專利名稱：3g無線電設(shè)備的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種移動(dòng)電話單元的設(shè)備結(jié)構(gòu)。
背景技術(shù)：
已出現(xiàn)了很多用于蜂窩通信的標(biāo)準(zhǔn)。例如，歐洲GSM系統(tǒng)工作在已知為GSM850，GSM900，GSM1800和GSM1900的發(fā)射頻帶，其中該名稱的數(shù)字部分是以MHz表達(dá)的頻帶頻率。而且，UMTS系統(tǒng)操作在1.92和1.98GHz的發(fā)射頻帶上。很明顯期望如果電信設(shè)備能夠容易地在這些它希望使用的服務(wù)所依據(jù)的或?qū)嶋H上其服務(wù)是可用的多種電信標(biāo)準(zhǔn)之間切換。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明的第一方面，提供了一種用于GSM和UMTS的發(fā)射機(jī)，包括同相/正交上變頻器，其用于混合同相和正交輸入與中頻；包括鎖相環(huán)的GSM路徑；以及UMTS路徑；其中提供有頻率發(fā)生器模塊，用于產(chǎn)生在頻率F1的第一信號(hào)，且將該第一信號(hào)提供為到在GSM路徑中象頻干擾抑制混合器、到UMTS路徑中混合器的輸入，并作為到分頻器的輸入，該分頻器將第一信號(hào)除以3，以產(chǎn)生提供到同相/正交上變頻器的中頻；以及其中在GSM路徑中的象頻干擾抑制混合器是可控的，以選擇上或下邊帶，從而GSM路徑操作在(1+1/3)F1或(1-1/3)F1；以及其中在UMTS路徑中的混合器選擇上邊帶，從而具有在(1+1/3)F1的輸出。
因此，可以提供一種發(fā)射機(jī)布置，其操作用于GSM頻帶和UMTS頻帶，其中很多RF組件是共享的。因此，例如，如果來自頻率發(fā)生器的第一信號(hào)是以約1.35GHz為中心的頻帶，但擴(kuò)展為低至1.28GHz且高至1.485GHz，則可調(diào)諧發(fā)射機(jī)用以選擇性地操作用于在GSM850和GSM900頻帶，和在GSM1800和1900頻帶，以及在1.92和1.98GHz之間的UMTS頻帶。
有利的是，第一射頻信號(hào)實(shí)際上是由工作在2.565到2.97GHz范圍內(nèi)的超高頻壓控振蕩器產(chǎn)生。然后，該頻率被分頻器除以2，以確保第一RF頻率具有相等的傳號(hào)/空號(hào)比。本領(lǐng)域普通技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解，晶體管開關(guān)和邏輯技術(shù)現(xiàn)在已足夠快速用于操作在這些頻率上。而且，可將分頻器布置為產(chǎn)生第一射頻信號(hào)的同相和正交版本。
有利的是，用于產(chǎn)生中頻的分頻器(即本地振蕩器信號(hào))是再生分頻器，其包括兩個(gè)信道，一個(gè)工作在同相信號(hào)，另一個(gè)工作在正交信號(hào)。每一信道都具有接收第一射頻信號(hào)的混合器和4分頻電路，該4分頻電路接收混合器的輸出和其自身提供至各自混合器第二輸入的輸入。還將4分頻的分頻器的輸出提供到各自同相和正交混合器。由混合器和4分頻的分頻器形成的反饋環(huán)路實(shí)際上形成了3分頻的混合器，如同本領(lǐng)域普通技術(shù)人員所已知的。
優(yōu)選地，GSM發(fā)射路徑包括相位靈敏度檢測(cè)器，其具有用于接收同相/正交上變頻器輸出的第一輸入，以及用于接收在鎖相環(huán)中象頻干擾抑制混合器輸出的第二輸入。相位靈敏度檢測(cè)器的輸出提供到壓控振蕩器的輸入，該壓控振蕩器產(chǎn)生射頻輸出信號(hào)。壓控振蕩器的輸出提供到象頻干擾抑制混合器的另外的輸入。因?yàn)橄箢l干擾抑制混合器接收第一信號(hào)的同相和正交信號(hào)，因此，可以以電子方式選擇它輸出上邊帶或下邊帶。因此，鎖相環(huán)可選擇性地鎖定到頻率F1減去中頻或F1加上中頻。
在GSM路徑中壓控振蕩器的輸出還被提供到能夠在C類模式中進(jìn)行驅(qū)動(dòng)的高功率放大器，以獲得高效率。在C類中驅(qū)動(dòng)該放大器產(chǎn)生了壓控振蕩器頻率倍數(shù)的諧波。但是很明顯，這些倍數(shù)是間隔開至少850MHz，且因此可以容易地通過相對(duì)簡(jiǎn)單的濾波來移除。
UMTS路徑可包括一個(gè)或多個(gè)電子控制的可變?cè)鲆娣糯笃?，其用作放大所調(diào)制的中頻信號(hào)。該放大器典型地僅操作在以約中頻即450MHz為中心的頻率的相對(duì)狹窄的頻帶之間。因此，可將該放大器特別地構(gòu)造成線性的。然后，由單一邊帶混合器將來自該放大器的輸出與第一信號(hào)混合，以將其上變頻到在1.92到1.98GHz范圍內(nèi)的UMTS輸出頻率。然后，來自混合器的輸出經(jīng)過另外的提供約25到30dB增益的可變?cè)鲆娣糯笃?。該放大器的輸出可在被提供到另外的芯片外功率放大器之前?jīng)過表面聲波濾波器。還提供反饋路徑用于采樣功率放大器的輸出，檢測(cè)其輸出電平，通過模-數(shù)轉(zhuǎn)換器將其數(shù)字化，以及提供功率輸出測(cè)量結(jié)果至UMTS功率控制邏輯電路。
