耗。
(第三實施例)接下來，參考圖16-圖19介紹第三實施例的并行模數轉換器電路300。本實施例3的模數轉換器電路300與沒有使用設置比較器的實施例2相同，不同點在于是4位模數轉換器電路并使用了15個比較器1-15，以及將兩個比較器一組，如比較器2和3、4和5等，一組一組地用第一和第二設置信號CONTG1A等進行比較器的狀態(tài)設置。因此，說明將集中在不同部分，而相同的部分給予相同的編號，并且省略或簡化其說明。
模數轉換器電路300也是用于以由時鐘信號CLK提供的預定的時間間隔將模擬電壓VIN轉換為數字輸出DOUT的電路，并具有比較部分310、數據鎖存器320、編碼器340和控制電路部分150(參看圖1)。輸入到比較部分210的，除了高標準電壓VRH、低標準電壓VRL以及模擬電壓VIN以外，還有來自控制電路部分150的時鐘信號CLK。
在圖16所示的比較部分310中，通過將16個相同的分壓電阻R1-R16串聯(lián)連接在高標準電壓VRH和低標準電壓VRL之間的方式得到15個參考電壓V1-V15。并且，具有15個斬波器型比較器1-15以及比較器控制電路部分311。
比較器1-15與實施例1中的轉換比較器1-7(參看圖9)和實施例2中的比較器1-7具有相同的電路結構，并由從比較器控制電路部分311輸出的第一和第二設置信號CONTG1A等設為三種狀態(tài)中的任一種具有正常比較器功能的工作狀態(tài)、“H”輸出狀態(tài)的休眠狀態(tài)和“L”輸出狀態(tài)的休眠狀態(tài)。
具體的，比較器1-15分別單獨參考并一一對應于15個參考電壓V1-V15，并且當它們設置為工作狀態(tài)時，在輸入的時鐘信號CLK的每一個周期，它們將模擬電壓VIN與參考電壓V1等進行比較，并更新和輸出具有“H”或“L”電平的比較器輸出OUT1-OUT15。另一方面，當比較器設置為“H”輸出狀態(tài)的休眠狀態(tài)時，它的輸出固定為“H”。當比較器設置為“L”輸出狀態(tài)的休眠狀態(tài)時，它的輸出固定為“L”。
并且，除了輸入到數據鎖存器320以外，比較器輸出OUT1-OUT15還分支并輸入到比較器控制電路部分311。
在圖16中，未示出時鐘信號CLK和比較器之間的連線，但是如在實施例1(參看圖2)和實施例2(參看圖12)中一樣，時鐘信號CLK輸入到每一個比較器1-15。
比較器控制電路部分311對這些輸入的比較器輸出OUT1-OUT15進行預定的邏輯處理，并輸出與實施例1、2相同的第一設置信號CONTG1A-CONTG8A和第二設置信號CONTG1B-CONTG8B。但是，與實施例1、2不同的是，除了第一設置信號CONTG1A和第二設置信號CONTG1B以外，這些第一和第二設置信號CONTG2A等每個設置一個包括兩個比較器的組G2-G8的狀態(tài)。例如，第一和第二設置信號CONTG8A、CONTG8B輸入到屬于組G8的兩個比較器14和15，并同時設置這兩個比較器的狀態(tài)。另一方面，第一設置信號CONTG1A和第二設置信號CONTG1B輸入到比較器1，并設置比較器1的狀態(tài)。因此，組G1只包括一個比較器1。以此方式，比較器1-15分為八組G1-G8，每組包括一個或兩個比較器。
現(xiàn)在，因為比較器1-15與實施例1中的轉換比較器1-7(參看圖9)具有相同的電路結構，以相同的方式，在VIN提取狀態(tài)中，開關SWC導通，功耗很大，但是在比較狀態(tài)中，開關SWC關斷，消耗少量的功率。并且，通過使第一設置信號CONTG1A等為“L”，能夠迫使比較器1等進入作為比較狀態(tài)的休眠狀態(tài)，并通過第二設置信號CONTG1B等使此時比較器輸出OUT1-OUT15固定為“H”或“L”。
就此而言，用比較器1-15在上次轉換(前一個周期)中得到的比較器輸出OUT1-OUT15得到第一和第二設置信號CONTG1A等。并將這些用于下次(該周期之后的一個周期)轉換中比較器1-15的狀態(tài)設置。
具體的，如圖17和圖18中的表所示，比較器1-15的設置狀態(tài)根據前一次轉換中模擬電壓VIN的幅度決定。例如，當在前一次轉換中模擬電壓在參考電壓V6-V7范圍內時，在該時間點比較器1-15的輸出(比較結果)成為從低級比較器開始的(H，H，H，H，H，H，L，L，L，L，L，L，L，L，L)，即，用輸出編碼表示的‘6’(參看圖17)。
現(xiàn)在，假設輸入的模擬電壓VIN的特性為在一個周期的時間段中模擬電壓VIN能夠變化的范圍不大于可由模數轉換器電路300轉換的最大幅度的1/8(組數的倒數)。在這種情況下，在下一次轉換中比較的模擬電壓VIN在參考電壓范圍V4-V5、V5-V6、V6-V7、V7-V8或V8-V9之一中(可能的輸出編碼為‘4’-‘8’)。即，如果以這種模擬信號為前提，不能根據一周期前的比較結果預測一個周期之后的比較結果的比較器僅為比較器5、6、7、8。
因為以這種方式限制了比較結果不能預測的比較器，在本實施例3中，在一個周期前輸出“H”的比較器1-6中最高級別的比較器6所屬的組G4，以及比該組G4高一級和低一級的組G3、G5，進入工作狀態(tài)(在圖18和圖19中表示為○)。另一方面，比組G3-G5級別低的組G1、G2的比較器1、2、3進入“H”輸出狀態(tài)的休眠狀態(tài)(在圖18、圖19中表示為△/H)，而比它們級別高的組G6、G7、G8的比較器10、11、12、13、14、15進入“L”輸出狀態(tài)的休眠狀態(tài)(在圖18、圖19中表示為△/L)。當以此方式進行時，只要在下次轉換中要比較的模擬電壓VIN在滿足上述前提的參考電壓V4-V9的范圍內，將得到與所有的15個比較器1-15都處于工作狀態(tài)時相同的比較器輸出OUT1-OUT15。因此，在此方式中，可以進行正確的模數轉換。
此外，通過這樣做，因為15個比較器中9個比較器1-3、10-15可以處于休眠狀態(tài)，所以能夠降低整個模數轉換器電路300的功耗。
上述關系同樣也適用于前一次轉換時輸入的模擬電壓VIN在V1-V2、V2-V3、…、V14-V15、V15-VRH任一范圍內的情況。然而，也有不存在更高一級或更低一級的組的時候。
當前一次轉換時輸入的模擬電壓VIN低于參考電壓V1時，即，在VRL-V1范圍內時，此時比較器1-15的輸出都變?yōu)檩敵觥癓”，即，(L，L，L，L，L，L，L，L，L，L，L，L，L，L，L)。在這種情況下，在下一次轉換中比較的模擬電壓VIN預計在參考電壓范圍VRL-V1、V1-V2或V2-V3之一中。因此，通過與一個周期前的比較結果相比較，不能預測比較結果的只有比較器1、2。因此，比較器1、2所屬組G1、G2以及屬于這些組的比較器1、2、3的進入工作狀態(tài)。另一方面，比這些組更高級別的組G3-G8以及屬于這些組的比較器4-15進入休眠和“L”輸出狀態(tài)。
當這樣做時，只要在下一次轉換時比較的模擬電壓VIN在參考電壓VRL-V3的范圍內，就如同全部的15個比較器1-15都處于工作狀態(tài)時一樣，可以進行正確的模數轉換。此外，通過以此方式工作，由于15個比較器中比較器4-15可進入休眠狀態(tài)，所以能夠降低整個模數轉換器電路300的功耗。
由此，可以看到，無論前一次轉換使用的模擬電壓VIN的值在低標準電壓VRL到高標準電壓VRH的哪一個范圍中，都可以得到圖18和圖19中的表所示的設置狀態(tài)的關系，并且在所有的情況中，可以降低整個模數轉換器電路300的功耗。
此外，在本實施例3中，與實施例2相比應當理解，因為只對組G1-G8中的每一個進行比較器的狀態(tài)設置，所以與為每一個比較器進行狀態(tài)設置相比，更簡單的比較器控制電路部分311就足夠了。
因此，對于實施例3中的模數轉換器電路300，比較器1-15按組(分組)G1-G8或者進入工作狀態(tài)，或者進入休眠狀態(tài)。由此，用于使比較器1等進入工作狀態(tài)和休眠狀態(tài)的比較器控制電路部分311的結構變得更為簡單。
并且，在該模數轉換器電路300中，在前一次轉換中得到的比較器1-15的輸出OUT1等用來選擇用于本次轉換的比較器1等。此外，比較器1等分為n＝8組(分組)G1-G8，并且只有屬于三個或兩個組(分組)的比較器在本次轉換中進入工作狀態(tài)，而屬于其它組(分組)的比較器處于休眠狀態(tài)。因此，大大降低了模數轉換器電路300的功耗。
(第二變體)在上述實施例3中，用斬波器型比較器(參看圖9)作為比較器1-15，但是可以如同上述變體1一樣，可以采用差分型比較器(參看圖10)來代替斬波器型比較器。當這樣做時，即使在使用通常比斬波型比較器功耗更低的差分型比較器時，也能夠進一步降低模數轉換器電路的功耗。
(第四實施例)接下來，參考圖20-圖21介紹第四實施例的并行模數轉換器電路400。本實施例4的模數轉換器電路400如實施例1那樣的7個設置比較器，但是不同點在于它是4位模數轉換器電路并用了15個轉換比較器。并且，雖然不同于實施例3，仍使用了設置比較器，但是與實施例3相同，就象在轉換比較器2和3、4和5等中一樣，兩個或一個轉換比較器作為一組，用第一和第二設置信號CONTG1A等進行轉換比較器1-15的狀態(tài)設置。因此，說明將集中在與實施例1和3不同的部分，并且相同的部分給予相同的編號，并且省略或簡化其說明。
模數轉換器電路400也是用于將模擬電壓VIN以由時鐘信號CLK提供的預定的時間間隔轉換為數字輸出DOUT的電路，并具有比較部分410、數據鎖存器320、編碼器340和控制電路部分150(參看圖1)。輸入比較部分410的，除了高標準電壓VRH、低標準電壓VRL以及模擬電壓VIN以外，還有來自控制電路部分150的時鐘信號CLK。
在圖20所示的比較部分410中，通過將16個相同的分壓電阻R1-R16串聯(lián)連接在高標準電壓VRH和低標準電壓VRL之間的方式得到15個參考電壓V1-V15。并且，具有15個斬波器型比較器1-15，由7個差分型設置比較器P2-P14構成的輸入信息產生電路部分412，以及比較器控制電路部分411。
其中，構成輸入信息產生電路部分412的設置比較器P2、P4…P14具有與實施例1(參看圖10)中的設置比較器P1-P7相同的電路結構，并且在15個參考電壓V1-V15中分別參考間隔的參考電壓V2、V4…V14。這些設置比較器P2等在輸入的時鐘信號CLK的每一個周期進行與模擬電壓VIN的比較，并更新和輸出具有“H”或“L”電平的設置比較器輸出OP2、OP4…OP14。
比較器控制電路部分411對這些輸入的設置比較器輸出OP2-OP14進行預定的邏輯處理，并輸出第一設置信號CONTG1A-CONTG8A和第二設置信號CONTG1B-CONTG8B。第一和第二設置信號CONTG1A等用作下一次轉換中，即，在時鐘信號CLK的下一個周期中轉換比較器1-15的狀態(tài)設置。
轉換比較器1-15與實施例1中的轉換比較器1-7(參看圖9)具有相同的電路結構，并由從比較器控制電路部分411輸出的第一和第二設置信號CONTG1A等設置為三種狀態(tài)中的任一種具有正常比較器功能的工作狀態(tài)、“H”輸出狀態(tài)的休眠狀態(tài)和“L”輸出狀態(tài)的休眠狀態(tài)。
在該模數轉換器電路400中，根據模擬電壓VIN的幅度屬于由高標準電壓VRH、低標準電壓VRL和七個參考電壓V2、V4…V14所劃分的范圍中的哪一個，設置比較器P2等的輸出OP2等變?yōu)椤癏”或“L”。因此，模擬電壓VIN和設置比較器P2-P14的設置比較器輸出OP2-OP14表現(xiàn)為圖21所示的表左半部分的關系。這些設置比較器輸出OP2等輸入到比較器控制電路部分411。
比較器控制電路部分411對這些輸入的設置比較器輸出OP2-OP14進行預定的邏輯處理，并輸出與實施例3中相類似的第一設置信號CONTG1A-CONTG8A和第二設置信號CONTG1B-CONTG8B。如實施例3一樣，轉換比較器1-15分為8組G1-G8。組G1只包括比較器1，而其它組G2-G8都包括兩個轉換比較器。因此，通過第一和第二設置信號CONTG1A等，一次設置15個轉換比較器1-15中包括在每個組中的一個或兩個的狀態(tài)。轉換比較器1-15和設置比較器P2等具有如下關系。即，除最低級別的組G1以外，在組G2-G8中，設置比較器P2等也參考屬于每一個組G2等的轉換比較器中最低級別的轉換比較器(在組中的最低級別的第一比較器)2、4、…、14所參考的參考電壓(分組參考電壓)V2、V4、…、V14。以此方式，在7個設置比較器P2等和8個組G1，G2等之間形成對應關系。
現(xiàn)在，與實施例1中的轉換比較器1-7類似，轉換比較器1-15在開關SWC導通的VIN提取狀態(tài)中功耗很大，但是在比較狀態(tài)中，開關SWC關斷，消耗少量的功率。并且，通過使第一設置信號CONTG1A等為“L”，能夠強迫使比較器1等進入作為比較狀態(tài)的休眠狀態(tài)，另外，通過第二設置信號CONTG1B等，能使此時的比較器輸出OUT1-OUT15固定為“H”或“L”。
就此而言，用設置比較器P2等在預定時間之前(例如，一個時鐘信號周期之前)得到的設置比較器輸出OP2-OP14得到第一和第二設置信號CONTG1A等。并將這些用于一個周期之后轉換比較器1-15的狀態(tài)設置。以此方式，對每個組G1-G8，根據預定時間之前輸入并由設置比較器P2等比較的模擬電壓VIN的幅度來決定比較器1-15的設置狀態(tài)。
例如，假設輸入的模擬電壓VIN的特性為在時鐘信號CLK的一個周期的時間段中模擬電壓VIN能夠變化的范圍不大于可由模數轉換器電路400轉換的最大幅度的1/8(組數的倒數)。在這種情況下，可以進行如圖21中的表所示的設置。
