專利名稱：功率放大器中的改進或者與其有關的改進的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及功率放大器中的改進或者與其有關的改進。具體來講，本發(fā)明涉及提高無線電電信系統(tǒng)的基站裝置中功率放大器的效率。
在無線電電信系統(tǒng)中，高功率基站用來建立到多個移動單元(手機)的連接。新的2.5G和第三代(3G)電信系統(tǒng)、如GPRS和UMTS要求基站中的某些功能。特別是2.5G和3G系統(tǒng)要求基站使用高功率放大器。
功率放大器(PA)用于基站以及移動手機中以放大輸入信號。在以下大量論述中，輸入信號的實例是具有兩個不同頻率f1和f2的音頻的簡單雙音信號。PA所放大的輸入信號更普遍地是多載波信號。
用于基站中的PA必須在高功率電平上是健壯的。對于健壯的高功率放大器(HPA)的規(guī)定，基本線性的傳輸特性被認為是重要的。
理想的線性放大器通常提供輸入信號的放大形式，它在其工作范圍內的每一點上都按照常數(shù)因子被放大。
非理想功率放大器的使用的一個結果可能是出現(xiàn)過度的邊帶失真。
PA中的失真可能既是幅度失真又是相位失真。放大器可能導致幅度調制-相位調制(AM/PM)傳遞特性，從而輸出放大信號的相位變化取決于輸入信號的幅度變化。失真還可能在本質上是完全或部分AM/AM的。
失真是包括PA的工作特性變化、溫度變化、電源波動以及負載失配在內的物理因素的結果。
在不存在具有完全線性的傳輸特性的PA時，某些非線性失真效應是可能發(fā)生的。失真效應可表現(xiàn)為似是而非的信號，這些似是而非的信號具有在簡單算術選擇中一般當作輸入頻率的頻率；例如諧波失真和互調失真(IMD)。
互調和諧波失真是一般稱作“混頻產物”的幾類重要的效應。
為了下面的論述，互調失真(IMD)產物可以按照其來源來表征?；祛l產物的“階”f由以下總和給出O(f)＝|m|+|n|+……+|z|其中f＝mf1+nf2+……+zfi因此，f1的三次諧波3f1為三階的；IMD產物(2f1-f2)也是如此。以下將采用三階互調失真產物的簡化形式IM3。
在一般用于寬帶射頻(RF)通信系統(tǒng)的高功率放大中，IMD的存在是極不希望的。2.5G和3G系統(tǒng)的多載波信號的放大導致IMD產物過多，因為各個信道會有可能與每個其它信道混合。
響應PA中的非線性傳輸特性，已知的是設法對非線性進行補償。用于補償非線性傳輸特性的裝置以不同方式命名為“前置補償器”、“線性化電路”和“均衡器”。這些術語之間的差別是一種強調前置補償器是設法補充PA的元件引入的任何失真而運用預矯正的裝置，“線性化電路”強調需要使組合的線性化電路與PA配置盡量接近理想的線性PA。
所有補償裝置都有一個共同特征它們設法應用補償功能來抵消PA的失真效應。補償功能可視為近似于與PA相關的非線性傳輸函數(shù)的反函數(shù)或余函數(shù)。
可通過各種方式來建立反函數(shù)的模型。在一個實例中，提供二極管的配置，該配置近似于PA中失真效應的逆形式。在其它實例中，用軟件來實時模擬硬件預矯正裝置的作用。
非線性傳輸函數(shù)和預矯正余函數(shù)都可通過多項式展開來近似計算。多項式預矯正是已知的。
還值得注意的是，補償裝置一般在前饋或者反饋電路配置中實現(xiàn)。
已經表明，自適應預矯正是用于降低峰值誤差功率、從而提高前饋放大器效率的主要技術。然而，已知的多項式前置補償器、如UK專利申請?zhí)朑B 0123494.7(代理人檔案號2001P09343)中所公開的前置補償器對于需要記憶的頻率相關的非線性失真是無效的。
在以下論述中，術語“記憶”是指信號通過產生信號延遲的元件時的色散。
當PA顯示記憶效應時，非線性傳輸特性的至少一個元件將明顯取決于先前通過PA的信號。因此，用來補償記憶效應的前置補償器也必須具有記憶。
此外，通過近來的研究認識到，IM3產物與載頻以及包絡頻率的相關性可能是極大的。IM3產物與包絡頻率的相關性一般較強。
在包絡頻率相關性的情況下，響應的強度可能被衰減。因此，補償裝置必須配備補償包絡頻率相關性和可能的記憶效應的部件。