因此，在本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例中，可提供一種操作用于UMTS和GSM發(fā)射模式的多模發(fā)射機(jī)，該發(fā)射機(jī)包括a.信號(hào)輸入，其用于接收要由發(fā)射機(jī)進(jìn)行上變頻的信號(hào)(例如I/Q基帶信號(hào))；b.振蕩器，其用于產(chǎn)生具有頻率F1的第一射頻信號(hào)，其中F1是所需載波頻率FC的1.5或0.75倍；c.第一分頻器，其用于接收第一射信號(hào)F1，并將其除以3，從而形成中頻本地振蕩器信號(hào)IF，該信號(hào)具有基本上是所需載波頻率的0.25或0.5倍的頻率；d.至少一個(gè)混合器，其用于混合來自信號(hào)輸入的信號(hào)與中頻本地振蕩器信號(hào)，以產(chǎn)生調(diào)制中頻信號(hào)；e.GSM路徑，其響應(yīng)于調(diào)制中頻信號(hào)；以及f.UMTS路徑，其響應(yīng)于調(diào)制中頻信號(hào)；其中GSM路徑包括在鎖相環(huán)內(nèi)的壓控振蕩器，該鎖相環(huán)包括象頻干擾抑制混合器，其在其第一輸入接收壓控振蕩器的輸出，以及在其第二輸入接收第一射頻信號(hào)的同相和正交表示，從而它選擇性地輸出上或下邊帶作為至鎖相環(huán)內(nèi)相位靈敏度檢測(cè)器的信號(hào)；以及其中UMTS路徑包括至少一個(gè)可變?cè)鲆娣糯笃骱突旌掀?，其用于混合第一射頻信號(hào)與調(diào)制中頻信號(hào)并輸出邊帶之一到另外的放大器級(jí)。
振蕩器之后可以由2分頻級(jí)跟隨，從而能夠容易地獲得被分頻的振蕩器信號(hào)的同相和正交版本。在此實(shí)施方案中，振蕩器頻率需要加倍到1.5或3倍于所需載波頻率。
根據(jù)本發(fā)明的第二方面，提供一種包含直接轉(zhuǎn)換多模接收機(jī)，其包括電子可重新配置濾波器。
因此，通過提供該可重新配置濾波器，可操控來自直接轉(zhuǎn)換多模接收機(jī)的輸出，使其適于在信號(hào)上執(zhí)行的額外處理操作，從而提取其中的數(shù)據(jù)。
有利的是，該直接轉(zhuǎn)換多模接收機(jī)還包括偏移發(fā)生器，其可用于施加可控偏移給響應(yīng)于接收機(jī)輸出的加法器。
在直接轉(zhuǎn)換的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，這一點(diǎn)是高度期望的，以便能夠提供偏移給來自接收機(jī)的輸出。這其中的原因是下變頻是通過混合所接收的無線電信號(hào)(該信號(hào)標(biāo)稱地以約頻率Fr為中心)與也具有頻率Fr的本地產(chǎn)生的無線電信號(hào)來執(zhí)行的。因此，它按照所接收信號(hào)的載波被下變頻到DC信號(hào)(或在振蕩器頻率失配的情況下非常接近DC)。因此，需要從變頻器的輸出中減去任何雜散DC偏移(或低頻信號(hào))，以減小動(dòng)態(tài)范圍所需的隨后處理電路，這實(shí)際上包含模-數(shù)轉(zhuǎn)換器，從而隨后可以在數(shù)字域中執(zhí)行進(jìn)一步處理。移除DC偏移的動(dòng)作意味著可以減小動(dòng)態(tài)范圍和所需變頻器分辯率，從而減小了隨后處理電路的成本。
在優(yōu)選實(shí)施例中，提供了一種直接轉(zhuǎn)換多模接收機(jī)，其包括至少一個(gè)電子可重新配置濾波器，該濾波器配置用于濾波從接收機(jī)和偏移發(fā)生器接收的基帶信號(hào)，每一可重新配置濾波器和偏移發(fā)生器處于控制電路的控制之下，從而可自動(dòng)將偏移和濾波器響應(yīng)控制為接收模式和信號(hào)條件的函數(shù)。
濾波器可實(shí)現(xiàn)為硬件或軟件。硬件實(shí)現(xiàn)將趨向于優(yōu)選的，因?yàn)樗鼈儾恍枰獙?duì)后ADC處理資源帶來如此大的負(fù)載。
根據(jù)本發(fā)明的第三方面，提供了一種展示了在其通帶中基本上均勻的群延遲的混合濾波器，其中該濾波器包括Chebychev和反Chebychev響應(yīng)的組合。
當(dāng)設(shè)計(jì)用于通信應(yīng)用的模擬濾波器時(shí)，通常在選擇性、群延遲和復(fù)雜性要求之間難以進(jìn)行平衡。理想地，我們希望信號(hào)經(jīng)過濾波器的物理延遲是均勻的，而與其頻率內(nèi)容無關(guān)。因此，就相位與頻率圖而言，相位延遲需要隨頻率線性增加。
在電信環(huán)境中，且特別是在UMTS通信中，避免微分群延遲是重要的，因?yàn)樗鼤?huì)產(chǎn)生碼元間干擾。
但是，通常獲得良好的選擇性也是必要的，這是在通帶與阻帶之間的快速變換。
已知的是顯示良好選擇性性能的高Q濾波器(諸如Chebychev和Elliptic濾波器)通常在微分群延遲性能方面品質(zhì)降低。另一方面，展示良好微分群延遲性能的濾波器(諸如Butterworth和Bessel濾波器)通常具有較差的滾降特性。發(fā)明人已認(rèn)識(shí)到能夠布置不同濾波器性能的組合，使得提供所需的響應(yīng)。新的濾波器設(shè)計(jì)避免了常規(guī)濾波器技術(shù)的缺陷，并提供了優(yōu)良的選擇性、衰減和微分群延遲特性。發(fā)明人已注意到，反Chebychev通帶特性與Butterworth的那些基本上相同，但該濾波器包含了阻帶零值，這提供了優(yōu)良的初始滾降特性。另一方面，Chebychev濾波器具有良好的初始滾降特性和非常高的最終衰減電平。
再回到群延遲特性，本領(lǐng)域技術(shù)人員已知的是，在遠(yuǎn)低于截止頻率的頻率上，Chebychev和反Chebychev濾波器都展示了基本上均勻的群延遲。但是，在截止頻率區(qū)域，兩個(gè)不同濾波器的群延遲的一階導(dǎo)數(shù)具有相反的符號(hào)。發(fā)明人已認(rèn)識(shí)到通過組合這兩個(gè)特性，有可能獲得基本上抵消了在接近截止頻率區(qū)域的群延遲特性。這種抵消能夠被布置成足以確保該群延遲抵消隨時(shí)間而開始失效，由此導(dǎo)致不希望的群延遲特性，但信號(hào)幅度已經(jīng)在這些頻率上足夠衰減，從而它們變得相對(duì)不重要。