例如，當在一個周期之前輸入的模擬電壓VIN在參考電壓V6-V8的范圍內時，在該時間點設置比較器P2等的輸出(比較結果)OP2等變?yōu)閺牡图壉容^器開始的(H，H，H，L，L，L，L)，如圖21中的表的左側所示?，F(xiàn)在，因為模擬電壓VIN具有上述特性，在由轉換比較器1等比較模擬電壓VIN的時間點，預計可得到的該模擬信號的值將限制在參考電壓V4-V10的范圍內。即，轉換比較器4-9的比較結果不能預測。
因為比較結果不能預測的轉換比較器象這樣是有限的，所以操作如下。即，對于與輸出“H”的設置比較器P2等中的最高級別的比較器P6參考同一個參考電壓的轉換比較器6所屬的指定的組G4(指定的分組)，以及比組G4高一級和低一級的組G3、G5，屬于它們的轉換比較器4-11都進入工作狀態(tài)(在圖21中表示為○)。這樣，因為它們的比較結果不能預測，所以它們在工作狀態(tài)中進行比較。另一方面，對于剩余的組G1、G2、G6、G7，屬于它們的轉換比較器1-3、10-15的比較結果可以預先預測。因此，對于屬于低級別組G1、G2的比較器1-3，它們進入“H”輸出狀態(tài)的休眠狀態(tài)(在圖21中表示為△/H)，而對于屬于高級別組G6、G7、G8的比較器10-15，它們進入“L”輸出狀態(tài)的休眠狀態(tài)(在圖21中表示為△/L)。
當以此方式進行時，只要在下一個周期中所比較的模擬電壓VIN在預期參考電壓范圍V4-V10內，將得到與所有的15個比較器1-15都處于工作狀態(tài)時相同的比較器輸出OUT1-OUT15。因此，在此方式中，可以進行正確的模數轉換。
此外，通過這樣做，因為15個轉換比較器1-5中的9個比較器1-3、10-15可以處于休眠狀態(tài)，所以能夠降低整個模數轉換器電路400的功耗。
上述關系同樣也適用于在預定時間之前輸入的模擬電壓VIN無論在V2-V4、…、V14-VRH中哪個范圍內的情況。然而，也有不存在比指定組更高一級或更低一級的組的時候。
當在預定時間之前輸入的模擬電壓VIN低于參考電壓V2時，即，在VRL-V2范圍內時，此時設置比較器P2等的輸出都變?yōu)檩敵觥癓”，即，(L，L，L，L，L，L，L)。在這種情況下，在隨后由轉換比較器進行比較的時間點處模擬電壓VIN預計在參考電壓范圍VRL-V4中。因此，對于比較器1-3，不能預測比較結果。因此，這些比較器所屬的組G1、G2進入工作狀態(tài)，對模擬電壓進行實際比較。另一方面，比這些組更高級別的組以及屬于這些組的比較器4-15進入“L”輸出狀態(tài)的休眠狀態(tài)。
當這樣做時，只要所比較的模擬電壓VIN在預計的參考電壓范圍VRL-V4內，就如同全部的15個比較器1-15都處于工作狀態(tài)時一樣，可以進行正確的模數轉換。此外，通過以此方式工作，由于15個比較器中12個比較器4-15處于休眠狀態(tài)，所以能夠降低整個模數轉換器電路400的功耗。
由此，可以看到無論當設置比較器P2等(在預定時間之前)比較時模擬電壓VIN的值在低標準電壓VRL到高標準電壓VRH之間的哪一個范圍中，都可以得到圖21中的表所示的設置狀態(tài)的關系，并且在所有的情況中，都可以降低整個模數轉換器電路400的功耗。
此外，在本實施例4中，與實施例1相比可以知道，因為對組G1-G8中的每一個進行比較器的狀態(tài)設置，所以與對每一個比較器進行狀態(tài)設置相比，更簡單的比較器控制電路部分311就足夠了。此外，因為與所用的設置比較器的數量(7)與轉換比較器的數量相同的實施例1不同，所用設置比較器的數量小于轉換比較器的數量，所以比較部分410的結構也變得簡單了。
這樣，實施例4中的模數轉換器電路400具有分為n＝8組(分組)的m＝15個轉換比較器和7個設置比較器P2等。并且設置比較器P2等與組中的最低級別的轉換比較器2、4、…、14參考相同的參考電壓V2、V4、…、V14。由此，實現(xiàn)了設置比較器P2等與組G1等的對應關系。因此，能夠根據設置比較器P2等的比較結果容易地和適當地按組選擇要進入工作狀態(tài)或休眠狀態(tài)的轉換比較器。并且，因為按組選擇轉換比較器1等的狀態(tài)，比較器控制電路部分411的結構變得簡單了。
并且，只有屬于某些組，具體地說三個或兩個組，的轉換比較器，在本次轉換中處于工作狀態(tài)，而屬于其它組的轉換比較器處于休眠狀態(tài)。因此，可以大大降低模數轉換器電路400的功耗。
在本實施例4中，類似于實施例1的說明，設置比較器P2等(輸入信息產生電路部分412)或者可以由不同于時鐘信號CLK的第三時鐘信號CLK3驅動。作為第三時鐘信號CLK3，例如可以是與時鐘信號CLK頻率相同但具有反相的波形或移位1/4周期的波形(參考圖11)的信號等。
(第五實施例)接下來，參考圖22-圖27介紹第五實施例的并行模數轉換器電路500。在上述實施例1中，轉換比較器設置為具有正常比較器功能的工作狀態(tài)或具有低功耗但不能進行比較操作的休眠狀態(tài)。相對于此，實施例5的不同點在于轉換比較器設置為具有正常比較器功能的工作狀態(tài)或具有低功耗并且還能進行比較操作的低功耗工作狀態(tài)。因此，說明將集中在不同部分，并且相同的部分給予相同的編號，并且省略或簡化其說明。
模數轉換器電路500也是用于將模擬電壓VIN以由時鐘信號CLK提供的預定的時間間隔轉換為數字輸出DOUT的電路，并具有比較部分510、數據鎖存器120、編碼器140和控制電路部分150(參看圖1)。輸入比較部分510的，除了高標準電壓VRH、低標準電壓VRL以及模擬電壓VIN以外，還輸入來自控制電路部分150的時鐘信號CLK。
圖22所示的比較部分510類似于實施例1中的轉換比較器110具有用電阻R1-R8分割高標準電壓VRH和低標準電壓VRL之間的差得到的7個參考電壓V1-V7。并且，類似于實施例1，具有由七個差分型比較器P1-P7組成的輸入信息產生電路部分112。并且該比較部分510具有比較器控制電路部分511和由來自比較器控制電路部分511的設置信號CONT71-77控制的轉換比較器71-77。
與實施例1一樣，構成輸入信息產生電路部分112的設置比較器P1-P7在時鐘信號CLK的每一個周期分別用參考電壓V1-V7與模擬電壓VIN進行比較，并輸出設置比較器輸出OP1-OP7。比較器控制電路部分511對輸入的設置比較器輸出OP1-OP7進行預定的邏輯處理，輸出設置信號CONT71-CONT77。這些設置信號CONT71等用于轉換比較器71-77在下一次轉換，即，在時鐘信號CLK的下一個周期中的狀態(tài)設置。
因為轉換比較器71-77具有隨后討論的結構，它們被這些設置信號CONT71等設置為兩種狀態(tài)按正常比較器方式進行比較操作的正常工作狀態(tài)以及能夠進行比較操作同時比正常工作狀態(tài)的功耗低的低功耗工作狀態(tài)。
具體的，轉換比較器71-77分別單獨參考并一一對應于七個參考電壓V1-V7，并且不論它們設置為工作狀態(tài)或低功耗工作狀態(tài)，在輸入時鐘信號CLK的每一個周期，它們分別將模擬電壓與參考電壓V1等進行比較，并更新和輸出具有“H”或“L”電平的轉換比較器輸出OUT1-OUT7。
設置比較器P1-P7的電路結構與實施例1中的相同(參看圖10)。相應地，在模數轉換器電路500中，根據模擬電壓VIN的幅度，設置比較器P1-P7的輸出OP1-OP7變?yōu)椤癏”或“L”。具體的，模擬電壓VIN和設置比較器P1-P7的轉換比較器輸出OP1-OP7具有圖24中的表的左半部分所示的關系。
接下來，參考圖25介紹轉換比較器71-77的電路結構和操作。轉換比較器71-77都為相同結構的斬波器型比較器。因此，在實施例1中所說明的斬波器型比較器的主要部分的結構和操作也適用于實施例5。但是，在實施例5中的轉換比較器71等中，在圖5所示的轉換比較器的主要部分的結構中，反相器INVA的結構與圖7中所示的反相器INV的結構有微小的不同。
在圖25中示出了用在本實施例5的轉換比較器71等中的反相器INVA的結構。與圖7中所示的反相器INV相比較容易了解，在本實施例5中所用的反相器INVA中并聯(lián)形成基本反相器部分INV0和反相器部分INV1。
其中，基本反相器部分INV0具有已知的CMOS反相器電路結構，其中P溝道MOS(金屬氧化物半導體)晶體管121和N溝道MOS晶體管122串聯(lián)連接(參看圖5)，其輸入端IN通過節(jié)點N2連接到電容器C1，并且比較器輸出OUT1-OUT7從其輸出端輸出。
另一方面，反相器部分INV1也具有已知的CMOS反相器電路結構，其中P溝道MOS晶體管123和N溝道MOS晶體管124串聯(lián)連接，但是晶體管123、124的柵極通過模擬開關SWL連接到輸入端IN。并且，晶體管123的漏極和晶體管124的漏極通過模擬開關SWM連接到比較器輸出OUT1-OUT7。開關SWL由設置信號CONT71等開關，具體的，當設置信號CONT71等為高電平時，將晶體管123、124的柵極連接到輸入端IN。相反，當為低電平時，將晶體管123、124的柵極連接到地。而且，開關SWM也由設置信號CONT71等開關，具體的，當設置信號CONT71等為高電平時導通。
因為本實施例5的反相器INVA具有這種結構，當設置信號CONT71等為低電平時，從節(jié)點N2或電容器C1(參看圖5)看過去，就好像只有基本反相器部分INV0存在一樣。另一方面，當設置信號CONT71等為高電平時，從節(jié)點N2或電容器C1(參看圖5)看過去，就好像基本反相器部分INV0和反相器部分INV1并聯(lián)連接一樣。
因此，當使用該反向器INVA時，當轉換比較器71等使比較器進入VIN提取狀態(tài)并通過設置信號CONT71等使反向器INVA出現(xiàn)本征電壓(例如VD/2)時，能夠將流過反相器INVA的直通電流控制為兩級大電流和小電流。即，當設置信號CONT71等為低電平時，如果轉換比較器71等進入VIN提取狀態(tài)，即，如果反相器INVA的輸入和輸出短路，則直通電流只流過基本反相器部分INV0(晶體管121、122)。另一方面，當設置信號CONT71等為高電平時，如果轉換比較器71等進入VIN提取狀態(tài)，則直通電流不僅流過基本反相器部分INV0還流過反相器部分INV1(晶體管123、124)。因此，如果將設置信號CONT71等為高電平視為正常狀態(tài)，與此相比，在低電平的情況下直通電流較小，從而可使其處于低功耗狀態(tài)，其中轉換比較器71等的功耗降低。
現(xiàn)在，一般而言，在使用斬波型比較器的模數轉換器電路中，如果選擇構成反相器的P溝道和N溝道晶體管的特性，以使在VIN提取狀態(tài)期間流過反相器的直通電流較小，則在比較狀態(tài)期間從高電平到低電平或從低電平到高電平的轉換要花費更長的轉換時間。即，在比較器中比較操作的速度要降低，并由此使模數轉換器電路的轉換時間延長。然而，通常，模擬電壓VIN和參考電壓之間的電壓差越大，比較器的比較操作的速度越快。因此，即使在比較器中采用小直通電流的反相器，如果在模擬電壓VIN和參考電壓之間的電壓差大，則可以獲得足夠的比較操作速度和正確的比較結果。
在本實施例5中，對于轉換比較器71等，設置信號CONT71等為高電平的情況稱作正常工作狀態(tài)。在該正常工作狀態(tài)中，即使在模擬電壓VIN和參考電壓之間的電壓差小，也可以獲得足夠的比較操作速度。當所有的轉換比較器71-77都處于該正常工作狀態(tài)時，對于所有的轉換比較器71等，無論模擬電壓VIN和參考電壓之間的電壓差多大，因為獲得了足夠的比較操作速度，所以能夠進行正確的模數轉換。然而，因為流過各轉換比較器71等的反相器INVA的直通電流較大，所以模數轉換器電路500的功耗較大。
另一方面，對于轉換比較器71等，設置信號CONT71等為低電平的情況稱作低功耗工作狀態(tài)。在該低功耗工作狀態(tài)中，直通電流較小，功耗也變小。然而，當模擬電壓VIN和參考電壓之間的電壓差很小時，不能得到足夠的比較操作速度。因此，當所有的轉換比較器71-77都處于該低功耗工作狀態(tài)時，因為在某些轉換比較器中沒有得到足夠的比較操作速度，存在不能正確進行模數轉換的情況。即，需要適當地選擇要進入低功耗工作狀態(tài)的轉換比較器71等。當轉換比較器71等臨時處于如實施例1等所示的休眠狀態(tài)時，因為電容器C1(節(jié)點N2)的另一端的電位變得不確定，所以有時要花費時間從休眠狀態(tài)變?yōu)楣ぷ鳡顟B(tài)。對于此，在本實施例5中，因為節(jié)點N2的電位沒有變?yōu)椴淮_定，所以從低功耗工作狀態(tài)變?yōu)檎９ぷ鳡顟B(tài)所花費的時間較短。因此，模數轉換器電路500可以有利地用更快的時鐘頻率驅動。
現(xiàn)在，如在實施例1中所說明的，通常，輸入到模數轉換器電路的模擬電壓VIN的幅度小于可由該電路模數轉換的最大幅度并且頻率也足足低于時鐘信號。即，相對于在由特定時鐘信號設定的時間點輸入的模擬電壓，模擬電壓到下一個周期的時鐘信號設定的時間點為止能發(fā)生的變化量是有限的。因此，如果在由特定時鐘信號確定的時間點輸入的模擬電壓已知，則由之能夠以一定的寬度預測由下一個周期的時鐘信號確定的時間點將輸入的模擬電壓。
就此而言，在實施例5中，在轉換比較器71-77中，根據預測的模擬電壓，模擬電壓和參考電壓之間的電壓差預計較小的轉換比較器進入正常工作狀態(tài)。另一方面，剩余的轉換比較器進入低功耗工作狀態(tài)。
在實施例5中，與實施例1中相同，假設輸入的模擬電壓VIN的特性為在時鐘信號CLK的一個周期的時間段中模擬電壓VIN能夠變化的范圍不大于可由模數轉換器電路500轉換的最大幅度的1/8(比較器數量加1得到的數字的倒數)。