因此，本發(fā)明的一個目的是消除或者至少減輕上述問題。
根據(jù)本發(fā)明的一個方面，提供一種用于補償互調產物的補償裝置，所述裝置包括分相單元，把輸入RF信號分割為同相分量和正交分量；第一乘法單元，分別對同相分量和正交分量的值進行平方，并對平方后的值求和，從而產生X2信號；組合單元，把X2信號、同相和正交分量以及外部信號與相應的預矯正系數(shù)結合；以及加法器，從組合單元的輸出中生成預矯正后的RF信號。
所述補償裝置可設置在專用集成電路上。
攜帶X2信號的輸出可以耦合到延遲單元(T1)，以及延遲單元的輸出被反饋到該裝置中作為外部信號，使得外部信號是從X2信號得到的延遲信號。
或者，該裝置還可包括另一個乘法器，它再次對X2信號進行平方以得出X4信號，其中外部信號為X4信號。
通過級聯(lián)補償裝置的一個以上實例，因IM3產物而產生的載頻以及包絡頻率相關效應可以基本上同時被補償。
在本發(fā)明的另一方面，提供一種用于基本上同時補償因IM3產物而產生的載頻和包絡頻率相關效應的混合補償裝置，所述混合裝置包括第一補償裝置，耦合到延遲單元并配置成補償包絡頻率效應；第二補償裝置，配置成補償載頻效應；載波延遲單元，把預定延遲強加于提供到第二補償裝置的RF輸入信號上；以及另一個加法器，對第一和第二補償裝置的輸出求和。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供一種前饋放大器配置，包括上述補償裝置；放大器，具有使由其放大的信號失真的非線性傳輸特性，所述放大器耦合到補償裝置的輸出端；控制器，產生用于饋入補償裝置的系數(shù)；以及抽樣部件，對來自放大器的輸出信號進行抽樣，以及把樣本反饋到控制器。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供一種補償互調產物的方法，所述方法包括把輸入RF信號分割為同相分量和正交分量；分別對同相分量和正交分量進行平方，并對其平方求和，從而產生X2信號；把X2信號、同相和正交分量以及外部信號與相應的預矯正系數(shù)結合；以及生成預矯正后的RF信號。
所述補償裝置在下文中也可稱作自適應多項式均衡器(APE)。應當理解，APE是改進的多項式前置補償器，并且即使在PA的傳輸特性包括記憶效應時，也能夠補償包絡頻率和載頻相關效應。
以下論述還描述了射頻專用集成電路(RF-ASIC)前置補償器的體系結構。所提出的APE實現(xiàn)一種預矯正技術，它可為窄帶和寬帶應用重新配置。因此，所提出的APE提高了前饋放大器的效率和帶寬。
APE的另一個益處是把誤差放大器尺寸實質地減小到使代價高的輸出濾波器延遲最小的程度。
為了更好地理解本發(fā)明，現(xiàn)在將僅通過舉例的方式來參照附圖，附圖中

圖1表示在第一PA裝置、即裝置A上測量的IM3產物；圖2表示在第二PA裝置、即裝置B上測量的IM3產物；
圖3表示PA線性傳輸函數(shù)的模型；圖4表示PA中載頻相關非線性的模型；圖5表示PA中包絡頻率相關非線性的模型；圖6表示PA的整體傳輸函數(shù)；圖7表示模擬的建立；圖8表示為裝置A配置的前置補償器的框圖；圖9表示對裝置A的誤差功率改善；圖10表示對裝置A的頻譜改善；圖11表示為裝置B配置的均衡器的框圖；圖12表示對裝置B的誤差功率降低；圖13表示對裝置B的頻譜改善；圖14表示配置為5階前置補償器的APE RF-ASIC裝置；圖15表示為包絡頻率(三階)補償配置的APE RF-ASIC裝置；圖16表示適用于執(zhí)行包絡頻率和載頻均衡的APE RF-ASIC裝置的配置；以及圖17表示APE在前饋環(huán)路中的實現(xiàn)的框圖。
為了說明先有技術前置補償器遇到問題的記憶效應的類型，公開了非線性記憶測量的結果，并且導出模擬模型(見圖1到7)。本發(fā)明的前置補償器的配置和應用的框圖和體系結構圖如圖8到17所示。
非線性記憶通過IM3邊帶電平和邊帶對稱性在頻率范圍上的變化得到證明。這些電平取決于包絡頻率和載頻。記憶效應的意義是眾所周知的。