該混合濾波器表示了對(duì)于可重新配置開關(guān)頻帶多模濾波器的良好選擇，其操作模式可帶來對(duì)濾波器性能的不同要求。因此，在多模接收機(jī)的情況下，一種操作模式可在微分群延遲方面帶來對(duì)濾波器的苛刻要求，但在選擇性方面不會(huì)是如此困難的要求。另一操作模式可能具有對(duì)選擇性方面更為苛刻的要求，但在微分群延遲方面就不會(huì)如此困難。這里所提出的混合Chebychev/反Chebychev濾波器是對(duì)這兩種要求的有效的解決方案。除頻帶開關(guān)濾波器之外，還可以調(diào)整這兩種組成濾波器的相對(duì)截止，從而更加優(yōu)化在不同操作模式中的性能。
根據(jù)本發(fā)明的第四方面，提供了一種雙模單一芯片收發(fā)信機(jī)，包括發(fā)射機(jī)和接收機(jī)，其中頻率合成器由發(fā)射機(jī)和接收機(jī)所共享，其中發(fā)射機(jī)包括上變頻器，其用于接收輸入并通過混合該輸入與第一合成頻率而將其上變頻，且其中在GSM模式中，偏移鎖相環(huán)用于將在上變頻器輸出處的相位調(diào)制轉(zhuǎn)換成RF載波，且在UMTS模式中上變頻信號(hào)被線性放大；以及其中接收機(jī)包括至少一個(gè)用于下變頻所接收信號(hào)的下變頻信道。
因此，通過共享集成電路內(nèi)的很多發(fā)射和接收組件，有可能顯著地減小GSM/UMTS收發(fā)信機(jī)結(jié)構(gòu)的實(shí)現(xiàn)成本。
優(yōu)選地，UMTS發(fā)射機(jī)包括另外的上變頻級(jí)。因此，第一上變頻器可產(chǎn)生中頻輸出。然后，該中頻在被上變頻到最終輸出頻率之前可被線性放大。然后，該最終頻率可經(jīng)過沒有集成電路集成在一起的功率放大器。提供一個(gè)或多個(gè)“芯片外”功率放大器減小了在發(fā)射機(jī)路徑和接收機(jī)路徑之間的信號(hào)泄漏。這特別重要，因?yàn)閁MTS操作在全雙工模式，且因此信號(hào)泄漏對(duì)接收機(jī)性能產(chǎn)生降低效果。
優(yōu)選地，UMTS雙工濾波器也是提供在芯片外。
根據(jù)本發(fā)明的第五方面，提供了一種用于多模零拍接收機(jī)的自動(dòng)增益控制器，該控制器包括響應(yīng)于用于設(shè)定初始增益的第一信號(hào)的開環(huán)控制器，和閉環(huán)控制器，其響應(yīng)于信號(hào)功率或幅度的測(cè)量結(jié)果，以用于將可變?cè)鲆娣糯笃鬏敵鎏幍男盘?hào)功率或幅度維持在預(yù)定范圍。
因此，可使用開環(huán)控制器，以提供快速放大器的初始建立，從而將其大致帶入到所需的操作狀態(tài)，并且然后使用反饋環(huán)來“微調(diào)”放大器增益。這在當(dāng)改變模式時(shí)增強(qiáng)了放大器的建立時(shí)間。
UMTS無線系統(tǒng)要求連續(xù)雙工操作。作為此一部分，需要自動(dòng)增益控制(AGC)，以在改變信號(hào)電平和信道條件的情況下維持可接受的性能。零拍結(jié)構(gòu)的使用在其中自動(dòng)增益控制器能夠操作的方式中帶來一些限制。
零拍接收機(jī)容易在其同相/正交模擬基帶路徑中產(chǎn)生不希望的DC偏移。為維持可接受的性能，有必要移除這些DC偏移，因?yàn)樗鼈兣c信道中信號(hào)無法區(qū)分。在弱信號(hào)條件下，DC偏移基本上在幅度上大于所需信號(hào)是相當(dāng)正常的。因此，如果不移除DC偏移，則可接受的所需信號(hào)接收很可能是不可能的。在寬帶接收機(jī)中移除該偏移的一種普通方法是使用簡(jiǎn)單高通濾波器或AC耦合(DC阻止)電路布置。
通過調(diào)整模擬基帶放大器的增益，可在零拍接收機(jī)中獲得自動(dòng)增益控制。但是，調(diào)整增益也調(diào)整了DC偏移電平，并因此對(duì)于為阻止DC分量而引入的高通濾波器產(chǎn)生了瞬變穩(wěn)定時(shí)間問題。結(jié)果，需要低帶寬自動(dòng)增益環(huán)，以使當(dāng)瞬變作為DC偏移的移位結(jié)果而出現(xiàn)時(shí)使它們最小。但是，低帶寬自動(dòng)增益控制與對(duì)于初始快速獲得信號(hào)的要求不兼容。
發(fā)明者已認(rèn)識(shí)到通過組合“前向饋送”或開環(huán)自動(dòng)增益控制器和反饋?zhàn)詣?dòng)增益控制器有可能克服這一點(diǎn)。
前向饋送/開環(huán)控制器能夠基于由適當(dāng)測(cè)量設(shè)備(諸如位于接收機(jī)處適當(dāng)位置的全波或半波整流器，例如位于信道選擇濾波器輸出)進(jìn)行的信號(hào)功率的初始測(cè)量來建立其初始值，或另一選擇是開環(huán)控制器可基于所需接收機(jī)操作模式進(jìn)行初始增益控制設(shè)定。開環(huán)控制器在每一模式改變時(shí)僅操作一次，以建立可變?cè)鲆娣糯笃鞯某跏紖?shù)和其他需要增益建立的分量。從這時(shí)起，控制就傳遞到進(jìn)行精細(xì)調(diào)整到多種增益電平的閉環(huán)。
根據(jù)本發(fā)明的另外的方面，提供了一種零拍接收機(jī)，包括具有可變時(shí)間常數(shù)的高通濾波器和可變?cè)鲆娣糯笃鳎瑸V波器和放大器是模-數(shù)轉(zhuǎn)換器的上行流，其中當(dāng)實(shí)現(xiàn)可變?cè)鲆娣糯笃髟鲆娴牟椒淖儠r(shí)，高通濾波器的時(shí)間常數(shù)對(duì)于預(yù)定時(shí)間階段減小。