并且，假設當模擬電壓和參考電壓之間的電壓差等于或大于最大幅度的1/8時，轉換比較器71等即使處于低功耗工作狀態(tài)也能進行正確的比較操作。
在這些假定下，在實施例5的模數轉換器電路500中，在比較器控制電路部分511中，對設置比較器輸出OP1-OP7進行預定的邏輯處理，并由此產生設置信號CONT71等，從而如圖24的表的右半部分所示設置下一次轉換中轉換比較器71-77的狀態(tài)。在圖24中，工作狀態(tài)由○表示，低功耗工作狀態(tài)由△表示。
現(xiàn)在說明該表的具體設置內容。
首先，當表明存在已確定在時鐘信號的一個周期之前輸入的模擬電壓VIN大于它們自己參考的參考電壓V1-V7的設置比較器的設置比較器輸出OP1-OP7輸入到比較器控制電路部分511時，具體的，當在設置比較器輸出OP1-OP7中存在“H”時，執(zhí)行以下操作。[1]與作出“H”決定的設置比較器中最高一級的設置比較器(換句話說，其參考電壓的電位最高的設置比較器)參考相同的參考電壓(即，公共參考電壓)的特定轉換比較器、比該特定轉換比較器高一級的轉換比較器、比該特定轉換比較器高兩級的轉換比較器以及比該特定轉換比較器低一級的轉換比較器進入正常工作狀態(tài)。[2]其它的轉換比較器進入低功耗工作狀態(tài)。
下面具體說明。當在設置比較器輸出OP1-OP7中存在高電平“H”輸出時，即，當確定模擬電壓VIN大于參考電壓V1時，操作如下。例如，考慮因為輸入的模擬電壓VIN為V4-V5范圍內的電壓而使設置比較器輸出OP1-OP7為(H，H，H，H，L，L，L)的情況。[1]與設置比較器P1-P4中最高一級的設置比較器參考相同的參考電壓V4(公共參考電壓V4)的特定轉換比較器74、比該轉換比較器74高一級的轉換比較器75、比該轉換比較器74高兩級的轉換比較器76以及比該轉換比較器74低一級的轉換比較器73進入正常工作狀態(tài)。
如上所述，輸入的模擬電壓VIN的特性假設為這樣在時鐘信號CLK的一個周期的時間段中模擬電壓VIN能夠變化的范圍不大于可由模數轉換器電路500轉換的最大幅度的1/8。因此，在下一次轉換中要由轉換比較器比較的模擬電壓VIN預計在參考電壓范圍V3-V4、V4-V5或V5-V6之一中。另一方面，假設當模擬電壓和參考電壓之間的電壓差等于或大于最大幅度的1/8時，轉換比較器71等即使處于低功耗工作狀態(tài)也能進行正確的比較操作。考慮這一點，可以看到無論模擬電壓VIN位于預計范圍(V3-V6)中的哪一個，參考電壓為V1、V2和V7的轉換比較器71、72、77即使處于低功耗工作狀態(tài)也能進行正確的比較操作。相反，對于轉換比較器73-76，如果它們不處于正常工作狀態(tài)，則存在不能正確進行比較操作的可能性。推而廣之，根據在時鐘信號CLK的一個周期前由設置比較器P1等得到的比較結果(設置比較器輸出OP1等)，必須使與輸出“H”的設置比較器中最高一級設置比較器參考相同的參考電壓的特定轉換比較器、比其高一級和兩級的轉換比較器以及比該特定轉換比較器低一級的轉換比較器處于進入工作狀態(tài)。
另一方面，其它的轉換比較器71、72、77進入低功耗工作狀態(tài)。
上述關系同樣適用于一個時鐘信號CLK周期之前輸入的模擬電壓VIN在V1-V2、V2-V3、…、V6-V7、V7-VRH無論哪一個范圍內的情況。然而，當一個周期之前輸入的模擬電壓VIN在V6-V7范圍內時，因為沒有高兩級的轉換比較器，所以只有三個轉換比較器75、76、77進入正常工作狀態(tài)。并且，當模擬電壓VIN在V7-VRH范圍內時，因為不存在高一級和兩級的轉換比較器，所以只有兩個轉換比較器76、77進入正常工作狀態(tài)。此外，當模擬電壓VIN在V1-V2范圍內時，因為不存在低一級的轉換比較器，所以只有三個轉換比較器71、72、73進入正常工作狀態(tài)。
另一方面，當表明不存在已判定在一個時鐘信號CLK周期之前輸入的模擬電壓VIN大于參考電壓的設置比較器的設置比較器輸出OP1-OP7輸入到比較器控制電路部分511時，具體的，當設置比較器輸出OP1-OP7都為“L”時，操作如下。[3]最低一級和比它高一級(倒數第二個)的轉換比較器71、72進入正常工作狀態(tài)。這是因為，考慮到預測的模擬電壓VIN的范圍(VRL-V2)，盡管參考電壓為V3-V7的轉換比較器73-77即使進入低功耗工作狀態(tài)也能進行正確的比較操作，對于轉換比較器71、72，如果它們不處于正常工作狀態(tài)，則存在不能正確進行比較操作的可能性。[4]其它的轉換比較器73-77進入低功耗工作狀態(tài)。
因此，可以看到，無論一個周期之前的模擬電壓VIN的值在低標準電壓VRL到高標準電壓VRH之間的哪一個范圍中，都可以得到圖24的右半部分所示的設置狀態(tài)的關系，并且在所有的情況下，抑制了整個模數轉換器電路500的功耗。
并且，無論如此設置為轉換比較器71-77是設置為正常工作狀態(tài)還是設置為低功耗工作狀態(tài)，它們都能進行正確的比較操作，輸出合適的轉換比較器輸出OUT1-OUT7，并且模擬電壓VIN和轉換比較器71-77的轉換比較器輸出OUT1-OUT7表現(xiàn)為圖23中的表所示的關系。該關系與所有的轉換比較器都進入正常工作狀態(tài)時，即，用普通的3位比較器所得到的結果相同。
因此，隨后通過根據轉換比較器輸出OUT1-OUT7用譯碼器140進行類似的處理，產生對應于這些輸出的數字輸出DOUT。在圖23的表中，數字輸出DOUT用十進制輸出編碼表示。
這樣，使用本實施例5的模數轉換器電路500，用于選擇轉換比較器的定時可以與由時鐘信號CLK確定的固定定時(在實施例5中為一個周期之前)對齊。因此，可以根據模擬電壓從預定的時間之前的時間點到本次轉換能產生的變化范圍適當地選擇要進入正常工作狀態(tài)的轉換比較器和要進入低功耗工作狀態(tài)的轉換比較器。并且，因為一部分轉換比較器處于低功耗工作狀態(tài)，所以使整個模數轉換器電路的功耗降低。
并且，與實施例1中從休眠狀態(tài)到工作狀態(tài)的變化相比，從低功耗工作狀態(tài)到正常工作狀態(tài)的變化所用的時間要短。因此，可有利地用更快的時鐘頻率驅動模數轉換器電路。
并且，在模數轉換器電路500中，在輸入信息產生電路部分512中，用7個設置比較器在時鐘信號CLK下工作，產生作為輸入信息信號的輸出OP1-OP7。由此，選擇轉換比較器71等的定時可以容易地與由時鐘信號CLK確定的固定的定時(在本實施例1中為一個周期之前)對齊。因此，能夠在所有的時間適當地選擇轉換比較器并使之進入正常工作狀態(tài)或低功耗工作狀態(tài)。
并且，模數轉換器電路500具有相同數量(7個)的設置比較器P1-P7，設置比較器與轉換比較器1-7參考同樣的參考電壓V1-V7。因此，在選擇確定7個轉換比較器71-77中哪一個要進入工作狀態(tài)、哪一個要進入低功耗工作狀態(tài)時，因為可以使用由設置比較器P1-P7得到的7個比較結果(輸出OP1-OP7)，所以選擇的確定變得容易。
此外，在模數轉換器電路500中，相應于設置比較器P1等的確定(輸出OP1等)，轉換比較器71-77中只有2到4個進入正常工作狀態(tài)，其它的進入低功耗工作狀態(tài)。因此，可以大大降低模數轉換器電路500的功耗。
此外，在模數轉換器電路500中，因為差分型設置比較器被用作設置比較器P1-P7，他們可以使功耗比用斬波器型比較器時的功耗低。
現(xiàn)在，在本實施例5中，示出了一個例子，其中設置比較器P1-P7和轉換比較器71-77用相同的時鐘信號CLK驅動，利用在一個時鐘信號CLK周期之前得到的設置比較器輸出OP1等，產生設置信號CONT71等并將其用來設置下一個周期中轉換比較器71-77的狀態(tài)。
然而，類似于實施例1中的說明，作為選擇，它們可以由不同于時鐘信號CLK的第三時鐘信號CLK3驅動(參看圖22)。作為第三時鐘信號CLK3，可以使用不同相位的信號具有與時鐘信號CLK反相的波形，或具有相移1/4周期的波形(參看圖11(a))。或者，作為第三時鐘信號CLK3，可以使用頻率是時鐘信號CLK的整數倍的信號。通過使用像這樣的第三時鐘信號CLK3，因為作為基準的過去的模擬電壓VIN越近，在隨后的這段時間模擬電壓VIN能變化的范圍越小，因此能夠使進入正常工作狀態(tài)的轉換比較器的數量減少，而使進入低功耗工作狀態(tài)的轉換比較器的數量增加，從而能夠進一步降低模數轉換器電路的功耗?；蛘撸绻窍嗤瑪盗康霓D換比較器進入正常工作狀態(tài)，則能夠對具有更大幅度和更高頻率的模擬電壓VIN進行正確的模數轉換。
并且，在本實施例5中，雖然示出了具有基本反相器部分INV0和反相器部分INV1(參看圖25)的反相器INVA作為例子，也可以采用其它結構作為反相器。
例如，圖26中所示的反相器INVB，除了基本反相器部分INV0以外，還具有與P溝道MOS晶體管121并聯(lián)的類似的P溝道MOS晶體管123，并且其漏極端通過模擬開關SWN連接到基本反相器部分INV0的輸出OUT1等。開關SWN由高電平的設置信號CONT71等導通。
在該反相器INVB中，由于它具有這種結構，所以當設置信號CONT71等為低電平時，從節(jié)點N2或電容器C1(參看圖5)看過去，就好像只有基本反相器部分INV0存在。另一方面，當設置信號CONT71等為高電平時，從節(jié)點N2或電容器C1(參看圖5)看過去，就好像基本反相器部分INV0的晶體管121與晶體管123并聯(lián)連接。
由此，通過使用該反向器INVB，當通過設置信號CONT71等使反向器INVB出現(xiàn)本征電壓時，能夠將流過反相器INVB的直通電流控制為兩級大電流和小電流。即，當設置信號CONT71等為低電平時，如果反向器INVB的輸入和輸出短路，則直通電流只流過基本反相器部分INV0。另一方面，當設置信號CONT71等為高電平時，因為直通電流不僅僅流過基本反相器部分INV0，所以較大的直通電流不僅流過晶體管121而且流過晶體管123。因此，如果設置信號CONT71等為高電平被視為正常狀態(tài)，與此相比，在低電平的情況下直通電流較小，并使其處于低功耗狀態(tài)，其中轉換比較器71等的功耗降低。
與此相反，還可以采用如圖27所示的反相器INVC，其中除了基本反相器部分INV0以外，還提供與晶體管122并聯(lián)的類似的N溝道MOS晶體管124，并且其漏極端通過模擬開關SWP連接到輸出OUT1等。利用該反相器INVC，與當設置信號CONT71等為高電平時相比，當其為低電平時直通電流變小，轉換比較器71等中的功耗降低。
(第六實施例)接下來，參考圖28、圖29介紹第六實施例的并行模數轉換器電路600。本實施例6的模數轉換器電路600與實施例5的模數轉換器電路500一樣，是3位模數轉換器電路。但是，通過比較圖28和圖22能夠理解，其不同點在于比較部分610，它沒有設置比較器P1-P7。因此，說明將集中在不同部分，并且相同的部分給予相同的編號，并且省略或簡化其說明。
模數轉換器電路600也是用于以由時鐘信號CLK提供的預定的時間間隔將模擬電壓VIN轉換為3位數字輸出DOUT的電路，并具有比較部分610、數據鎖存器120、編碼器140和控制電路部分150(參看圖1)。輸入到比較部分610的，除了高標準電壓VRH、低標準電壓VRL以及模擬電壓VIN以外，還輸入來自控制電路部分150的時鐘信號CLK。
在圖28所示的比較部分610中，以與實施例5相同的方式得到7個參考電壓V1-V7。并且，具有7個斬波器型比較器71-77以及比較器控制電路部分611。
比較器71-77與實施例5中的轉換比較器71-77(參看圖5和圖25)具有相同的電路結構，并且分別單獨參考并一一對應于七個參考電壓V1-V7。轉換比較器71-77被比較器控制電路部分611輸出的設置信號CONT71等設置為兩種狀態(tài)按正常比較器方式進行比較操作的正常工作狀態(tài)以及進行比較操作同時比正常工作狀態(tài)的功耗低的低功耗工作狀態(tài)。
并且，除了輸出和輸入到數據鎖存器120外，比較器輸出OUT1-OUT7還分支并輸入到比較器控制電路部分611。
比較器控制電路部分611對這些輸入的比較器輸出OUT1-OUT7進行預定的邏輯處理，并輸出與實施例5類似的設置信號CONT71-CONT77。
因為比較器71-77與實施例5中的轉換比較器71-77(參看圖5和圖25)具有相同的電路結構，在設置信號CONT71等為高電平的正常工作狀態(tài)中，開關SWL連接到節(jié)點N2，開關SWM導通，在VIN提取狀態(tài)中，有大的直通電流流過，消耗功率較大。另一方面，在設置信號CONT71等為低電平的低功耗工作狀態(tài)中，在VIN提取狀態(tài)中流過的直通電流較小，也可以降低功耗。
然而，如實施例5中所說明的，當比較器71等進入正常工作狀態(tài)時，即使模擬電壓VIN和參考電壓之間的電壓差很小，也能獲得足夠的比較操作速度。另一方面，當比較器71等進入低功耗工作狀態(tài)時，雖然直通電流較小，功耗也變低，但是當模擬電壓VIN和參考電壓之間的電壓差很小時，不能獲得足夠的比較操作速度。
就此而言，通過用比較器71-77在上次轉換(前一個周期)中得到的比較器輸出OUT1-OUT7得到設置信號CONT71等。并將這些用于下次轉換(該周期之后的一個周期)中比較器71-77的狀態(tài)設置。具體的，如圖29中的表所示，比較器71-77的設置狀態(tài)根據前一次轉換中模擬電壓VIN的幅度決定。
例如，當在前一次轉換中使用的模擬電壓在參考電壓V4-V5的范圍內時，在該時間點比較器71-77的輸出(比較結果)從低級比較器開始為(H，H，H，H，L，L，L)。