有許多線性放大器裝置的示例可適用于基站。為了以下論述，考慮兩種已知的裝置裝置A和裝置B。已經在載頻和包絡頻率上針對雙音互調測試了兩種裝置。測試結果如圖1(裝置A)和圖2(裝置B)所示。
在裝置A中，IM3產物表明具有與載頻的少量相關性。包絡相關性較強；在dF＝10MHz處存在諧振。
在裝置B的情況下，IM3產物不取決于載頻。包絡相關性在2110MHz到2160MHz之間極小，但是在頻帶邊緣(dF＝25-30MHz)處存在強諧振。
重要的是要注意，在兩種裝置中，五階失真低于三階產物8-10dB。這表明，高階項在進行圖1和圖2的測量的驅動級可以忽略。
在實際功率放大器(PA)的情況下，載頻相關的三階非線性和包絡頻率相關的三階非線性支配了傳輸函數(shù)。這通過例如上述裝置A和裝置B的研究的測量結果得到證實，它表明，對于以20-30％效率工作的PA，五階及更高階項一般低于三階產物8-10dB。
為了理解實際PA的性能，開發(fā)這些裝置的一般模型被認為是有用的?？衫肰olterra系列來模擬具有記憶的功率放大器。當非線性效應較弱但不可忽略時，Volterra系列被認為是特別適合的。
M.Schetzen在“非線性系統(tǒng)的Volterra和Wiener理論”(Schetzen，M.(1980)John Wiley&Sons，[ISBN 0-471-04455-5])中詳細描述了Volterra系列及其對非線性系統(tǒng)的應用。
2p-1階模型的一般表達式由等式1給出yn=Σi1=0M-1hi1(1)xn-i1+Σi1=0M-1Σi2=0M-1Σi3=0M-1hi1,i2,i3(3)xn-i1xn-i2xn-i3*+Σi1=0M-1···Σi2p-1=0M-1hi1,...,i2p-1(2p-1)xn-i1...xn-ipxn-ip+1*xn-i2*]]>為了表示載頻效應，等式1中的下標i1、i2和i3設置如下i1i2i30 0 01 0 0M-1 0 0對于包絡頻率相關項，這些下標設置如下
i1i2i30 0 00 1 10 M-1 M-1利用下標的簡化集，等式1可經過刪截，從而處理三個主要作用1)線性傳輸函數(shù)，2)三階載頻相關傳輸函數(shù)，以及3)三階包絡頻率相關傳輸函數(shù)。刪截得出簡化模型，如等式2所示yn=Σi1=0M-1hi1(1)xn-i1+|xn|2Σi2=0M-1hi2(3cw)xn-i2+xnΣi3=0M-1hi3(3env)|xn-i3|2]]>已經實現(xiàn)基于等式2的PA性能的簡化模型。等式中各項的框圖分別如圖3、4、5所示。圖6表示模擬功率放大器的整體傳輸函數(shù)所形成的框圖。
為簡潔起見，各項的脈沖響應由形成二抽頭(有限脈沖響應)結構的單個延遲元件來實現(xiàn)。這種簡易結構可在輸出信號中產生一種斜率或單曲率，它足以表示諸如裝置A或裝置B(圖1和圖2)之類的裝置的測量響應。
應該指出，以上對等式1和等式2的論述中的所有系數(shù)均為復系數(shù)。這意味著可模擬AM/AM和AM/PM兩種效應(AM為幅度調制，PM為相位調制)。但是，僅對頻譜密度進行的測量(利用頻譜分析儀)不能區(qū)分AM和PM邊帶。
圖3到6的框圖設法模擬已知的PA裝置的性能。圖3、4和5中的系數(shù)設置為產生類似于裝置被模擬的測量值的幅度波動對于裝置A和裝置B，所產生的波動分別類似于圖1和圖2。
例如，裝置A的模型具有+/-0.25dB的線性波動(圖1中未示出)，CW(載波)相關邊帶在-34dBc到-36dBc之間變化，以及包絡相關邊帶在-32dBc到-36dBc之間變化。符號dBc始終表示相對于載波信號幅度所測量的dB。
如果在用于模擬的裝置、如裝置B中沒有明顯的載頻相關性，則線性波動和載頻相關變化設置為零。但是，裝置B的模型允許包絡相關IM3邊帶在-25dBc到-35dBc之間變化。
還應該指出，-25dBc包絡相關邊帶的高電平僅出現(xiàn)在頻帶邊緣。實際上，這種諧振可從頻帶中消除，從而避免。但是，為了證實自適應多項式均衡器的可行性，對于為裝置B測量的階的變化允許模擬。