根據(jù)本發(fā)明的另外的方面，提供了一種零拍接收機(jī)，包括至少一個(gè)模-數(shù)轉(zhuǎn)換器的信號(hào)調(diào)節(jié)器上行流和具有可變時(shí)間常數(shù)的高通濾波器，其中當(dāng)該至少一個(gè)信號(hào)調(diào)節(jié)器操作用于使對(duì)提供到模-數(shù)轉(zhuǎn)換器的信號(hào)進(jìn)行改變時(shí)，將濾波器的時(shí)間常數(shù)設(shè)定為減小的值。
高通濾波器可以實(shí)現(xiàn)模-數(shù)轉(zhuǎn)換器的下行流，并且因此可在數(shù)字域中實(shí)現(xiàn)。
在該零拍直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)中，有必要使用高通濾波器，以從模擬基帶信號(hào)路徑中移除DC偏移。對(duì)于3.84MHz UMTS信號(hào)，該高通濾波器的截止頻率應(yīng)為約10kHz等，以移除所需信號(hào)能量的最小電平。但是，這種低截止頻率意味著對(duì)于DC瞬變的長(zhǎng)的穩(wěn)定時(shí)間。發(fā)明已認(rèn)識(shí)到，如果濾波器的截止頻率暫增加，則DC瞬變的穩(wěn)定時(shí)間能夠很大程度地改善。這一點(diǎn)顯著增加了接收機(jī)的穩(wěn)定時(shí)間。


將通過參考隨附附圖，以實(shí)例方式對(duì)本發(fā)明進(jìn)行進(jìn)一步描述，在附圖中圖1是電路圖，示意性地示出了組合的GSM和UMTS發(fā)射機(jī)，具有集成進(jìn)單一電路的共享RF組件；圖2是直接轉(zhuǎn)換多模接收機(jī)的示意性圖；圖3是比較低通Chebychev和反Chebychev濾波器的群延遲相對(duì)于頻率的圖表；圖4是低通Chebychev和反Chebychev濾波器的幅度響應(yīng)相對(duì)于頻率的圖表；圖5示出了圖4濾波器的組合幅度響應(yīng)；圖6示意性示出了組合GSM/UMTS收發(fā)信機(jī)；以及圖7示意性地示出了自動(dòng)增益控制。
具體實(shí)施例方式
圖1示意性地示出了根據(jù)本發(fā)明第一方面的實(shí)施例的發(fā)射機(jī)電路。該發(fā)射機(jī)可選擇性地操作為雙頻帶GSM發(fā)射機(jī)，或另外的選擇是，作為3G UMTS發(fā)射機(jī)。該發(fā)射機(jī)包括單一芯片1，其上安置有單一射頻合成器3。根據(jù)由合成器3接收的輸入信號(hào)fin，合成器控制本地振蕩器5，使得振蕩 5產(chǎn)生基本上固定頻率信號(hào)，根據(jù)實(shí)際需要的用于GSM或UMTS發(fā)射路徑的操作頻率，該信號(hào)是所需載波頻率的1_或3倍。應(yīng)該強(qiáng)調(diào)的是，根據(jù)發(fā)射頻帶，由通用振蕩器5產(chǎn)生信號(hào)的實(shí)際頻率基本上與沒有區(qū)別，僅是其與所需載波頻率之比不同。由本地振蕩器5產(chǎn)生的信號(hào)頻率可以是例如近似為2.7GHz，并且更具體地為在2.565到2.970GHz的范圍。這對(duì)應(yīng)于由本地振蕩器所產(chǎn)生頻率的±10％的適度調(diào)整(實(shí)際上在此實(shí)例中約為7％)。
然后，來自本地振蕩器5的信號(hào)被饋送到分頻器7，其將信號(hào)頻率除以2。分頻器7還允許信號(hào)分離為同相(I)和正交(Q)分量。將I和Q分量饋送到以再生分頻器(該分頻器被布置為將輸入頻率除以3)形式的另外的分頻器9。3分頻的分頻器9包括頻率混合器11，其接收輸入頻率信號(hào)的I和Q分量，并將它們與已被另外的分頻器13進(jìn)行4分頻的相同信號(hào)的對(duì)應(yīng)分量進(jìn)行混合?；旌掀?1和4分頻的分頻器13的布置在4分頻的分頻器13的輸出產(chǎn)生了原始輸入信號(hào)的3分頻信號(hào)。因此，從3分頻的分頻器9輸出的I和Q分量是載波頻率的1/4或_。以2.7GHz輸入頻率fin作為我們的實(shí)例，在3分頻的分頻器9的輸出的I和Q分量為450MHz。
將單獨(dú)的I和Q分量供應(yīng)到各自單獨(dú)混合器15和17，其每個(gè)還接收各自模擬源信號(hào)的I和Q分量?；旌掀?5和17用作將各自源信號(hào)分量和450MHz的I和Q分量組合在一起，以產(chǎn)生450MHz調(diào)制中頻信號(hào)，其然后經(jīng)過帶通濾波器19。
然后，在帶通濾波器19輸出的中頻沿兩個(gè)單獨(dú)的信號(hào)路徑傳播，每個(gè)路徑用于分別產(chǎn)生GSM信號(hào)或3G UMTS信號(hào)。
對(duì)于GSM，450MHz中頻信號(hào)被饋送到相位比較器21的第一輸入。相位比較器21的第二輸入還接收從帶通濾波器23接收的450MHz信號(hào)。到帶通濾波器23的輸入得自象頻干擾抑制混合器25。象頻干擾抑制混合器25接收1.35GHz信號(hào)的I和Q分量作為第一輸入，該1.35GHz信號(hào)是從合成器3、本地振蕩器5和2分頻的分頻器7的組合獲得。到象頻干擾抑制混合器25的其他輸入是載波頻率信號(hào)，該信號(hào)是由被來自相位器21的輸出所控制的壓控振蕩器27產(chǎn)生。相位比較器21、壓控振蕩器27和象頻干擾抑制混合器構(gòu)成了鎖相環(huán)，該鎖相環(huán)用于將調(diào)制的中頻轉(zhuǎn)換成射頻載波信號(hào)。鎖相環(huán)用作跟蹤帶通濾波器，并因此移除了對(duì)諸如SAW或陶瓷濾波器(其在其他情況下是需要的以減小帶外發(fā)射)的RF帶通濾波器的需求。