現(xiàn)在，假設輸入的模擬電壓VIN的特性為在一個周期的時間段中模擬電壓VIN能夠變化的范圍不大于可由模數轉換器電路600轉換的最大幅度的1/8(比較器數量加1得到的數量的倒數)。在這種情況下，在下一次轉換中要比較的模擬電壓VIN預計在參考電壓V3-V6的范圍內。
此外，假設當模擬電壓和參考電壓之間的電壓差等于或大于最大幅度的1/8時，比較器71等即使處于低功耗工作狀態(tài)也能進行正確的比較操作。考慮到這一點，可以看到一個周期后無論模擬電壓VIN值位于預測范圍(V3-V6)中的哪一個，參考電壓為V1、V2和V7的轉換比較器71、72、77即使處于低功耗工作狀態(tài)也能進行正確的比較操作。另一方面，對于轉換比較器73-76，如果它們不處于正常工作狀態(tài)，則存在不能正確進行比較操作的可能性。綜上所述，根據在時鐘信號CLK的前一個周期由比較器71等得到的比較結果(比較器輸出OUT1等)，必須使輸出“H”的比較器71-74中最高級別的特定轉換比較器74、比其高一級和兩級的轉換比較器75、76以及比該特定比較器低一級的轉換比較器73進入正常工作狀態(tài)。另一方面，其它的轉換比較器71、72、77進入低功耗工作狀態(tài)。
當以此方式進行時，只要在下一次轉換中所比較的模擬電壓VIN在預期的參考電壓范圍V3-V6內，將得到與所有的7個比較器71-77都處于工作狀態(tài)時相同的比較器輸出OUT1-OUT15。
此外，通過這樣做，因為7個比較器中的3個比較器71、72、77可以處于低功耗工作狀態(tài)，所以能夠降低整個模數轉換器電路600的功耗。
上述關系同樣也適用于在前一個時鐘信號CLK周期輸入的模擬電壓VIN在無論哪一個參考電壓范圍V1-V2、V2-V3、…、V6-V7、V7-VRH內的情況。然而，當前一個周期輸入的模擬電壓VIN在V6-V7范圍內時，只有三個比較器75、76、77處于正常工作狀態(tài)。當模擬電壓VIN在V7-VRH范圍內時，只有兩個比較器76、77處于正常工作狀態(tài)。此外，當模擬電壓VIN在V1-V2范圍內時，只有三個比較器71、72、73處于正常工作狀態(tài)。
另一方面，當表示不存在已確定在一個時鐘信號CLK周期之前輸入的模擬電壓VIN大于其參考電壓的比較器的輸出OUT1-OUT7輸入到比較器控制電路部分611時，具體的，當比較器輸出OUT1-OUT7都為“L”時，操作如下。即，最低一級和比它高一級的比較器71、72進入正常工作狀態(tài)，其它比較器73-77進入低功耗工作狀態(tài)。
因此，可以看到，無論前一個周期的模擬電壓VIN的值在低標準電壓VRL到高標準電壓VRH的哪一個范圍，都可以得到圖29的表所示的設置狀態(tài)的關系，并且在所有的情況下，降低了整個模數轉換器電路600的功耗。此外，在實施例6中，與實施例5相比可以知道，不需要單獨形成設置比較器P1等，從而模數轉換器電路變得更簡單了。
在實施例6的模數轉換器電路600中，用于選擇比較器71-77的正常工作狀態(tài)或低功耗工作狀態(tài)的模擬電壓的定時可以在全部時間與前一次轉換的定時對齊。因此，總是可以選擇適當的比較器進入正常工作狀態(tài)或休眠狀態(tài)，并且因為進入低功耗工作狀態(tài)的剩余比較器的數量可以較大，所以使模數轉換器電路的功耗更低。
并且，在模數轉換器電路600中，用前一次轉換中比較器71等的輸出OUT1等選擇確定本次轉換中要處于正常工作狀態(tài)或要處于低功耗工作狀態(tài)的比較器。因此，不需要用來產生實施例5中的輸入信息信號的電路，從而能簡化結構。
在模數轉換器電路600中，根據前一次轉換中比較器71-77的輸出OUT1等，在本次轉換中，比較器71-77中只有4個到2個處于正常工作狀態(tài)，其它的處于低功耗工作狀態(tài)。因此，可以大大降低模數轉換器電路600的功耗。
(第三變體)接下來，參考圖30介紹改進實施例6得到的變體3。在實施例6的模數轉換器電路600中，用斬波器型比較器(參看圖5、圖25)作為比較器71-77。在這方面，在本變體3中只有采用差分型比較器這一點不同。因此，說明將集中在不同部分，而且相同的部分給予相同的編號，并且省略或簡化其說明。
如上所述，在本變體3中比較器71-77為差分型比較器(參看圖30)。即，比較器71-77分別通過差分電路160比較模擬電壓VIN和參考電壓V1等。差分電路160由CMOS構成，在N溝道151的柵極加模擬電壓VIN，在N溝道152的柵極加參考電壓V1-V7中的一個。N溝道151的漏極通過P溝道153，N溝道152的漏極通過P溝道154分別連接到電源電位VD。P溝道153、154的柵極都連接到N溝道151的漏極。并且，N溝道151、152的源極通過N溝道156和恒流電路155一起連接到地。在該差分電路160中，模擬電壓VIN和參考電壓V1等之間的差表現(xiàn)為N溝道152的漏極電壓。N溝道152的漏極通過開關SWQ連接到保持電路162。在該保持電路162中，反相器158、159串聯(lián)連接，在反相器158的輸入端和反相器159的輸出端之間的連接由開關SWR來開關。此外，比較器輸出OUT1-OUT7從反相器158的輸出端分支的反相器161輸出。
開關SWQ、SWR都是模擬開關，輸入“H”時導通，輸入“L”時關斷。并且，因為開關SWQ由時鐘信號CLK控制，而開關SWR由經過反相器163的時鐘信號CLK控制，所以當時鐘信號CLK為“H”時，開關SWQ和SWR互相反相地導通和關斷。
當時鐘信號CLK為“H”時，因為開關SWQ導通，開關SWR關斷，所以參考電壓V1等和模擬電壓VIN比較的結果作為比較器輸出OUT1等通過反相器161從差分電路160輸出。另一方面，在時鐘信號CLK為“L”的時間段中，因為開關SWQ關斷，開關SWR導通，此前的輸出結果被保持并繼續(xù)從反相器161輸出。
這里，作為恒流電路155，差分電路160具有兩個恒流源155A、155B。其中，恒流源155A插在N溝道151、152的源極和地電位之間。另一方面，恒流源155B通過由設置信號CONT71等開關的開關，具體為N溝道157，連接到N溝道151、152的源極。由此，在差分電路160中，當設置信號CONT71等為“H”時，因為恒定電流Ia、Ib分別流過兩個恒流源155A、155B，總的恒定電流為Ia+Ib(第一恒定電流)。另一方面，當設置信號CONT71等為“L”時，只有恒定電流Ia(第二恒定電流)流過恒流源155A。因此，在這種情況下，降低了流過差分電路160的恒定電流，并使功耗變低。但是，當流過差分電路160的恒定電流變小時，因為N溝道152的漏極電壓的變化變慢，所以得到反映模擬電壓VIN的變化的正確的比較結果的時間(比較操作所需的時間)變長。另一方面，模擬電壓VIN和參考電壓V1等之間的電壓差越大，該比較操作所需的時間越短。
因此，即使采用本變體3中的差分型比較器1-7，仍然可以按與實施例6相同的方式進行模數轉換。在本變體中，即使在使用一般比斬波型比較器功耗更低的差分型比較器時，也能夠進一步降低模數轉換器電路的功耗。
(第七實施例)
接下來，參考圖31-圖34介紹第七實施例的并行模數轉換器電路700。本實施例7的模數轉換器電路700與沒有使用設置比較器的實施例6相同，不同點在于是4位模數轉換器電路并使用了15個比較器71-85，并將兩個比較器作為一組，如比較器72和73、74和75等，按組用設置信號CONTG71等進行比較器的狀態(tài)設置。因此，說明將集中在不同部分，而且相同的部分給予相同的編號，并且省略或簡化其說明。
模數轉換器電路700也是用于以由時鐘信號CLK提供的預定的時間間隔將模擬電壓VIN轉換為數字輸出DOUT的電路，具有比較部分710、數據鎖存器320、編碼器340和控制電路部分150(參看圖1)。輸入比較部分710的，除了高標準電壓VRH、低標準電壓VRL以及模擬電壓VIN以外，還有來自控制電路部分150的時鐘信號CLK。
在圖31所示的比較部分710中，通過將16個相同的分壓電阻R1-R16串聯(lián)連接在高標準電壓VRH和低標準電壓VRL之間的方式得到15個參考電壓V1-V15。并且，具有15個斬波器型比較器71-85以及比較器控制電路部分711。
比較器71-85與實施例5中的轉換比較器71-77(參看圖5、圖25)和實施例6中的比較器71-77具有相同的電路結構，并分別單獨參考并一一對應于15個參考電壓V1-V15。比較器71-85由從比較器控制電路部分711輸出的設置信號CONTG71等設為正常工作狀態(tài)或低功耗工作狀態(tài)。
并且，除了輸入到數據鎖存器320以外，比較器輸出OUT1-OUT15還分支并輸入到比較器控制電路部分711。
在圖31中，未示出時鐘信號CLK和比較器之間的連線，但是如在實施例5(參看圖22)和實施例6(參看圖28)中一樣，時鐘信號CLK輸入到每一個比較器71-85。
比較器控制電路部分711對這些輸入的比較器輸出OUT1-OUT15進行預定的邏輯處理，并輸出與實施例5、6類似的設置信號CONTG71-CONTG78。但是，與實施例5、6不同的是，除了設置信號CONTG71以外，這些設置信號CONTG71等每個設置一個包括兩個比較器的組G72-G78的狀態(tài)。例如，設置信號CONTG78輸入到屬于組G78的兩個比較器84和85，并同時設置這兩個比較器84、85的狀態(tài)。另一方面，設置信號CONTG71輸入到包括在組G71中的一個比較器71，并設置該比較器71的狀態(tài)。以此方式，比較器71-85分為八組G71-G78。
現(xiàn)在，因為比較器71-85與實施例5中的轉換比較器71-77(參看圖5、圖25)具有相同的電路結構，在設置信號CONTG71等為高電平的正常工作狀態(tài)中，開關SWL連接到節(jié)點N2，開關SWC導通，在VIN提取狀態(tài)中，有大的直通電流流過，消耗功率較大。另一方面，在設置信號CONTG71等為低電平的低功耗工作狀態(tài)中，在VIN提取狀態(tài)中流過的直通電流較小，也可以降低功耗。
然而，如實施例5中所說明的，當比較器71等處于正常工作狀態(tài)時，即使模擬輸入電壓VIN和參考電壓之間的電壓差很小，也能獲得足夠的比較操作速度。另一方面，當比較器71等處于低功耗工作狀態(tài)時，雖然直通電流較小，功耗也變低，但是當模擬電壓VIN和參考電壓之間的電壓差很小時，不能獲得足夠的比較操作速度。
就此而言，利用比較器71-85在上次轉換(前一個周期)中得到的比較器輸出OUT1-OUT15得到設置信號CONT71等。并將這些用于下次轉換(該周期之后的一個周期)中比較器71-85的狀態(tài)設置。
具體的，如圖32和圖33中的表所示，比較器71-85的設置狀態(tài)根據用在前一次轉換中的模擬電壓VIN的幅度決定。例如，當在前一次轉換中使用的模擬電壓在參考電壓V6-V7的范圍內時，在該時間點比較器71-85的輸出(比較結果)從低級比較器開始為(H，H，H，H，H，H，L，L，L，L，L，L，L，L，L)，用輸出編碼表示時為‘6’(參看圖32)。
現(xiàn)在，假設輸入的模擬電壓VIN的特性為在一個周期的時間段中模擬電壓VIN能夠變化的范圍不大于可由模數轉換器電路700轉換的最大幅度的1/8(組數的倒數)。在這種情況下，在下一次轉換中要比較的模擬電壓VIN預計在參考電壓V4-V9的范圍內(可能的輸出編碼為‘4’-‘8’)。
此外，假設當模擬電壓和參考電壓之間的電壓差等于或大于最大幅度的1/8時，比較器71等即使處于低功耗工作狀態(tài)也能進行正確的比較操作?？紤]到這一點，可以看到，后一個周期的模擬電壓VIN值無論位于哪一個范圍(V5-V10)中，參考電壓為V1、V2和V11-V14的比較器71、72和81-85即使處于低功耗工作狀態(tài)也能進行正確的比較操作。另一方面，對于比較器73-80，如果它們不處于正常工作狀態(tài)，則存在不能正確進行比較操作的可能性。現(xiàn)在，如上所述，在實施例7中，比較器71-85分為8組，并按組G71等設置為正常工作狀態(tài)或低功耗工作狀態(tài)。因此，當需要使屬于某組的任何一個比較器進入正常工作狀態(tài)時，則必須使該比較器所屬的組進入正常工作狀態(tài)。當以這種方式考慮時，可以看到需要使屬于組G72-G76的比較器72-81進入正常工作狀態(tài)。另一方面，可以看到，比較器71和82-85可以進入低功耗工作狀態(tài)。
綜上所述，根據在時鐘信號CLK的一個周期前由比較器71等得到的比較結果(比較器輸出OUT1等)，使屬于輸出“H”的比較器71-76中最高級別的比較器76所屬的特定組G74、比其高一級和兩級的組G75、G76以及比該特定組G74低一級和兩級的組G73、G72的比較器72-81進入正常工作狀態(tài)。另一方面，可以看到屬于其它組G71、G77、G78的比較器71、82-85可進入低功耗工作狀態(tài)。
上述關系同樣也適用于在一個周期之前輸入的模擬電壓VIN在無論哪一個參考電壓范圍V1-VRH內的情況。然而，也可能有不存在比特定組高兩級、高一級和兩級、低一級和兩級或低兩級的組的時候。
當一個周期前輸入的模擬電壓VIN在VRL-V1范圍內時，在這個時間點比較器71等的輸出都為“L”。在這種情況下，在該周期之后一個周期由比較器71等比較的模擬電壓VIN預計在參考電壓VRL-V3的范圍內。