模擬的目的如下首先，證實從雙音測量結果得到的簡化Volterra模型對于一般多載波情況也是有效的；而且還分別估算裝置A和裝置B的可實現(xiàn)的峰值誤差功率比(PER)。對可實現(xiàn)的PER的估算利用沒有記憶的多項式前置補償器以及利用提供具有記憶的預矯正的自適應多項式均衡器來進行。
模擬的建立如圖7所示。PA失真塊702基于如圖3到6所示的簡化Volterra模型。
在此模擬下，信號源包括四個相等的CW音頻；頻率設置為激勵各種IM3產物。模擬測試情況表示典型的多載波情況。
誤差塊704計算參考信號712與輸出信號714之間的差異。這種計算具有與前饋電路中的信號消除環(huán)路的某種相似性。相對于參考信號的峰值包絡功率來描繪誤差信號716。
模型以連續(xù)和選通模式工作，用于分別觀察頻譜和時域波形。
PA模型的性質總結于下表1中。裝置A的模型(如圖8所示)模擬弱記憶情況。另一方面，裝置B的模型(如圖11所示)要求較強的記憶模擬。
表1
圖7中的前置補償器塊710被重新配置成補償各相應的PA失真塊702。因此，圖8的前置補償器對應于裝置A的模型，以及圖11的前置補償器同樣對應于裝置B的模型。
要注意，圖8中的裝置A前置補償器沒有任何延遲元件，因此無法對記憶進行補償。但是，如前面所述，裝置A具有較小的邊帶波動。
來自具有裝置A的系統(tǒng)的誤差信號716如圖9所示。峰值誤差比提高了7dB(即從-28dBc到-35dBc)。輸出信號714的頻譜如圖10所示。在此也可觀察到改進。
在前饋環(huán)路的預期性能方面，在80W PEP，峰值誤差功率僅為25mW。誤差放大器在與10dB輸出耦合器配合使用時僅需要輸送250mW峰值。
需要指出，圖8的五階系數(shù)設置為零。在進一步的研究中，已經發(fā)現(xiàn)，這些項不會再進一步降低峰值誤差，因此這些項在RF-ASIC實現(xiàn)中不是主要的。
當應用于裝置B模型時，多項式前置補償器模型(圖8)的性能極差。僅獲得1dB PER改善。假定強記憶元件包含在裝置B模型中，則可預期這種差性能。為了實現(xiàn)更好的消除，需要包括延遲(記憶)的自適應多項式均衡器。
所需均衡器主要包括與圖8的前置補償器相同的構成塊。但是，正如從圖11的框圖中可看到的那樣，這時添加了延遲元件(T1)，以及乘法器被重新配置成產生兩組IM3產物(而不是單個三階項和一個五階項)。
如上所述，具有兩個抽頭的簡易配置能夠產生某個斜率或曲率。這時，二抽頭FIR結構用來均衡功率放大器的包絡相關傳輸函數(shù)。利用圖11的具有裝置B模型的前置補償器可實現(xiàn)的改善如圖12和圖13所示。
均衡器把峰值誤差功率降低到-37dBc。為了模擬，這可通過人工調整最小峰值誤差功率的系數(shù)來實現(xiàn)。在實際的系統(tǒng)中，同樣的任務可利用最小PEP搜索算法自適應地執(zhí)行。
在前饋環(huán)路的模擬性能方面，在86W PEP，峰值誤差功率這時僅為20mW。誤差放大器在與10dB輸出耦合器配合使用時僅需要輸送200mW峰值。
應該指出，在特殊情況以外的任何情況下無法保證圖12所示的14dB的改善簡易PA模型產生平滑曲線而不是圖2所示的明顯波動。對于失真的精確實現(xiàn)(以及對于其逆形式)，需要較大數(shù)量的抽頭，對應于較長的延遲(記憶)。
失真的精確實現(xiàn)可通過數(shù)字預矯正來獲得。另一方面，超過10dB的改善沒有任何益處，因為五階及更高階項始終在8-10dB以下。
在本發(fā)明的一個實施例中，提供一種用于補償PA中產生的IMD產物的裝置。該補償裝置可根據(jù)要對其補償?shù)腜A的傳輸特性來配置。因此，補償裝置可配置成模擬圖8和圖11中的模型。在圖8的配置中，補償裝置如前面所述，補償裝置的一個優(yōu)選實施例是RF-ASIC、又稱作APE。
已經認識到，圖11的框圖和圖8的框圖可利用相同的RF-ASIC元件來構成。各框圖可被模擬為特定情況(分別參見圖14和15)。
APE在前饋環(huán)路中提供預矯正和均衡。這種解決方案的益處總結如下首先，預矯正提高主放大器的效率和頻譜純度。