載波頻率基本上是900MHz或1.8GHz，其取決于需要進(jìn)行發(fā)射的GSM頻帶。象頻干擾抑制混合器可選擇性地從1.35GHz的I和Q分量信號(hào)中減去900MHz信號(hào)以達(dá)到至帶通濾波器23的450MHz信號(hào)輸入，或從1.8GHz載波信號(hào)中減去1.35GHz，從而也到達(dá)450MHz輸出。因此，至相位比較器21的兩個(gè)信號(hào)輸入總是450MHz，即中頻。因此，可以覆蓋GSM850/900范圍和GSM1800/1900范圍。
調(diào)制的GSM信號(hào)被施加到高功率放大器29，該放大器29接收在輸入線31上的功率控制信號(hào)。將放大器29的輸出經(jīng)開關(guān)35饋送到天線33。
對(duì)于3G UMTS發(fā)射，在將從帶通濾波器19輸出的中頻信號(hào)與得自本地振蕩器5和2分頻的分頻器7的1.35GHz信號(hào)進(jìn)行混合之前，通過一對(duì)串聯(lián)連接的可變?cè)鲆娣糯笃?7、39將其饋送。將這兩個(gè)信號(hào)在信號(hào)邊帶混合器41處進(jìn)行混合，以產(chǎn)生1.8GHz信號(hào)，使用另一個(gè)單一可變?cè)鲆娣糯笃?3將該信號(hào)自身進(jìn)一步放大。使用功率控制電路45來控制放大器37、39和43，該功率控制電路45接收表示通過放大器49輸出抽頭處所獲得的發(fā)射輸出信號(hào)功率的采樣和數(shù)字化輸入信號(hào)。在通過天線33將來自功率放大器43的1.8GHz信號(hào)發(fā)射之前，它經(jīng)過UMTS RF SAW濾波器47和另外的UMTS功率放大器49。該信號(hào)還經(jīng)過連接在天線與UMTS功率放大器49之間的雙工器和隔離器單元51，該UMTS功率放大器49選擇性地允許在天線處所接收的信號(hào)被引導(dǎo)到接收機(jī)電路。
上述電路的很大優(yōu)勢(shì)在于，在上述實(shí)例中運(yùn)行在2.7GHz的單一RF合成器是產(chǎn)生和發(fā)射雙模(850/900和1800/1900)GSM信號(hào)和3GUMTS信號(hào)所需要的全部設(shè)備。分頻器和混合器的使用確保了所需的載波，并且輸出頻率總是在合成器頻率的固定倍數(shù)。因此，有可能在單一電路中提供組合的雙模GSM和3G UMTS發(fā)射機(jī)，該單一電路具有相對(duì)大數(shù)目的共用電路組件用于這兩種發(fā)射路徑。
圖2示意性地示出了直接轉(zhuǎn)換(也已知為零拍)模式多模接收機(jī)。該接收機(jī)包括兩個(gè)信道，為方便起見，一般性地表示為100和102。示意性地，由于這些信道是相同的，因此為方便起見，只描述第一信道。但是，就操作性能而言，該信道可操作在不同頻率上，例如對(duì)于GSM850和GSM900的約800到1000MHz，以及對(duì)于GSM1800，GSM1900和UMTS的約1.7到2.2GHz。在這些情況中，可以訂制單獨(dú)的信道組件，以操作在其各自頻帶上。每個(gè)信道包括帶通濾波器110和110a，其用作抑制在接收機(jī)通帶之外的信號(hào)。因此，用于第一信道的濾波器110可以以900MHz為中心，而用于第二信道102的濾波器110a可以以約1.8GHz為中心。這些濾波器是必需的，以阻止強(qiáng)大的帶外發(fā)射致使接收接收機(jī)驅(qū)動(dòng)至飽合。將帶通濾波器110的輸入提供至放大器112的輸入，該放大器112的輸出被分別提供至混合器114和116的第一輸入?；旌掀?14和116的第二輸入接收本地產(chǎn)生的載波信號(hào)的同相和正交版本。該信號(hào)的同相和正交版本由移相器118產(chǎn)生，該移相器118自身接收來自多模分?jǐn)?shù)式合成器120、壓控振蕩器122和多模分?jǐn)?shù)式頻率復(fù)用器124的組合的本地產(chǎn)生的信號(hào)。組件120、122和124由每個(gè)信道100和102所共享?；旌掀?14和116將本地產(chǎn)生的參考信號(hào)與接收的射頻信號(hào)混合在一起，以形成其之間的差頻率。由于射頻和本地產(chǎn)生頻率都是標(biāo)稱處于相同頻率，因此射頻中的信息被直接進(jìn)行下變頻到基帶。在每一混合器114和116的輸出提供基帶信號(hào)。同相混合器114和114a的輸出被提供到由兩個(gè)信道之間共享的同相加法器130的第一輸入。類似地，正交混合器116和116a的輸出被提供到也是由兩個(gè)信道之間共享的正交加法器132的第一輸入。每一加法器130和132也是連接的，以接收由各自數(shù)-模轉(zhuǎn)換器134和136產(chǎn)生的偏移信號(hào)。提供偏移的能力是重要的，因?yàn)轳詈系絉F輸入的本地振蕩器可以產(chǎn)生DC偏移，其大小取決于與本地產(chǎn)生的參考相關(guān)的雜散耦合信號(hào)的幅度和相位。加法器130的輸入被提供到電子控制的低通濾波器140輸入，電子控制的可變?cè)鲆娣糯笃?42跟隨在其后。類似地，加法器132的輸出被提供到電子控制的低通濾波器150和可變?cè)鲆娣糯笃?52。放大器142和152的輸出被提供到各自模-數(shù)轉(zhuǎn)換器160和162，其數(shù)字輸出在各自有限脈沖響應(yīng)濾波器中濾波后被提供到信號(hào)處理和控制單元170。對(duì)于每個(gè)同相正交信道，該控制單元估算每個(gè)信道所需的偏移，并將偏移信號(hào)提供給數(shù)-模轉(zhuǎn)換器134和136。控制單元170還以適合于接收機(jī)操作模式的方式建立開關(guān)濾波器140和150的濾波器特性。