此外，考慮到模擬電壓和參考電壓之間的電壓差，可以看到，無論模擬電壓VIN的值位于哪一范圍(VRL-V3)中，參考電壓為V5-V15的比較器75-85即使處于低功耗工作狀態(tài)也能進行正確的比較操作。另一方面，對于比較器71-74，如果它們不處于正常工作狀態(tài)，則存在不能正確進行比較操作的可能性。同樣，考慮到按組對較器71等進行狀態(tài)設置，可以看到必須使組G71-G73(比較器71-75)進入正常工作狀態(tài)。另一方面，可以看到組G74-G78(比較器76-85)可進入低功耗工作狀態(tài)。
因此，可以看到，無論前一次轉換的模擬電壓VIN的值在低標準電壓VRL到高標準電壓VRH哪一個范圍中，都可以得到圖32-圖34的表示的設置狀態(tài)的關系，并且在所有的情況下，降低了整個模數轉換器電路700的功耗。
此外，與實施例6相比可以知道，在實施例7中，因為比較器的設置狀態(tài)按組G71-G78進行，所以與狀態(tài)設置按每個比較器進行相比，更簡單的比較器控制電路部分711就足夠了。
這樣，在實施例7的模數轉換器電路700中，比較器71-85按組(分組)G71-G78進入正常工作狀態(tài)或者低功耗工作狀態(tài)。由此，用于使比較器71等進入正常工作狀態(tài)和低功耗工作狀態(tài)的比較器控制電路部分711變得簡單。
并且，在該模數轉換器電路700中，在前一次轉換中得到的比較器71-85的輸出OUT1等用來選擇用于本次轉換的比較器71等。此外，比較器71等分為n＝8組(分組)，并且只有屬于5個到3個組(分組)的比較器在本次轉換中進入正常工作狀態(tài)，而屬于其它組(分組)的比較器進入低功耗工作狀態(tài)。因此，大大降低了模數轉換器電路700的功耗。
(第四變體)在上述實施例7中，用斬波器型比較器作為比較器71-85(參看圖5、圖25)，但是如在上述變體3中所介紹的，可以采用差分型比較器(參看圖30)來代替斬波器型比較器。當這樣做時，即使在使用一般比斬波型比較器功耗更低的差分型比較器時，也能夠進一步降低模數轉換器電路的功耗。
(第八實施例)接下來，參考圖35、圖36介紹第八實施例的并行模數轉換器電路800。本實施例8的模數轉換器電路800如實施例5那樣用了7個設置比較器，但是不同點在于它是4位模數轉換器電路并用了15個轉換比較器。并且，雖然不同于實施例5，仍使用了設置比較器，但類似于實施例7，就如轉換比較器72和73、74和75等一樣，兩個轉換比較器作為一組，用設置信號CONTG71等進行轉換比較器71-85的狀態(tài)設置。因此，說明將集中在與實施例5和7不同的部分，并且相同的部分給予相同的編號，并且省略或簡化其說明。
模數轉換器電路800也是用于將模擬電壓VIN以由時鐘信號CLK提供的預定的時間間隔轉換為數字輸出DOUT的電路，并具有比較部分810、數據鎖存器320、編碼器340和控制電路部分150(參看圖1)。輸入比較部分810的，除了高標準電壓VRH、低標準電壓VRL以及模擬電壓VIN以外，還有來自控制電路部分150的時鐘信號CLK。
在圖35所示的比較部分810中，通過將16個相同的分壓電阻R1-R16串聯(lián)連接在高標準電壓VRH和低標準電壓VRL之間的方式得到15個參考電壓V1-V15。并且，具有15個斬波器型轉換比較器7-85，由7個差分型設置比較器P2-P14構成的輸入信息產生電路部分412，以及比較器控制電路部分811。
其中，構成輸入信息產生電路部分412的設置比較器P2、P4…P14具有與實施例5(參看圖10)中的設置比較器P1-P7相同的電路結構，并且在15個參考電壓V1-V15中分別參考間隔的參考電壓V2、V4…V14。這些設置比較器P2等在輸入的時鐘信號CLK的每一個周期分別與模擬電壓VIN進行比較，并更新和輸出具有“H”或“L”電平的設置比較器輸出OP2、OP4…OP14。
比較器控制電路部分811對這些輸入的比較器輸出OP2-OP14進行預定的邏輯處理，并輸出設置信號CONTG71-CONTG78。設置信號CONTG71等用作下一次轉換中，即，在時鐘信號CLK的下一個周期中轉換比較器71-85的狀態(tài)設置。
轉換比較器71-85與實施例5中的轉換比較器71-77(參看圖5、圖25)具有相同的電路結構，并由從比較器控制電路部分811輸出的設置信號CONTG71等設置為兩種狀態(tài)中的任一種作為正常比較器執(zhí)行比較操作的正常工作狀態(tài)和能以比正常工作狀態(tài)低的功耗執(zhí)行比較操作的低功耗工作狀態(tài)。
在該模數轉換器電路800中，根據模擬電壓VIN的幅度屬于由高標準電壓VRH、低標準電壓VRL和七個參考電壓V2、V4…V14劃分的范圍中的哪一個，設置比較器P2等的輸出OP2等變?yōu)椤癏”或“L”。因此，模擬電壓VIN和設置比較器P2-P14的轉換比較器輸出OP2-OP14表現(xiàn)為圖36的表的左半部分所示的關系。這些設置比較器輸出OP2等輸入到比較器控制電路部分811。
在比較器控制電路部分811中對這些輸入的設置比較器輸出OP2-OP14進行預定的邏輯處理，并輸出與實施例7中相類似的設置信號CONTG71-CONTG78。如實施例7一樣，轉換比較器71-85分為8組G71-G78。組G71只包括比較器71，而其它組G72-G78都包括兩個轉換比較器。因此，通過設置信號CONTG71等，一次設置15個轉換比較器71-85中包括在每個組中的一個或兩個的狀態(tài)。轉換比較器71-85和設置比較器P2等具有如下關系。即，除最低級別的組G71以外，在組G72-G78中，設置比較器P2等也參考屬于每一個組G2等的轉換比較器中最低級別的轉換比較器(組中的最低級別的第一比較器)72、74、…、84所參考的參考電壓(分組參考電壓)V2、V4、…、V14。以此方式，在7個設置比較器P2等和8個組G1，G2等之間形成對應關系。
現(xiàn)在，因為轉換比較器71-85與實施例5中的轉換比較器71-77具有相同的電路結構(參看圖25)，當設置信號CONTG71等為“H”時，它們表現(xiàn)為正常工作狀態(tài)。另一方面，當設置信號CONTG71等為“L”時，它們表現(xiàn)為低功耗工作狀態(tài)。
就此而言，用設置比較器P2等在預定時間之前(例如，一個時鐘信號周期之前)得到的設置比較器輸出OP2-OP14得到設置信號CONTG71等。并將這些用于隨后1個周期轉換比較器71-85的狀態(tài)設置。以此方式，對每個組G71-G78，根據在預定時間之前輸入并由設置比較器P2等比較的模擬電壓VIN的幅度決定轉換比較器71-85的設置狀態(tài)。
例如，假設輸入的模擬電壓VIN的特性為在時鐘信號CLK的一個周期的時間段中模擬電壓VIN能夠變化的范圍不大于可由模數轉換器電路800轉換的最大幅度的1/8(組數的倒數)。
例如，當在一個周期之前輸入的模擬電壓VIN在參考電壓V6-V8的范圍內時，在該時間點設置比較器P2等的輸出(比較結果)OP2等從低級比較器開始為(H，H，H，L，L，L，L)，如圖21中的表的左半部分所示?，F(xiàn)在，因為因為模擬電壓VIN具有上述特性，在由轉換比較器71等比較模擬電壓VIN的時間點，預計可得到的該模擬信號的值將限制在參考電壓V4-V10的范圍內。
此外，假設當模擬電壓和參考電壓之間的電壓差等于或大于最大幅度的1/8(組數的倒數)時，即使當比較器71等處于低功耗工作狀態(tài)也能進行正確的比較操作?？紤]到這一點，可以看到無論模擬電壓VIN值位于哪一個范圍(V4-V10)中，參考電壓為V1、V2和V12-V15的轉換比較器71、72和82-85即使處于低功耗工作狀態(tài)也能進行正確的比較操作。另一方面，對于轉換比較器73-81，如果它們不處于正常工作狀態(tài)，則存在不能正確進行比較操作的可能性。現(xiàn)在，如上所述，在實施例8中，轉換比較器71-85分為8組，并按組G71等設置為正常工作狀態(tài)或低功耗工作狀態(tài)。因此，當需要使屬于某組的任何一個轉換比較器進入正常工作狀態(tài)時，必須使該轉換比較器所屬的組進入正常工作狀態(tài)。當以這種方式考慮時，可以看到，需要使組G72-G76(比較器72-81)進入正常工作狀態(tài)。另一方面，可以看到，組G71、G77、G78(比較器71和82-85)可進入低功耗工作狀態(tài)。
綜上所述，根據預定時間之前由設置比較器P2等得到的比較結果(設置比較器輸出OP2等)，使屬于與輸出“H”的設置比較器P2、P4、P6中最高級別的設置比較器P6參考相同的參考電壓的轉換比較器76所屬的特定組G74、比其高一級和兩級的組G75、G76以及比該特定組G74低一級和兩級的組G73、G72的比較器72-81進入正常工作狀態(tài)。另一方面，可以看到，屬于其它組G71、G77、G78的轉換比較器71、82-85可進入低功耗工作狀態(tài)。
上述關系同樣也適用于在預定時間之前輸入的模擬電壓VIN無論在哪一個參考電壓范圍V2-VRH內的情況。然而，也有不存在比特定組高兩級、高一級和兩級、低一級和兩級或低兩級的組的時候。
當預定時間之前輸入的模擬電壓VIN在VRL-V2范圍內時，在這個時間點設置比較器71等的輸出都為“L”，即，為(L，L，L，L，L，L，L)。在這種情況下，之后由比較器71等比較的模擬電壓VIN預計在參考電壓VRL-V4的范圍內。
同樣，考慮模擬電壓和參考電壓之間的電壓差，可以看到，無論模擬電壓VIN的值位于哪一個范圍(VRL-V4)中，參考電壓為V6-V15的轉換比較器76-85即使處于低功耗工作狀態(tài)也能進行正確的比較操作。另一方面，如果轉換比較器71-75不處于正常工作狀態(tài)，則存在不能正確進行比較操作的可能性。在這種情況下，可以看到，即使考慮按組進行狀態(tài)設置也是相同的結果，從而必須使組G71-G73(轉換比較器71-75)進入正常工作狀態(tài)。另一方面，可以看到組G74-G78(轉換比較器76-85)可進入低功耗工作狀態(tài)。
因此，可以看到，無論前一次轉換時模擬電壓VIN的值在低標準電壓VRL到高標準電壓VRH的哪一個范圍中，都可以得到圖36所示的設置狀態(tài)的關系，并且在所有的情況下，可以降低整個模數轉換器電路800的功耗。
此外，與實施例5相比可以知道，在實施例8中，因為按組G71-G78進行轉換比較器的狀態(tài)設置，所以與按每個比較器進行狀態(tài)設置相比，更簡單的比較器控制電路部分711就足夠了。此外，與所用的設置比較器的數量(7個)與轉換比較器的數量相同的實施例5不同，因為所用設置比較器的數量小于轉換比較器的數量，所以比較部分810的結構也變得簡單了。
這樣，本實施例8中的模數轉換器電路800具有分為n＝8組(分組)的m＝15個轉換比較器和7個設置比較器。并且設置比較器與組中的最低級別的轉換比較器72、74、…、84參考相同的參考電壓V2、V4、…、V14。由此，實現(xiàn)了設置比較器P2等與組G71等的對應關系。因此，能夠根據設置比較器P2等的比較結果容易地和適當地按組選擇要進入正常工作狀態(tài)或低功耗工作狀態(tài)的轉換比較器。并且，因為按組選擇轉換比較器的狀態(tài)，比較器控制電路部分811的結構變得簡單了。
并且，只有屬于某些組的轉換比較器，具體的5個到3個組，在本次轉換中進入正常工作狀態(tài)，而屬于其它組的轉換比較器進入低功耗工作狀態(tài)。因此，可以大大降低模數轉換器電路800的功耗。
在本實施例8中，類似于實施例5的說明，設置比較器P2等(輸入信息產生電路部分412)可以由不同于時鐘信號CLK的第三時鐘信號CLK3驅動。作為第三時鐘信號CLK3作為例子，可以是與時鐘信號CLK頻率相同但具有反相的波形或移相1/4周期的波形(參考圖11)的信號等。
在上面，根據實施例1-8和變體1-4介紹了本發(fā)明，但是本發(fā)明并不限于這些實施例，并且不用說，其實施可以在不偏離其范圍的情況下進行適當的改變。
例如，在模數轉換器電路100等中，如果輸入的模擬電壓VIN的幅度變大、頻率變高，并且在時鐘信號的一個周期或預定的時間內模擬電壓VIN能夠變化的范圍太大，則不能精確地進行模數轉換。這可以通過增加進入工作狀態(tài)的比較器的數量來解決，但是降低模數轉換器電路的功耗的效果下降了。另一方面，即使在所有的時間段內不能精確地轉換模擬信號，如實施例2中的說明，通過考慮輸入的模擬信號的特性和本發(fā)明的模數轉換器電路的特性，也可以只利用在所需的時間段中的模數轉換結果，同時得到功耗降低的好處。
在上述實施例1等中，對于處于休眠狀態(tài)的比較器，構成的比較器電路用第一設置信號CONT1A等和第二設置信號CONT1B等強制輸出“H”或“L”(參看圖9、圖10)。但是，如圖1中的虛線所示，作為選擇，比較器或者可以構成為將比較部分110輸出的關于處于工作狀態(tài)的比較器和處于休眠狀態(tài)的比較器的信息作為設置信號CONT，并輸入到編碼器140，在編碼器140中忽略處于休眠狀態(tài)的比較器的輸出并由編碼器140本身等補充需要的數據，以便輸出數字輸出DOUT。但是，當它們如實施例1那樣被強制輸出“H”或“L”時，優(yōu)點是數據鎖存器120及其后的電路結構可以采用與目前相同的電路結構。
并且，在上述實施例1等中，使斬波型比較器中開關SWA、SWC的關斷和開關SWB的導通，即該比較器的進入比較狀態(tài)(參看圖6)并保持該狀態(tài)，對應于休眠狀態(tài)。但是，除此之外，作為選擇，可使開關SWC保持關斷，從而直通電流不能流過反相器INV，并且開關SWA、SWB可以保持當前的狀態(tài)。因為模擬開關SWA、SWB開/關切換時也會有微小的功耗，所以如果這樣做可以進一步降低功耗。
圖37是本發(fā)明的實施例的模數轉換器電路的電路框圖。這是并行模數轉換器電路，其中并行排列15個比較器CP1-CP15作為模數轉換的比較器。這里所述的比較器CP1-CP15為差分型比較器。