其次，非線性均衡可適合于主放大器的頻率變化壓縮特性。
第三，誤差功率被降低；需要較小誤差放大器，它具有較大帶寬和較小電氣延遲及延遲波動。
最后，需要極短的輸出匹配延遲，因此輸出損耗更低，以及消除效果更好。濾波器延遲線可采用低成本同軸電纜或印刷布線來代替。
本發(fā)明的另一個優(yōu)點在于，同一個RF-ASIC可配置成五階前置補償器或者三階非線性均衡器。
可參照圖14或圖15中的任一個來描述APE RF-ASIC的一種實現(xiàn)的結構，在兩個附圖中，相同的參考標號用于相似的組件。RF信號1002由分相器1004相位分割成同相1006和正交分量1008(I和Q)。兩個分量1006、1008被輸入到相應的乘法器1010、1010’。各乘法器對相應分量的幅度值進行平方，以及在加法器1030中對平方幅度求和，從而提供X2信號。X2信號本身被饋送到另一個乘法器1020，在其中再次對X2值進行平方，從而提供X4信號。
現(xiàn)在僅考慮對同相分量1006的處理。對正交分量1008提供對稱處理。提供三個組合器1040、1050、1060，其中每個適合把RF信號與控制器裝置(未示出)提供的對應系數(shù)相結合。這些組合器中的第一個1040采用第一系數(shù)1102以及X2信號作為輸入，并產生第一組合信號1202。第二組合器1050采用第二系數(shù)1104和外部信號1025作為輸入，并產生第二組合信號1204。第一和第二組合信號1202、1204由加法器1070相加，從而提供總和1076?？偤?076和同相分量1006被輸入到乘法器1080結果為第一被加數(shù)1086。
同相分量1006也被輸入到第三組合器1060，在其中與第三系數(shù)1106結合。第三組合器1060的輸出為第二被加數(shù)1206。對稱正交通道產生另外兩個被加數(shù)1088、1216。全部四個被加數(shù)在加法器1090中求和。加法器1090的輸出為預矯正信號1092。只要輸入系數(shù)適合于給定PA，則應該對預矯正信號1092補償PA傳輸特性中的主要混頻產物中的至少一部分。
為了完整性，還描述正交通道。還有另外三個組合器1040’、1050’、1060’，其中每個適合把RF信號與控制器裝置(未示出)提供的對應系數(shù)相結合。第四組合器1040’采用第一系數(shù)1112以及X2信號作為輸入，并產生第四組合信號1212。第五組合器1050’采用第二系數(shù)1114和外部信號1025作為輸入，并產生第五組合信號1214。第四和第五組合信號1212、1214由加法器1070’相加，從而提供總和1078。總和1078和正交分量1008被輸入到乘法器1080結果為第三被加數(shù)1088。
正交分量1008也被輸入到第六組合器1060’，它在其中與第六系數(shù)1116結合。第六組合器1060’的輸出為第四被加數(shù)1216。
在RF-ASIC的配置的實例中，第一和第四系數(shù)1102、1112為三階系數(shù)K(3)x1。同樣，第三和第六系數(shù)1106、1116為一階系數(shù)K(1)x。
因此，通過極少重新配置，RF-ASIC或者可配置成五階多項式前置補償器，在這種情況下，外部信號1025為乘法器1020中產生的X4信號，或者可配置成三階均衡器，在這種情況下，外部信號102為經過外部電路1502延遲的X2信號。提供給第二和第五組合器1050、1050’的第二和第五系數(shù)1104、1114分別為五階K(5)X或三階K(3)x1。
注意，X2和X4信號離開芯片，以及X4信號被重新路由到圖14的配置中。
對于窄帶應用(BW 5MHz到20MHz)，PA中的非線性在頻率上的色散可以被忽略。在這種情況下，把RF-ASIC配置為五階多項式前置補償器是有利的。該配置如圖14所示。
對于較寬帶寬應用(BW＝30MHz-100MHz)，主放大器的壓縮特性可隨頻率變化。在這些情況下，通過對傳輸函數(shù)的三階均衡配置RF-ASIC來實現(xiàn)更好的消除。這種配置如圖15所示。