因此，可提供如圖2所示的多模直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)結(jié)構(gòu)。該結(jié)構(gòu)具有的優(yōu)點(diǎn)在于，很多接收機(jī)硬件被重新用于不同的操作模式。當(dāng)與迄今為止的復(fù)制功能相比較時(shí)，共用硬件的重新使用能夠提供顯著的成本和功率節(jié)省。
模擬基帶部分被設(shè)計(jì)成能夠被配置為滿足多種發(fā)射系統(tǒng)的要求。這意味著該結(jié)構(gòu)必須允許以下各項(xiàng)i.重新配置增益線路上升，ii.重新配置信道濾波器，iii.重新配置模-數(shù)轉(zhuǎn)換器速度和分辯率，以及iv.重新配置DC偏移補(bǔ)償。
如上所述，使用了分離射頻低噪聲放大器和同相/正交下變頻器，因?yàn)閷?duì)于操作頻率和模式來說，這些需要進(jìn)行優(yōu)化。盡管原則上具有用于不同操作模式的可重新配置的RF前端是可行的，但相信在當(dāng)前具有專用的RF前端是更加成本有效的。
如上所述，高度期望在移動(dòng)電話內(nèi)的模擬處理電路具有濾波器包含在其中，其能夠提供在通帶與阻帶之間的迅速衰減，且其還能夠展示良好的群延遲，而且特別是沒有展示微分群延遲，從而避免了碼元間干擾。圖3比較了由線200表示的反Chebychev濾波器的群延遲和由線202表示的Chebychev濾波器的群延遲，其被繪制為頻率的函數(shù)。頻率單位已包括在圖3，4和5的縱坐標(biāo)中，從而可以容易地比較多種圖形。可以看出，在圖3給出的實(shí)例中，對(duì)于超過2×105弧度每秒的頻率，反Chebychev群延遲開始增加。但是對(duì)于超過2×105弧度每秒的角頻率，Chebychev群延遲開始減小，并且這種減小持續(xù)直到頻率106弧度每秒，然后Chebychev群延遲急劇增加。應(yīng)當(dāng)理解，在其中群延遲是相反符號(hào)的限制區(qū)域204中，可獲得對(duì)群延遲特性的部分抵消，從而有效地延伸了區(qū)域206，該區(qū)域206從低頻延伸到高達(dá)約2×105弧度每秒，其中群延遲相對(duì)于頻率基本上是不變的直到增加的106弧度每秒上端頻率。
圖4示意性地了用于反Chebychev和Chebychev濾波器的幅度響應(yīng)，其群延遲在圖3中示出?？梢钥闯?，在此實(shí)例中的反Chebychev濾波器具有基本上平坦的幅度響應(yīng)直到約106弧度每秒，且然后幅度響應(yīng)急劇下降到在5×106弧度每秒出現(xiàn)的陷波。在該點(diǎn)上，響應(yīng)幅度被抑制超過60dB。Chebychev濾波器在通帶內(nèi)還具有基本上均勻的幅度響應(yīng)，但具有約2×106弧度每秒的翻轉(zhuǎn)頻率，從該頻率處幅度迅速下降。
圖5示出了使用如圖3和圖4所示的單獨(dú)濾波器的Chebychev/反Chebychev濾波器的組合幅度響應(yīng)。可以看出，組合響應(yīng)210基本上是平坦的，直到106弧度每秒，并且然后急劇下降，在2×106弧度每秒處約下降10dB，且在5×106弧度每秒處下降超過60dB。而且，群延遲可保持為基本上恒定直到上升到1×106弧度每秒。
本領(lǐng)域普通技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解，模擬濾波器設(shè)計(jì)是極其復(fù)雜的數(shù)學(xué)運(yùn)算。但已知的是，很多設(shè)計(jì)以標(biāo)準(zhǔn)化形式已對(duì)其進(jìn)行了分析和描述，從而工程師可以有效地使用標(biāo)準(zhǔn)形式的“訣竅”，以設(shè)計(jì)特定的濾波器特性。另外，計(jì)算機(jī)輔助設(shè)計(jì)包工具現(xiàn)在也允許精確描述濾波器特性。由于這些原因，設(shè)計(jì)的細(xì)節(jié)不需要詳細(xì)描述，因?yàn)樵诂F(xiàn)有技術(shù)中存在足夠的支持使得本領(lǐng)域普通技術(shù)人員能夠?qū)崿F(xiàn)該濾波器。但是，對(duì)于其響應(yīng)如圖3到5所示的特定濾波器，反Chebychev響應(yīng)的極位置由Chebychev響應(yīng)的第一計(jì)算極位置來進(jìn)行計(jì)算，并使用極替換。
有效極存在于S平面的負(fù)的一半。
z=01.155i01.633·1016i]]>ωz＝|zi|阻帶“零”的位置。
所使用的反Chebychev傳遞函數(shù)為
Hici:=[(1p3)·(1p4)·1p5]·[(siωc)2-(z1)2]·[(siωc)2-(z3)2][[(siωc-1p3)·[(siωc)-(1p4)]·[(siωc)-(1p5)]·[(z1)2]·(z3)2]]]]>Chebychev多項(xiàng)式的解的極位置為pl=0.313+1.022i0.6260.313-1.022i-0.313-1.022i-0.626-0.313+1.022i]]>有效極存在于S平面的負(fù)的一半。
所使用的Chebychev傳遞函數(shù)為Hci:=pl3·pl4·pl5[(siωcl-pl3)·(siωcl-pl4)(siωcl-pl5)]]]>混合濾波器的傳遞函數(shù)是兩個(gè)單獨(dú)傳遞函數(shù)的組合xi＝(Hci·Hici)作為混合濾波器，可單獨(dú)地將濾波器的兩個(gè)元件中的每一個(gè)調(diào)整為更好地訂制濾波器響應(yīng)，以滿足特定應(yīng)用的需求。