輸入電壓VIN輸入的輸入端(VIN)連接到每個比較器CP1-CP15的輸入端的(Vin)端子。通過將輸入的從低電壓值VRL到高電壓值VRH的電壓范圍分為16個相等的部分得到的參考電壓V1-V15輸入到另一個輸入端——參考電壓端(Ref)。各比較器CP1-CP15的輸出信號連接到輸出端(OUT1)-(OUT15)。參考電壓V1-V15由輸入電壓范圍VRH，VRL之間的分壓電阻RF1-RF16產生。
各比較器CP1-CP15將輸入電壓VIN與各參考電壓V1-V15進行比較，并輸出比較結果作為輸出信號OUT1-OUT15。這樣，輸入電壓VIN位于通過劃分為從VRL-V1到V15-VRH的16個相等的部分所得到的電壓范圍中的哪一個范圍如圖38所示標出。因為各電壓范圍根據輸出編碼0-15識別，所以通過編碼輸出編碼0-15可以輸出作為模數轉換結果的4位數字信號。
此外，各比較器CP1-CP15包括偏流源電路B1-B15，以便為比較器提供偏流。各偏流源電路B1-B15包括偏流設置端子(Vb)，偏流設置端子(Vb)連接到在每個開關部分SW-A、SW-B上獨立提供的作為偏壓線NB1-NB15的開關電路的一側。此外，在偏壓線NB1-NB15中，它們的相鄰線路通過電阻元件R1-R14互相連接，從而所有的偏壓線NB1-NB15串聯(lián)連接。構成開關部分SW-A、SW-B的各開關電路的另一端連接在一起并分別連接到偏壓端子(VA)、(VB)。
在圖37中，還并行地提供另一對比較器CP21-CP35和偏流源電路B21-B35。比較器CP21-CP35為與比較器CP1-CP15類似的差分型比較器，并且與比較器CP1-CP15類似，輸入電壓VIN和參考電壓V1-V15分別輸入到輸入端子(Vin)和參考電壓端子(Ref)。它們的輸出信號輸入到偏壓控制電路BC，并根據將稍后說明的轉換表輸出用于執(zhí)行開關部分SW-A、SW-B的各開關電路的開/關控制的控制信號CTA、CTB。與偏流源電路B1-B15類似，偏流源電路B21-B35為各比較器CP21-CP35提供偏流。在偏流源電路B21-B35中，在它們的偏流設置端子(Vb)建立公共偏壓V0，從而為比較器提供相同的偏流。比較器CP21-CP35作為模數轉換的比較器CP1-CP15的偏流的建立的監(jiān)視器。因此，通常，要加到比較器CP21-CP35的偏流限于允許執(zhí)行監(jiān)視操作所需的最小電流。
圖39是要加到偏壓端子(VA)、(VB)的偏壓VA、VB產生電路的電路圖。偏壓VA、VB的產生電路具有相同的電路結構。電流源IA、IB連接到NMOS(N溝道金屬氧化物半導體)晶體管MA、MB的漏極端子(NA)、(NB)，其中晶體管MA、MB的漏極和柵極端子互相連接，它們的源極端子連接到地電壓。漏極/柵極端子(NA)、(NB)根據電流源IA、IB提供的電流值IA、IB偏置到預定的電壓。該預定的電壓由輸出偏壓VA、VB的緩沖電路BA、BB接收。在圖39中，緩沖電路BA、BB構成為電壓跟隨電路，并且偏壓VA、VB等于漏極/柵極端子(NA)、(NB)上的預定電壓。
下面分別參考圖40和圖41介紹用在圖37的模數轉換器電路中的差分型比較器CPx和偏流源電路Bx的具體電路結構及其電路操作。
比較器CPx包括差分放大器部分10和用于與時鐘信號CLK1、CLK2同步地輸出其輸出信號的同步器部分20。差分放大器部分10由用于差分比較的NMOS晶體管M1、M2和PMOS(P溝道金屬氧化物半導體)晶體管M3、M4構成，其中M1、M2為用于在輸入端子(Vin)和參考電壓端子(Ref)之間進行差分比較的差分對晶體管，M3、M4構成電流反射鏡電路，連接到NMOS晶體管M1、M2的漏極端子作為有源負載。
來自差分放大器部分10的比較結果信號DO從晶體管M2和晶體管M4之間的連接點DO輸出，并輸入到同步器部分20。在同步器部分20中，通過開關電路SW1輸入的比較結果信號DO由鎖存部分鎖存，鎖存部分具有通過閉合開關電路SW2構成的兩級結構反相器門。開關電路SW1、SW2由互補的時鐘信號CLK1、CLK2控制，時鐘信號CLK1使開關電路SW1導通，從而引入比較結果信號DO。然后，時鐘信號CLK2使開關電路SW2導通，從而鎖存該比較結果信號DO。輸出信號從鎖存部分通過一個反相器門由輸出端子(OUTx)輸出。
偏流源電路Bx具有NMOS晶體管M5，連接在NMOS晶體管M1、M2之間的連接點和地電壓之間。晶體管M5的柵極端子連接到偏流設置端子(Vb)。通過根據來自偏流設置端子(Vb)的預定電壓值的偏壓使NMOS晶體管M5導通，預定偏流加到差分放大器部分10。如果偏壓VA、VB加到NMOS晶體管M5的柵極端子，NMOS晶體管M5和偏壓VA、VB產生電路中的NMOS晶體管MA、MB構成了電流反射鏡電路，從而，取決于各電流源IA、IB提供的電流值的偏流從NMOS晶體管M5加到差分放大器部分10。
下面基于圖41的工作波形介紹比較器CPx的電路操作。比較結果信號DO的邏輯電平根據要建立在參考電壓端子(Ref)上的參考電壓Vx和要輸入到輸入端子(Vin)的輸入電壓VIN之間的關系反相。即，如果輸入電壓VIN低于參考電壓Vx，輸出低電平電壓，如果輸入電壓VIN高于參考電壓Vx，輸出高電平電壓。比較結果信號DO由同步器部分20用互補的時鐘信號CLK1、CLK2引入并鎖存。
如果假設開關電路SW1、SW2由時鐘信號CLK1、CLK2的高電平信號導通，因為時鐘信號CLK1的高電平跳變(high-level transition)而由同步器部分20引入的比較結果信號DO通過兩級結構反相器門從輸出端(OUTx)作為同相信號輸出。隨后，因為時鐘信號CLK1、CLK2的邏輯電平反相而使時鐘信號CLK2的邏輯電平變?yōu)楦唠娖?，所以引入的比較結果信號DO由鎖存部分鎖存。因此，在從時鐘信號CLK1的高電平跳變到時鐘信號CLK2的高電平期間的階段，相同的比較結果信號DO輸出到輸出端(OUTx)。從輸出端(OUTx)輸出的信號在時鐘信號CLK1的每個高電平跳變時更新。因此，模數轉換操作與時鐘信號CLK1、CLK2同步進行。
接下來，介紹加到各比較器CP1-CP15的偏流的設置。偏流的提供通過設置偏流源電路B1-B15上的偏壓來進行。這里，當開關部分SW-A、SW-B中的各開關電路由從偏壓控制電路BC輸出的控制信號CTA、CTB導通時，進行偏壓的設置。圖42示出了表示該控制的表。
如果在圖42中所示的偏流的控制下，在時鐘信號等的每個預定周期進行模數轉換操作，這是在相鄰模數轉換操作之間允許的輸入電壓VIN電壓變化范圍等于輸出編碼0-15的一個輸出編碼的量(參看圖38)的假定下進行的。即，這是在下述假定下進行的在某些時間點的模數轉換操作中輸入電壓VIN的電壓值與在一個周期之前的模數轉換操作中執(zhí)行模數轉換操作時的輸入電壓VIN相比，產生的電壓變化對應于一個比較器的量。不用說，因為輸入電壓VIN是連續(xù)變化的模擬信號，所以，通過適當調節(jié)要作為輸出編碼建立的電壓寬度或模數轉換操作的周期等，該假定可以變?yōu)檫m當的條件。
如果假設輸入電壓VIN在模數轉換操作時處于電壓值V8-V9的電壓范圍中，可以認為，在下一個轉換操作時可以變?yōu)檩斎腚妷篤IN的電壓值處于擴展了一個輸出編碼的量的電壓值范圍V7-V10中。
然后，通過將為電壓電平V7-V10提供的比較器CP7-CP10中的比較器CP8-CP9的偏壓設置為偏壓VB，可以為比較器CP8、CP9提供足夠的偏流。
與此相反，對于為在下一個轉換操作時不會變?yōu)檩斎腚妷篤IN電壓電平VRL到V5和V12到VRH提供的比較器CP1-CP5和CP12-CP15，可以限制偏流。其原因是在下一個轉換操作時，比較器CP1-CP5和CP12-CP15的輸出信號OUT1-OUT5和OUT12-OUT15可能不反相，從而不需要確?？焖匐娐凡僮鳌Ｍㄟ^將比較器CP1-CP5和CP12-CP15的偏壓設為低于偏壓VB的偏壓VA，比較器CP1-CP5和CP12-CP15的偏流變?yōu)橛邢薜碾娏髦?。從而可減少比較器CP1-CP5和CP12-CP15的電流消耗。
這里，沒有直接從外部為比較器CP6、CP7和CP10、CP11建立偏壓。引到各偏流源電路B1-B15的偏流設置端子(Vb)的偏壓線NB1-NB15通過電阻元件RB1-RB15串聯(lián)連接。因此，要為比較器CP6、CP7和CP10、CP11建立的偏壓變?yōu)橥ㄟ^電阻元件RB5-RB7和RB9-RB11對偏壓VA、VB分壓得到的電壓值。該電路在提供中等偏流的狀態(tài)下工作。
作為上述偏流設置的結果，進一步受限的電流值加到在模數轉換操作期間處于輸入電壓VIN的電壓變化范圍內的比較器CP7-CP10中的比較器CP7、CP10。但是，輸入電壓VIN位于電壓變化范圍V7-V10中哪一個電壓范圍可由位于四個比較器CP7-CP10內側的兩個比較器CP8、CP9確定。因此，足夠的偏流只需加到比較器CP7-CP10中的比較器CP8、CP9上。
該設置是這樣進行的提供具有與比較器CP1-CP15相同結構，并用于輸出相同比較結果的比較器CP21-CP35，然后輸入輸出信號OUT21-OUT35到偏壓控制電路BC。即，根據某些時間點的模數轉換結果，可以建立在下一個模數轉換操作中各比較器CP1-CP15的偏流的供應。該設置只需要在每個時鐘信號CLK1、CLK2的一個周期中進行，并且其操作性能可以比用于模數轉換操作的比較器CP1-CP15低。因此，可以限制供給比較器CP21-CP35的偏流，從而比較器CP21-CP35可以完成低電流消耗的操作。
在圖43中示出了上述各比較器CP1-CP15的偏流。在圖43中，假設來自偏壓VA、VB的偏流分別為20μA、50μA。該圖中橫坐標軸表示比較器CP1-CP15，縱坐標表示偏流。
50μA的偏流加到建立了偏壓VB的比較器CP8、CP9。另一方面，20μA的偏流加到建立了偏壓VA的比較器CP1-CP5和CP12-CP15。因為在沒有直接建立偏壓的比較器CP6、CP7和CP10、CP11上建立了通過對偏壓VA、VB平均分壓得到的電壓，所以偏流也是均分。因此，30μA的偏流加到比較器CP6、CP11上，40μA的偏流加到比較器CP7、CP10上。
這里需要注意的是，存在由提供給比較器的偏流的差別導致的偏差電壓。通常已知，如果加到兩個比較器的偏流不同，這些比較器之間就會出現(xiàn)圖44所示的偏差電壓。該圖顯示出偏差電壓相應于偏流差而增加。如果偏差電壓增加到輸出編碼的量以上，則不能輸出正確的輸出編碼，而產生誤碼。
根據圖37的實施例，通過將從低電壓值VRL到高電壓值VRH的輸入電壓范圍等分為16部分得到的電壓為一個輸出編碼的電壓范圍。例如，如果VRH＝2V，VRL＝0.5V，則輸出編碼的電壓范圍為(2-0.5)÷16≈94mV。不產生誤碼的偏差電壓必須小于94mV。由圖8可見，相鄰比較器之間的偏流差必須小于大約15μA。
因此，在作為夾在偏流設為20μA和50μA的比較器CP1-CP5、CP12-CP15和CP8、CP9之間的比較器，每側有兩個比較器作為比較器對CP6、CP7和CP10、CP11的實施例中(參看圖42)，相鄰的比較器之間的偏流差為10μA。由圖44可以看出，偏差電壓為62.5mV，小于產生誤碼的偏差電壓94mV，但是沒有隨著模數轉換操作產生誤碼。
如果沒有直接從外部建立偏壓的比較器的量從兩個進一步增加，偏流的差將進一步降低，從而改善偏差電壓。
對應于一個輸出編碼的量的電壓范圍可以通過相應于低電壓值VRL、高電壓值VRH以及輸出編碼的數量進行調整來適當設置，從而防止誤碼的出現(xiàn)。在模數轉換操作期間為在輸入電壓VIN的電壓變化數量范圍內的比較器確保足夠的偏流，從而維持轉換速度，并且限制在輸入電壓VIN的電壓變化范圍之外的比較器的偏流。通過進行低偏流操作的比較器CP21-CP35，可執(zhí)行低電流消耗的操作。同時，可以抑制在比較器之間出現(xiàn)的偏差電壓，從而防止模數轉換操作中出現(xiàn)誤碼。
雖然在上述介紹中，以輸入電壓VIN在模數轉換操作時在電壓值V8到V9之間的情況作為例子進行了介紹，不用說，對于其它電壓值的情況下也可以進行相同的設置。
圖45示出了本發(fā)明的實施例的模數轉換器電路的修改例。該結構通過去掉圖37中的比較器CP21-CP35和偏流源電路B21-B35來實現(xiàn)。比較器CP1-CP15的輸出信號OUT1-OUT15代替比較器CP21-CP35的輸出信號OUT21-OUT35輸入到偏壓控制電路BC。因為在圖37中，對于比較器CP1-CP15和比較器CP21-CP35，相同的輸入信號(輸入電壓VIN和參考電壓V1-V15)輸入到位于相同的電壓變化量中的比較器，并且轉換速度確保足夠的偏流，所以得到相同的輸出信號，從而能夠實現(xiàn)該修改。此外，還提供用針對第三偏壓VC的控制信號CTC控制的開關部分SW-C。
因為提供了開關部分SW-C以及開關部分SW-A、SW-B，并且在由控制信號CTC選擇的偏壓線NB1-NB15上建立偏壓VC，所以可以建立三種偏壓VA-VC。通過在一個偏壓線和從兩端的偏壓線NB1、NB15起到預定位置的中間偏壓線上建立相應的偏壓VA-VC，也可向沒有直接建立偏壓VA-VC的偏壓線上提供四種或更多種偏流。
此外，因為沒有提供比較器CP21-CP35和偏流源電路B21-B35，能夠進行更低功耗的操作。該改進能夠非常方便地減小電路規(guī)模。
如上面詳細說明的，電阻元件RB1-RB15串聯(lián)連接在電流源電路的偏流設置端子(Vb)和本實施例的模數轉換器電路之間。因此，在沒有建立預定的偏壓VA、VB的偏流設置端子(Vb)上建立通過用電阻元件RB1-RB15對各預定的偏壓VA、VB分壓得到的電壓。夾在由不同條件激活的比較器CP1-CP15之間的比較器CP1-CP15可以被供以在由預定的偏壓VA、VB提供的偏流之間的中間偏流。