這種配置實現(xiàn)了上述等式2中的包絡相關項，并且等效于圖11中的模型。在本例中，通過外部LC電路1502實現(xiàn)T1延遲。
應該指出，可級聯(lián)兩個或兩個以上APE RF-ASIC電路，從而實現(xiàn)更復雜的脈沖響應。還可以把載頻相關項包含在RF-ASIC中。
在本發(fā)明的另一個實施例中，設置兩個RF-ASIC塊來補償包絡頻率以及載頻效應。這種配置的說明如圖16所示。
在本發(fā)明的又一個實施例中，APE結合到前饋環(huán)路中。這種實施例的說明如圖17所示。
誤差信號被檢測并被提供給微控制器(PIC)。搜索算法(例如擾動循環(huán))可編碼為PIC，它還包括所有必要的ADC/DAC轉換。
APE還實現(xiàn)消除回路中的矢量調制器的功能性。這通過K1復系數(shù)來實現(xiàn)。
已經表明，記憶效應在良好設計的功率放大器中一般比較弱。載頻相關項通常可以被忽略。APE前置補償器可根據(jù)需要補償包絡頻率相關項。
APE技術改善了前饋放大器的帶寬以及效率，同時還降低了硬件成本。APE是實現(xiàn)多載波功率放大器的關鍵技術，它同時覆蓋全RFDCS/PCS/FDD帶寬。
權利要求
1.一種用于補償互調產物的補償裝置，所述裝置包括分相單元，把輸入RF信號分割成同相分量和正交分量；第一乘法單元，分別對所述同相分量和所述正交分量的值進行平方并對所述平方值求和，從而產生X2信號；組合單元，把所述X2信號、所述同相分量和正交分量以及外部信號與相應的預矯正系數(shù)結合；以及加法器，從所述組合單元的輸出中產生預矯正后的RF信號。
2.如權利要求1所述的補償裝置，其特征在于，所述裝置為專用集成電路。
3.如權利要求2所述的補償裝置，其特征在于，攜帶所述X2信號的輸出耦合到延遲單元(T1)，以及所述延遲單元的輸出被反饋到所述裝置作為所述外部信號，因而所述外部信號是從所述X2信號得到的延遲信號。
4.如權利要求2所述的補償裝置，其特征在于，所述裝置包括另一個乘法器，所述乘法器再次對所述X2信號進行平方以得出X4信號，其中所述外部信號為所述X4信號。
5.一種用于基本上同時補償因IM3產物而產生的載頻以及包絡頻率相關效應的混合補償裝置，所述混合裝置包括如權利要求3所述的第一補償裝置，配置成補償包絡頻率效應；如權利要求1所述的第二補償裝置，配置成補償載頻效應；載波延遲單元，把預定延遲強加到提供給所述第二補償裝置的所述RF輸入信號；以及另一個加法器，對所述第一和第二補償裝置的輸出求和。
6.一種前饋放大器裝置，包括如以上權利要求中任一項所述的補償裝置；放大器，具有使其放大的信號失真的非線性傳輸特性，所述放大器耦合到所述補償裝置的輸出端；控制器，產生用于饋送到所述補償裝置的系數(shù)；以及抽樣部件，對來自所述放大器的輸出信號抽樣，并把所述樣本反饋到所述控制器。
7.一種補償互調產物的方法，所述方法包括把輸入RF信號分割成同相分量和正交分量；分別對所述同相分量和所述正交分量進行平方，并對它們的平方求和而產生X2信號；把所述X2信號、所述同相和正交分量以及外部信號與相應的預矯正系數(shù)結合；以及產生預矯正后的RF信號。
8.如權利要求7所述的方法，其特征在于，所述外部信號是從所述X2信號得到的延遲信號。
9.如權利要求7所述的方法，其特征在于，所述方法還包括對所述X2信號進行平方以產生X4信號，以及所述外部信號為所述X4信號。
全文摘要
提供一種用于補償三階互調(IM3)產物中的包絡頻率和/或載波頻率相關性的裝置。頻率相關性補償降低峰值誤差功率，從而提高用于例如電信中所用的基站的誤差放大器的效率。為了補償非線性失真，該裝置配置了延遲或“記憶”單元T1。該裝置可實現(xiàn)為單一RF－ASIC或者一個以上這種ASIC的級聯(lián)。該裝置也可結合在前饋放大器裝置中。
文檔編號H03F1/32GK1615578SQ03802231
公開日2005年5月11日 申請日期2003年1月8日 優(yōu)先權日2002年1月18日
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