例如，對(duì)于Chebychev響應(yīng)，可以調(diào)整下各項(xiàng)1.截止頻率2.濾波器階數(shù)(極的數(shù)目)3.帶內(nèi)紋波對(duì)于反Chebychev濾波器，可以調(diào)整以下各項(xiàng)1.最小阻帶衰減2.最大允許通帶滾降3.達(dá)到最小阻帶衰減的相對(duì)頻率4.濾波器階數(shù)可通過將濾波器實(shí)現(xiàn)為濾波器級(jí)的層疊來調(diào)整濾波器階數(shù)(即這些級(jí)是彼此連接的)，由此一個(gè)或多個(gè)級(jí)可被切換出該層疊，以使它們被旁路。因此，旁路一個(gè)級(jí)就減小了濾波器的階數(shù)。
圖6示意性地示出了構(gòu)成本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的雙模GSM/UMTS收發(fā)信機(jī)。該收發(fā)信機(jī)通常包括發(fā)射信道300和接收信道302。盡管在圖6中以簡(jiǎn)化的形式表示，但發(fā)射信道300實(shí)際上包含了如本文附圖中圖1所示的雙模發(fā)射機(jī)。為了簡(jiǎn)化對(duì)圖6的理解，圖6中與圖1所示部分相似的那些部分將用相同的參考標(biāo)記，因此可以看出，發(fā)射機(jī)接收來自合成器3的頻率合成信號(hào)，該合成信號(hào)在被提供到上變頻器的同相和正交混合器15和17之前經(jīng)過3分頻的分頻器9。在GSM模式中，上變頻器的輸出提供到鎖相環(huán)移頻器，其包括相位檢測(cè)器21，壓控振蕩器27，混合器25和帶通濾波器23。因此這些組件的操作如同前述參考圖1所進(jìn)行的描述?？梢宰⒁獾?，在該發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)圖中還存在另外的2分頻的分頻器306、308和310，應(yīng)當(dāng)理解，這些對(duì)于發(fā)射機(jī)的最終操作具有非常小的整體影響，并且特別是分頻器308和310有效地使彼此無效，盡管它們?cè)试S波形的傳號(hào)與空號(hào)和空號(hào)比轉(zhuǎn)換為理想的50-50。類似地，UMTS路徑包括線性放大器陣列和上變頻器。如圖1所示的標(biāo)記為37、39、41和43的組件示意性地由圖6中的框320表示。
應(yīng)當(dāng)理解，接收機(jī)部分302是圖2的簡(jiǎn)化表示。這里圖2的多模分?jǐn)?shù)式復(fù)用器124還在圖6所示的雙分?jǐn)?shù)式合成器3中具體化。也可以清楚地看到，提供了兩個(gè)信道，每個(gè)都具有用于將所接收信號(hào)下變頻到基帶的同相和正交混合器。圖2的組件130、132、134、136、140、142、150、152、160和162示意性地由圖6中的框330表示?？梢郧宄瑑蓚€(gè)發(fā)射機(jī)信道共享該組件，兩個(gè)接收機(jī)信道共享該組件，并且實(shí)際上接收機(jī)和發(fā)射機(jī)共享頻率合成器組件。與其中這些組件中的每一個(gè)都提供有其單獨(dú)功能的實(shí)施方案相比，這種組件共享能夠使得在集成電路的最終價(jià)格方面的成本減低，并還減小了收發(fā)信機(jī)的整體功率消耗，并因此有效地進(jìn)行復(fù)制。
GSM工作在時(shí)分復(fù)用系統(tǒng)，并因此發(fā)射機(jī)和接收機(jī)不是同時(shí)操作的。但是，UMTS操作在全雙工上，并因此發(fā)射機(jī)和接收機(jī)是同時(shí)操作。在UMTS模式中，重要的是限制由于與UMTS發(fā)射機(jī)交互而造成的接收機(jī)的減敏。這可以通過以下方式獲得首先不將低噪聲功率放大器與芯片自身集成在一起，并其次通過限制在發(fā)射機(jī)輸出引腳的發(fā)射機(jī)功率。而且重要的是保證在發(fā)射輸出處接收頻帶中的噪聲電平是適當(dāng)?shù)摹＠?，通過具有13dB增益的外部低噪聲放大器，在發(fā)射機(jī)輸出引腳處的發(fā)射功率被限制在+3dBm和在接收頻帶上的-140dBc/Hz的發(fā)射噪聲基數(shù)，如果在發(fā)射機(jī)和接收機(jī)之間獲得30dB的隔離，則發(fā)射機(jī)在接收機(jī)靈敏度的影響將近似為0.1dB。
圖6所示的結(jié)構(gòu)可操作用于幾種模式，用于該收發(fā)信機(jī)的頻率規(guī)劃可以如下GSM850/900接收模式-合成器頻率是RF頻率的3倍。
GSM1800/1900接收模式-合成器頻率是載波頻率的1.5倍。
UMTS接收模式-合成器頻率是RF載波頻率的1.5倍。
GSM850/900發(fā)射模式-合成器頻率是RF載波頻率的3倍，且中頻是RF載波頻率的1/2。
GSM1800/1900發(fā)射模式-合成器頻率是RF載波頻率的1.5倍，且中頻是RF載波頻率的1/4。
UMTS發(fā)射模式-合成器頻率是RF載波頻率的1.5倍，且中頻是RF載波頻率的1/4。
圖7示意性地示出了構(gòu)成本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的混合前向饋送和反向饋送自動(dòng)增益控制系統(tǒng)。該電路圖示出了可變?cè)鲆娣糯笃鳎漭敵鎏峁┑交旌螩hebychev/反Chebychev濾波器，一般性地由402表示，其已在前面進(jìn)行了描述?；旌蠟V波器402的輸出提供到另外的可變?cè)鲆娣糯笃鞯妮斎?，該放大器示意性地被表示為三個(gè)獨(dú)立的電子可控可變?cè)鲆娣糯笃?04、406和408，它們一起用作提供在一個(gè)dB步幅中的0與54dB之間的可變?cè)鲆?。提供最終放大器408的輸出作為來自自動(dòng)增益控制器的輸出410。