比較器CP8、CP9是對在下一次模數轉換操作時電壓變化的、并且包括輸入電壓VIN的電壓值的電壓區(qū)執(zhí)行比較操作的第一比較器，可以通過作為第一設置電壓的偏壓VB保持正常比較條件，從而確保快速比較操作。因為作為對在預定電壓區(qū)之外的電壓值進行比較操作的第二比較器的比較器CP1-CP5和CP12-CP15不保持正常比較操作條件，所以偏流可由作為第二設置電壓的偏壓VA降低，從而實現(xiàn)功率節(jié)省條件。
雖然對模數轉換操作期間在輸入電壓VIN的電壓變化范圍內的比較器確保足夠的偏流以保持轉換速度，但在輸入電壓VIN的電壓變化范圍之外的比較器的偏流受到限制。這使得低電流消耗操作與進行低偏流操作的比較器CP21-CP35能夠一起進行。同時，可以抑制在比較器之間出現(xiàn)的偏差電壓，從而防止模數轉換操作中的誤碼。
這里，通過根據低電壓值VRL、高電壓值VRH和輸出編碼的數量進行的調節(jié)，相對應于一個輸出編碼的量設置電壓范圍，從而防止在模數轉換操作中誤碼的出現(xiàn)。
如果預定的偏壓VA、VB建立在包括其兩端的三個或更多的偏流設置端子(Vb)上，則可以為每個比較器CP1-CP15提供三種或更多種偏流。此外，如果在包括其兩端和中間位置的偏流設置端子(Vb)的四個或更多個偏流設置端子(Vb)上建立預定的偏壓VA-VC，則可以為每個比較器CP1-CP15提供四種或更多種偏流。
此外，偏壓VA-VC的設置可以通過根據控制信號CTA-CTC控制開關部分來實現(xiàn)。
此外，在相鄰比較器CP1-CP15之間的偏差電壓可以設置得比模數轉換器電路中的電壓分辨率更小，從而在模數轉換操作中不會產生轉換誤差。
同時，本發(fā)明并不限于上述實施例，不用說，可以在不脫離本發(fā)明的要點的范圍內對本發(fā)明進行改進和修改。
例如，雖然在本實施例中，模數轉換器電路作為功能電路的例子進行了介紹，但是本發(fā)明并不限于本例子。例如，根據本發(fā)明，能夠確保有效電路操作的偏流只加到在下一個操作中預計被激活的電路單元上，而限制加到預計不會被激活的電路單元上的偏流以進行低電流消耗操作，因此本發(fā)明可應用于下一個操作條件根據當前操作條件來確定的功能電路上。不直接涉及電路操作的電路單元可以在低電流消耗條件下激活，同時保持其電路操作性能。
雖然介紹了偏流由兩種或三種偏壓VA-VC建立的例子，但是允許通過提供更多的開關部分建立四種或更多種偏壓。
雖然介紹了在由偏壓VA、VB建立的比較器之間存在兩個比較器的例子，但是允許適當地建立比較器的數量，并根據伴隨偏流差的偏差電壓以及根據對應于低電壓值VRL、高電壓值VRH和輸出編碼的數量的一個輸出編碼的量對應的電壓范圍調節(jié)偏流差。因此，可以調節(jié)比較器之間的偏差電壓。
本發(fā)明能夠提供模數轉換器電路，包括具有多個比較器的并行模數轉換部分，具體的，電流源電路和能夠降低用于比較條件不變的比較器的偏流同時確保比較條件變化的比較器的必要的偏流的模數轉換器電路，從而保持模數轉換操作的電路性能。
權利要求
1.一種模數轉換器電路，為并行模數轉換器電路，用來根據第一時鐘信號用多個第一比較器將輸入的模擬電壓轉換為數字值，所述多個第一比較器構成為對每一個比較器，可通過控制信號選擇正常工作狀態(tài)或低功耗狀態(tài)，包括比較器控制電路部分，用來根據基于預定時間之前輸入的模擬電壓用第一時鐘信號或不同于第一時鐘信號的第二時鐘信號產生的輸入信息信號輸出控制信號，該控制信號使所述多個第一比較器中的一部分第一比較器進入正常工作狀態(tài)，并使其余第一比較器保持在低功耗狀態(tài)。
2.一種模數轉換器電路，為并行模數轉換器電路，用來根據第一時鐘信號用多個第一比較器將輸入的模擬電壓轉換為數字值，所述多個第一比較器構成為對每一個比較器，可通過控制信號選擇工作狀態(tài)或休眠狀態(tài)，包括比較器控制電路部分，用來根據基于預定時間之前輸入的模擬電壓用第一時鐘信號或不同于第一時鐘信號的第二時鐘信號產生的輸入信息信號輸出控制信號，該控制信號使所述多個第一比較器中的一部分第一比較器進入工作狀態(tài)，并使其余第一比較器保持在休眠狀態(tài)。
3.根據權利要求2的模數轉換器電路，其中比較器控制電路部分使用第二時鐘信號，第二時鐘信號雖然與第一時鐘信號同步，但與第一時鐘信號具有不同的相位，或頻率是第一時鐘信號的整數倍。
4.根據權利要求2的模數轉換器電路，包括輸入信息產生電路部分，具有q個在第一時鐘信號或第二時鐘信號下工作的第二比較器，并且每個第二比較器參考q個(q＞3的自然數)參考電壓中的一個，并分別將在預定時間之前輸入的模擬電壓與參考電壓進行比較，輸出比較結果作為輸入信息信號。
5.根據權利要求4的模數轉換器電路，具有q個第一比較器，每個第一比較器分別參考q個參考電壓中的一個，并分別將當前的模擬電壓與參考電壓進行比較。
6.根據權利要求4的模數轉換器電路，具有q個第一比較器，每個第一比較器分別參考q個參考電壓中的一個，并分別將當前的模擬電壓與參考電壓進行比較，其中，比較器控制電路部分當輸入表示存在至少一個已判定在預定時間之前輸入的模擬電壓大于其參考電壓的第二比較器的輸入信息信號時，使與作出上述判定的第二比較器中最高級別的比較器參考相同參考電壓的特定第一比較器以及在預定的情況下與該特定第一比較器相鄰的至少一個第一比較器進入工作狀態(tài)，并保持剩余的第一比較器處于休眠狀態(tài)，并且當輸入表示不存在已判定在預定時間之前輸入的模擬電壓大于其參考電壓的第二比較器的輸入信息信號時，使最低級別的第一比較器進入工作狀態(tài)，并保持剩余的第一比較器處于休眠狀態(tài)。
7.根據權利要求6的模數轉換器電路，其中所述預定的情況是指至少存在一個比所述特定第一比較器高一級的第一比較器。
8.根據權利要求4的模數轉換器電路，其中輸入信息產生電路部分使用第二時鐘信號，根據比第一時鐘信號的一個周期短的時間之前輸入的模擬電壓產生輸入信息信號。
9.根據權利要求2的模數轉換器電路，具有第一比較器，它們是m個第一比較器，各參考m個(m是自然數，m＞7)參考電壓中的一個，它們分為n組(n是自然數，n＞3，m≥2n)，每組包括從低級到高級或從高級到低級排列的int(m/n)或int(m/n)+1個第一比較器(其中int(a)是對實數a取整的函數)，以及n-1個第二比較器，每個第二比較器參考m個參考電壓中，屬于n-1個組中除了最低級別組之外的第一比較器中的組內最低級第一比較器所參考的n-1個組參考電壓中的一個，所述組內最低級第一比較器分別位于各自的組中的最低級位置；并且第二比較器在第一時鐘信號或第二時鐘信號下工作，以該時鐘信號確定的定時分別比較輸入的模擬電壓和所述組參考電壓，并用比較結果作為輸入信息信號，其中比較器控制電路部分根據n-1個第二比較器的作為輸入信息信號的比較結果使第一比較器按組進入工作狀態(tài)或休眠狀態(tài)。
10.根據權利要求2的模數轉換器電路，具有第一比較器，它們是m個第一比較器，各參考m個(m是自然數，m＞7)參考電壓中的一個，它們分為n組(n是自然數，n＞3，m≥2n)，每組包括從低級到高級或從高級到低級排列的int(m/n)或int(m/n)+1個第一比較器(其中int(a)是對實數a取整的函數)，以及n-1個第二比較器，每個第二比較器參考m個參考電平中，屬于n-1個組中除了最低級別組之外的第一比較器中的組內最低級第一比較器所參考的n-1個組參考電壓中的一個，所述組內最低級別第一比較器分別位于各自的組中的最低級位置，并且第二比較器在第一時鐘信號或第二時鐘信號下工作，以該時鐘信號確定的定時分別比較輸入的模擬電壓和所述組參考電壓，并用比較結果作為輸入信息信號，其中，比較器控制電路部分當比較結果表明存在至少一個第二比較器已判定模擬電壓大于其組參考電壓時，使屬于上述組中的下述組的第一比較器進入工作狀態(tài)參考與在作出上述判定的第二比較器中最高級別的第二比較器所參考的組參考電壓相同的參考電壓的第一比較器所屬的特定組，以及當存在比該特定組高一級的組時，該高一級的組，以及當存在比該特定組低一級的組時，該低一級的組，并使屬于剩余組的第一比較器保持于休眠狀態(tài)，并且當不存在表示第二比較器已判定模擬電壓大于其組參考電壓的比較結果時，使屬于最低級別的組和比最低級的組高一級的組的第一比較器進入工作狀態(tài)，并使屬于剩余組的第一比較器保持休眠狀態(tài)。
11.根據權利要求4的模數轉換器電路，其中第二比較器都為差分型比較器，在第一時鐘信號或第二時鐘信號下輸出比較結果。
12.根據權利要求2的模數轉換器電路，其中所述多個第一比較器都為斬波器型比較器，并且休眠狀態(tài)包括這樣一種狀態(tài)其中，在包含在該斬波器型比較器中的開關中，用來通過短路邏輯器件的輸入端和輸入端而使邏輯器件出現(xiàn)本征電壓的短路開關元件斷開。
13.根據權利要求2的模數轉換器電路，其中所述多個第一比較器都為差分型比較器，并且休眠狀態(tài)包括切斷流過包含在該差分型比較器中的恒流源的電流的狀態(tài)。
14.一種模數轉換器電路，為并行模數轉換器電路，用來根據時鐘信號用多個比較器將輸入的模擬電壓轉換為數字值，所述多個比較器構成為對每一個比較器，可通過控制信號選擇正常工作狀態(tài)或低功耗狀態(tài)，包括比較器控制電路部分，用來根據基于前一次轉換所用的模擬電壓產生的輸入信息信號輸出控制信號，該控制信號在本次轉換中使所述多個比較器中的一部分進入正常工作狀態(tài)，并使其余比較器保持于低功耗狀態(tài)。
15.一種模數轉換器電路，為并行模數轉換器電路，用來根據時鐘信號用多個比較器將輸入的模擬電壓轉換為數字值，所述多個比較器構成為對每一個比較器，可通過控制信號選擇工作狀態(tài)或休眠狀態(tài)，包括比較器控制電路部分，用來根據基于前一次轉換所用的模擬電壓產生的輸入信息信號輸出控制信號，該控制信號在本次轉換中使所述多個比較器中的一部分進入工作狀態(tài)，并使其余比較器保持于休眠狀態(tài)。
16.根據權利要求15的模數轉換器電路，也把在前一次轉換中所述多個比較器的輸出作為輸入信息信號。
17.根據權利要求15的模數轉換器電路，具有p個比較器，分別參考p個參考電壓中的一個(p為自然數，p＞3)，其中比較器控制電路部分當存在至少一個比較器在前一次轉換中已判定輸入的模擬電壓大于其參考電壓時，使作出上述判定的比較器中最高級別的特定比較器以及在預定的情況下與該特定比較器相鄰的至少一個比較器進入工作狀態(tài)，并使剩余比較器保持于休眠狀態(tài)，并且當不存在在前一次轉換時已判定輸入的模擬電壓大于其參考電壓的比較器時，使最低級別的比較器進入工作狀態(tài)，并使剩余的比較器保持于休眠狀態(tài)。
18.根據權利要求17的模數轉換器電路，其中所述預定的情況是指至少存在一個比最高級別的該特定比較器級別高的比較器。
19.根據權利要求15的模數轉換器電路，具有m個比較器，每個比較器參考m個(m是自然數，m＞7)參考電壓中的一個，其中當比較器分為n組(n是自然數，n＞3，m≥2n)，每組包括從低級到高級或從高級到低級排列的int(m/n)或int(m/n)+1個比較器(其中int(a)是對實數a取整的函數)時，比較器控制電路部分使比較器按組進入工作狀態(tài)或休眠狀態(tài)。
20.根據權利要求15的模數轉換器電路，具有m個比較器，每個比較器參考m個(m是自然數，m＞7)參考電壓中的一個，其中當分比較器為n組(n是自然數，n＞3，m≥2n)，每組包括從低級到高級或從高級到低級排列的int(m/n)或int(m/n)+1個比較器(其中int(a)是對實數a取整的函數)時，比較器控制電路部分當存在至少一個比較器在前一次轉換中判定輸入的模擬電壓大于其參考電壓時，使屬于作出上述判定的比較器中最高級別的比較器所屬的特定的組以及與該特定組相鄰的至少一個組的比較器進入工作狀態(tài)，并使屬于其余組的比較器保持于休眠狀態(tài)，并且當不存在在前一次轉換中判定輸入的模擬電壓大于其參考電壓的比較器時，使屬于最低級的組或最低級的組和比最低級的組高一級的組的比較器進入工作狀態(tài)，并使屬于其余組的比較器保持于休眠狀態(tài)，
21.根據權利要求15的模數轉換器電路，其中所述多個比較器都為斬波器型比較器，并且休眠狀態(tài)包括在包含在該斬波器型比較器中的開關中，使用來通過短路邏輯器件的輸入端和輸入端而使該邏輯器件出現(xiàn)本征電壓的短路開關元件成為斷開狀態(tài)。
22.根據權利要求15的模數轉換器電路，其中所述多個比較器都為差分型比較器，并且休眠狀態(tài)包括切斷流過包含在該差分型比較器中的恒流源的電流的狀態(tài)。
23.一種模數轉換器電路，為并行模數轉換器電路，用來根據第一時鐘信號用多個第一比較器將輸入的模擬電壓轉換為數字值，所述多個第一比較器構成為對每一個第一比較器通過控制信號選擇正常工作狀態(tài)或低功耗工作狀態(tài)，包括比較器控制電路部分，用來根據基于預定時間之前輸入的模擬電壓用第一時鐘信號或不同于第一時鐘信號的第二時鐘信號產生的輸入信息信號輸出控制信號，該控制信號使多個第一比較器中的一部分進入正常工作狀態(tài)，并使其余第一比較器保持于低功耗工作狀態(tài)。
24.根據權利要求23的模數轉換器電路，其中比較器控制電路部分使用第二時鐘信號，第二時鐘信號雖然與第一時鐘信號同步，但與第一時鐘信號具有不同的相位，或頻率是第一時鐘信號的整數倍。
25.根據權利要求23的模數轉換器電路，包括輸入信息產生電路部分，具有q個在第一時鐘信號或第二時鐘信號下工作的第二比較器，并且每個第二比較器參考q個(q＞3的自然數)參考電壓中的一個，并分別將在預定時間之前輸入的模擬電壓與參考電壓進行比較，輸出比較結果作為輸入信息信號。
26.根據權利要求25的模數轉換器電路，具有q個第一比較器，每個第一比較器分別參考q個參考電壓中的一個，并分別將當前的模擬電壓與參考電壓進行比較。
27.根據權利要求25的模數轉換器電路，具有q個第一比較器，每個第一比較器分別參考q個參考電壓中的一個，并分別將當前的模擬電壓與參考電壓進行比較。其中比較器控制電路部分當輸入表示存在至少一個第二比較器已判定在預定時間之前輸入的模擬電壓大于其參考電壓的輸入信息信號時，在所述q個第一比較器中，使下述第一比較器進入正常工作狀態(tài)；與作出上述判定的第二比較器中最高級別的比較器參考相同參考電壓的特定的第一比較器，以及當存在比該特定的第一比較器高一級的第一比較器時，該高一級的第一比較器，以及當存在比該特定的第一比較器高兩級的第一比較器時，該高兩級的第一比較器，以及當存在比該特定的第一比較器低一級的第一比較器時，該低一級的第一比較器，并使剩余第一比較器進入低功耗工作狀態(tài)，當輸入表示不存在已判定在預定時間之前輸入的模擬電壓大于其參考電壓的第二比較器的輸入信息信號時，使最低級別的第一比較器和比最低級別高一級的第一比較器進入正常工作狀態(tài)，并使其余的第一比較器進入低功耗工作狀態(tài)。
28.根據權利要求25的模數轉換器電路，其中輸入信息產生電路部分，使用第二時鐘信號，根據比第一時鐘信號的一個周期短的時間之前輸入的模擬電壓產生輸入信息信號。
29.根據權利要求23的模數轉換器電路，具有第一比較器，它們是m個第一比較器，每個第一比較器參考m個(m是自然數，m＞7)參考電壓中的一個，它們分為n組(n是自然數，n＞3，m≥2n)，每組包括從低級到高級或從高級到低級排列的int(m/n)或int(m/n)+1個第一比較器(其中int(a)是對實數a取整的函數)，以及n-1個第二比較器，每個第二比較器參考m個參考電壓中，屬于n-1個組中除了最低級別組之外的第一比較器中的組內最低級第一比較器所參考的n-1個組參考電平中的一個，所述組內最低級第一比較器分別位于各自的組中的最低級位置，并且第二比較器在第一時鐘信號或第二時鐘信號下工作，以該時鐘信號確定的定時分別比較輸入的模擬電壓和所述組參考電壓，并用比較結果作為輸入信息信號，其中比較器控制電路部分根據n-1個第二比較器的作為輸入信息信號的比較結果使第一比較器按組進入正常工作狀態(tài)或低功耗工作狀態(tài)。
30.根據權利要求23的模數轉換器電路，具有第一比較器，它們是m個第一比較器，各參考m個(m是自然數，m＞7)參考電壓中的一個，它們分為n組(n是自然數，n＞3，m≥2n)，每組包括從低級到高級或從高級到低級排列的int(m/n)或int(m/n)+1個第一比較器(其中int(a)是對實數a取整的函數)，以及n-1個第二比較器，每個第二比較器參考m個參考電壓中，屬于n-1個組中除了最低級別組之外的第一比較器中的組內最低級第一比較器所參考的n-1個組參考電壓中的一個，所述組內最低級第一比較器分別位于各自的縛中的最低級位置，并且第二比較器在第一時鐘信號或第二時鐘信號下工作，以該時鐘信號確定的定時分別比較輸入的模擬電壓和所述組參考電壓，并用比較結果作為輸入信息信號，其中，比較器控制電路部分當比較結果表明存在至少一個第二比較器已判定模擬電壓大于其組參考電壓時，使屬于上述組中的下述組的第一比較器進入正常工作狀態(tài)參考與在作出上述判定的第二比較器中最高級別的第二比較器所參考的組參考電壓相同的參考電壓的第一比較器所屬的特定組，以及當存在比該特定組高一級的組時，該高一級的組，以及當存在比該特定組高兩級的組時，該高兩級的組，以及當存在比該特定組低一級的組時，該低一級的組，以及當存在比該特定組低兩級的組時，該低兩級的組，以及并使屬于其余組的第一比較器保持于低功耗工作狀態(tài)，當比較結果表明不存在已判定模擬電壓大于其組參考電壓的第二比較器時，使屬于最低級的組以及比最低級的組高一級和兩級的組的第一比較器進入正常于工作狀態(tài)，并使屬于其余組的第一比較器保持于低功耗工作狀態(tài)。
31.根據權利要求25的模數轉換器電路，其中第二比較器都為差分型比較器，在第一時鐘信號和第二時鐘信號下輸出比較結果。
32.根據權利要求23的模數轉換器電路，其中所述多個第一比較器都為斬波器型比較器，該斬波器型比較器包括邏輯器件，該邏輯器件構成為能夠選擇以下狀態(tài)中的至少一種，正常狀態(tài)，其中當通過短路其輸入端和輸出端而出現(xiàn)本征電壓時，流過較大的直通電流，以及低功耗狀態(tài)，其中當使本征電壓出現(xiàn)時流過的直通電流比正常狀態(tài)時小，從而使功耗小于正常狀態(tài)，并且低功耗工作狀態(tài)包括為該斬波器型比較器的該邏輯器件選擇的低功耗狀態(tài)。
33.根據權利要求23的模數轉換器電路，其中所述多個第一比較器都為差分型比較器，并且該差分型比較器構成為能夠選擇以下狀態(tài)中的至少一種，正常狀態(tài)，其中第一恒流流過包含在該比較器中的差分電路，以及低功耗狀態(tài)，其中小于第一恒流的第二恒流流過差分電路，從而功耗小于正常狀態(tài)，并且低功耗工作狀態(tài)包括為該差分型比較器選擇的低功耗狀態(tài)。
34.一種模數轉換器電路，為并行模數轉換器電路，用來根據時鐘信號用多個比較器將輸入的模擬電壓轉換為數字值，所述多個比較器構成為對每一個比較器通過控制信號選擇正常工作狀態(tài)或低功耗工作狀態(tài)，包括比較器控制電路部分，用來根據基于前一次轉換時所用的模擬電壓產生的輸入信息信號輸出控制信號，該控制信號在本次轉換時使所述多個比較器中的一部分進入正常工作狀態(tài)，并使其余比較器保持于低功耗工作狀態(tài)。
35.根據權利要求34的模數轉換器電路，也把在前一次轉換中所述多個比較器的輸出作為輸入信息信號。
36.根據權利要求34的模數轉換器電路，具有p個比較器，分別參考p個參考電壓中的一個(p為自然數，p＞3)，其中比較器控制電路部分當存在至少一個比較器在前一次轉換中已判定輸入的模擬電壓大于其參考電壓時，使下述比較器進入正常工作狀態(tài)作出上述判定的比較器中最高級別的特定比較器，以及當存在比該特定比較器高一級的比較器時，該高一級的比較器，以及當存在比該特定比較器高兩級的比較器時，該高兩級的比較器，以及當存在比該特定比較器低一級的比較器時，該低一級的比較器，以及并使其余比較器進入低功耗工作狀態(tài)，當不存在在前一次轉換時判定輸入的模擬電壓大于其參考電壓的比較器時，使最低級別的比較器和比最低級高一級的比較器進入正常工作狀態(tài)，并使其余的比較器進入低功耗工作狀態(tài)。
37.根據權利要求34的模數轉換器電路，具有m個比較器，每個比較器參考m個(m是自然數，m＞7)參考電壓中的一個，其中當比較器分為n組(n是自然數，n＞3，m≥2n)，每組包括從低級到高級或從高級到低級排列的int(m/n)或int(m/n)+1個比較器(其中int(a)是對實數a取整的函數)時，比較器控制電路部分使比較器按組進入正常工作狀態(tài)或低功耗工作狀態(tài)。
38.根據權利要求34的模數轉換器電路，具有m個比較器，每個比較器參考m個(m是自然數，m＞7)參考電壓中的一個，其中當分比較器為n組(n是自然數，n＞3，m≥2n)，每組包括從低級到高級或從高級到低級排列的int(m/n)或int(m/n)+1個比較器(其中int(a)是對實數a取整的函數)時，比較器控制電路部分當存在至少一個比較器在前一次轉換中判定輸入的模擬電壓大于其參考電壓時，使屬于下述組的比較器進入正常工作狀態(tài)作出上述判定的比較器中最高級別的比較器所屬的特定組，以及當存在比該特定組高一級的組時，該高一級的組，以及當存在比該特定組高兩級的組時，該高兩級的組，以及當存在比該特定組低一級的組時，該低一級的組，以及當存在比該特定組低兩級的組時，該低兩級的組，以及并使屬于其余組的比較器進入低功耗工作狀態(tài)，當不存在在前一次轉換中判定輸入的模擬電壓大于其參考電壓的比較器時，使屬于最低級的組和比最低級的組高一級的組或最低級的組和比最低級的組高一級和兩級的組的比較器進入正常工作狀態(tài)，并使屬于其余組的比較器進入低功耗工作狀態(tài)，
39.根據權利要求34的模數轉換器電路，其中所述多個比較器都為斬波器型比較器，該斬波器型比較器包括一邏輯器件，該邏輯器件構成為能夠選擇以下狀態(tài)中的至少一種正常狀態(tài)，其中當通過短路其輸入端和輸出端而出現(xiàn)本征電壓時，流過較大的直通電流，以及低功耗狀態(tài)，其中當出現(xiàn)本征電壓時流過的直通電流比正常狀態(tài)時小，從而功耗小于正常狀態(tài)，并且所述低功耗工作狀態(tài)包括為該斬波器型比較器的該邏輯器件選擇的低功耗狀態(tài)。
40.根據權利要求34的模數轉換器電路，其中所述多個比較器都為差分型比較器，并且該差分型比較器構成為能夠選擇以下狀態(tài)中的一種正常狀態(tài)，其中第一恒流流過包含在該比較器中的差分電路，以及低功耗狀態(tài)，其中小于第一恒流的第二恒流流過該差分電路，從而功耗小于正常狀態(tài)，所述低功耗工作狀態(tài)包括為該差分型比較器選擇的低功耗狀態(tài)。
41.一種模數轉換器電路，包括具有多個比較器的并行模數轉換部分，該模數轉換器電路包括用于提供偏流的偏流源部分，為所述多個比較器的每一個提供偏流源部分；為每一個偏流源部分提供的偏流設置端子，設置偏流設置端子上的偏壓來調節(jié)偏流；以及連接相鄰的偏流設置端子的電阻元件。
42.根據權利要求41的模數轉換器電路，其中，在通過電阻元件串聯(lián)連接的三個或更多個偏流設置端子中，為離兩端預定距離內的偏流設置端子，至少包括兩端的兩個偏流設置端子，設置預定的偏壓。
43.根據權利要求41的模數轉換器電路，其中，在通過電阻元件串聯(lián)連接的四個或更多個偏流設置端子中，為離兩端預定距離內的偏流設置端子，至少包括兩端的兩個偏流設置端子，以及在中間位置的一個偏流設置端子，設置預定的偏壓。
44.根據權利要求41的模數轉換器電路，還包括開關部分，用于針對各偏流設置端子控制偏壓的設置/不設置。
45.根據權利要求41的模數轉換器電路，其中提供兩種或更多種類型的電壓值不同的偏壓，并且為每種類型的偏壓提供開關部分。
46.根據權利要求41的模數轉換器電路，其中在分別設置了兩種電壓值不同的偏壓的兩個偏流設置端子和在中間位置的所述偏流設置端子通過電阻元件串聯(lián)連接的情況下，由所述兩種偏壓以及由電阻元件對在中間位置的偏流設置端子分壓得到的等分電壓建立的相鄰比較器偏流差引起的偏差電壓比模數轉換器電路的固有電壓分辨率小。
47.根據權利要求41的模數轉換器電路，其中在分別設置了兩種電壓值不同的偏壓的兩個偏流設置端子和中間位置的偏流設置端子通過電阻元件串聯(lián)連接的情況下，由兩種電壓值不同的偏壓建立的比較器之間的偏流差比模數轉換器電路的固有電壓分辨率大。
48.根據權利要求41的模數轉換器電路，其中，所述多個比較器至少分為第一比較器、與第一比較器相鄰的預定數量的中間比較器和第二比較器，為進行與包括輸入電壓的電壓值的預定電壓區(qū)中的參考電壓有關的比較操作的第一比較器的偏流設置端子設置第一設置電壓，以及為第二比較器的偏流設置端子設置第二設置電壓。
49.根據權利要求41的模數轉換器電路，其中所述預定數量的中間比較器的數量為由通過串聯(lián)連接第一和第二比較器的偏流設置端子的電阻元件在第一設置電壓和第二設置電壓之間分壓得到的分壓電壓而導致的建立在中間比較器的偏流設置端子之間的偏流差引起的偏差電壓比模數轉換器電路的固有電壓分辨率小。
50.為由多個電路單元構成的功能電路提供偏流的電流源電路，該電流源電路包括提供偏流的偏流源部分，為所述多個電路單元中的每一個提供偏流源部分；為每一個偏流源部分提供的偏流設置端子，設置偏流設置端子上的偏壓來調節(jié)偏流；以及連接相鄰的偏流設置端子的電阻元件。
51.根據權利要求50的電流源電路，其中，在通過電阻元件串聯(lián)連接的三個或更多個偏流設置端子中，為位于距兩端預定距離內的偏流設置端子，至少包括兩端的兩個偏流設置端子，設置預定的偏壓。
52.根據權利要求50的電流源電路，其中，在通過電阻元件串聯(lián)連接的四個或更多個偏流設置端中，為位于距兩端預定距離內的偏流設置端子，至少包括兩端的兩個偏流設置端子，和中間位置的一個偏流設置端子，設置預定的偏壓。
53.根據權利要求50的電流源電路，還包括開關部分，用于對各偏流設置端子控制偏壓的設置/不設置。
54.根據權利要求50的電流源電路，其中，提供兩種或更多種類型的電壓值不同的偏壓，并且為每種類型的偏壓提供開關部分。
全文摘要
本申請公開了一種模數轉換器電路和電流源電路。通過使用時鐘信號，根據預定時間之前輸入的模擬電壓，能夠適當選擇要工作的比較器和要休眠的比較器，休眠的比較器功耗低。并行模數轉換器電路200根據時鐘信號CLK以預定時間間隔用斬波器型比較器1－7將模擬電壓VIN轉換為數字值DOUT。比較器1－7可以由第一和第二設置信號CONT1A等分別設置為工作狀態(tài)或休眠狀態(tài)。比較器控制電路部分211對前一次轉換中的比較器輸出OUT1－OUT7進行預定的邏輯處理，以產生第一和第二設置信號CONT1A等，并使一部分比較器進入工作狀態(tài)，而使其余比較器保持于休眠狀態(tài)。
文檔編號H03M1/00GK1467916SQ0313842
公開日2004年1月14日 申請日期2003年5月26日 優(yōu)先權日2002年5月27日
發(fā)明者鈴木久雄, 伊藤正吾, 吾 申請人:富士通株式會社