前向饋送控制器，一般地由420表示，包括接收信號(hào)強(qiáng)度指示(RSSI)記錄條，其具有連接到混合濾波器402輸出的輸入。RSSI記錄條用于估算在混合濾波器輸出處的信號(hào)強(qiáng)度。RSSI記錄條422產(chǎn)生基本上線性成比例于以dBm表示的濾波器輸出處信號(hào)的合成功率的電壓作為其輸出424。該輸出信號(hào)在被提供到6比特模-數(shù)轉(zhuǎn)換器430的模擬輸入428之前由低通濾波器426進(jìn)行濾波。響應(yīng)于“開始轉(zhuǎn)換”信號(hào)來將在模-數(shù)轉(zhuǎn)換器430的輸入428處的信號(hào)數(shù)字化，且轉(zhuǎn)換的輸出提供到濾波器增益邏輯控制器432。該濾波器增益邏輯控制器具有兩個(gè)輸入，一個(gè)提供到寄存器434，用于控制可變?cè)鲆娣糯笃?00的增益，而另一個(gè)輸入以6比特字提供到6比特下變頻計(jì)數(shù)器440。因此，計(jì)數(shù)器可以加載有濾波器增益邏輯控制器432的輸出。
在UMTS接收機(jī)中的信號(hào)是所需信號(hào)、噪聲和任何殘余干擾信號(hào)的合成信號(hào)。將出現(xiàn)在混合濾波器402輸出處的該合成信號(hào)數(shù)字化，以產(chǎn)生具有特性“A”dB每比特的數(shù)字字，其中A表示任意數(shù)目。該控制字用于設(shè)定可變?cè)鲆娣糯笃鞯脑鲆?。將可變?cè)鲆娣糯笃髟O(shè)計(jì)成具有“A”dB每比特的增益降低特性。這樣，如果進(jìn)入接收機(jī)的信號(hào)電平增加5AdB，則數(shù)字化控制字將也增加5。這將會(huì)導(dǎo)致可變?cè)鲆娣糯笃?04、406和408的增益降低了數(shù)量為5AdB的合成增益。因此，在可變?cè)鲆婵刂破?10輸出處的信號(hào)電平基本上保持恒定。因?yàn)榈侥壳盀橹顾枋龅姆绞绞褂们跋蝠佀图夹g(shù)，因此不存在可能影響反向饋送系統(tǒng)的帶寬影響。因此，可以迅速建立自動(dòng)增益控制器的增益，例如當(dāng)切換操作模式或信道時(shí)。迅速獲得了合成信號(hào)電平和建立初始增益后，由反饋結(jié)構(gòu)執(zhí)行進(jìn)一步的增益控制。
反饋控制器，一般地由450表示，包括整流器452，其連接到放大器408的輸出，以減小表示放大器408輸出處信號(hào)功率的整流信號(hào)。來自整流器452的信號(hào)在被提供到窗口比較器456的輸入之前是由濾波器454進(jìn)行了低通濾波的，如同本領(lǐng)域普通技術(shù)人員所認(rèn)識(shí)到的，該比較器456比較其輸入信號(hào)與定義窗口的高和低閾值，并產(chǎn)生表示信號(hào)是低于窗口閾值或高于窗口閾值的輸出458。將信號(hào)458提供到計(jì)數(shù)器440的計(jì)數(shù)方向控制輸入(上/下輸入)。如圖7所示，還將窗口比較器456配置為提供表示何時(shí)至其的輸出是在定義窗口的邊界之內(nèi)，并將該輸出發(fā)送到AND門460，該門用作選通提供到計(jì)數(shù)器440的時(shí)鐘信號(hào)。因此，當(dāng)輸出410在由窗口比較器456所定義的功率頻帶之內(nèi)時(shí)，抑制計(jì)數(shù)器440接收它的時(shí)鐘信號(hào)。時(shí)鐘信號(hào)462還與AND門464(該AND門464對(duì)反饋環(huán)路是否操作提供整體控制)處的“啟動(dòng)反饋”信號(hào)進(jìn)行“與”操作。AND門464的輸出提供到AND門460的輸入，其輸出連接到計(jì)數(shù)器440的時(shí)鐘引腳。計(jì)數(shù)器440的輸出提供到增益解碼器470，該解碼器470設(shè)定放大器404、406和408的增益。
在使用中，信號(hào)電平檢測(cè)器和窗口比較器用于確保合成信號(hào)電平和放大器輸出保持在狹窄的范圍，例如+/-0.5dB。如果合成信號(hào)電平高于窗口比較器的閾值，則啟動(dòng)上/下計(jì)數(shù)器，且在每個(gè)時(shí)鐘周期對(duì)增益進(jìn)行調(diào)整。以這種方式，時(shí)鐘設(shè)定反饋環(huán)路的時(shí)間常數(shù)。如果合成信號(hào)電平低于窗口比較器閾值，則也啟動(dòng)上/下計(jì)數(shù)器，但這時(shí)計(jì)數(shù)是以相反方向。結(jié)果，反饋環(huán)路的動(dòng)作總是確保合成信號(hào)電平以由時(shí)鐘462頻率所確定的速率被牢固地控制和調(diào)整。
參考圖2，應(yīng)當(dāng)注意，每次進(jìn)行增益控制調(diào)整或進(jìn)行偏移校正時(shí)，該步幅調(diào)整可導(dǎo)致出現(xiàn)在濾波器輸出的瞬變DC偏移?？梢酝ㄟ^高通濾波器來移除該DC偏移，但對(duì)于確實(shí)普通的接收機(jī)，DC偏移校正應(yīng)在數(shù)字域執(zhí)行更好。因此，在每一增益改變處，估算新的DC偏移，并且將該估算結(jié)果提供到轉(zhuǎn)換器134和136，使得將校正添加到加法器130和132。這就是說，作為增益改變結(jié)果出現(xiàn)的瞬變?nèi)詫?duì)于低通濾波器140和150具有不需要的影響。該瞬變隨時(shí)間而衰落，但在濾波器穩(wěn)定時(shí)間期間，零拍接收機(jī)被有效地遮蔽。這是因?yàn)橛斜匾拗颇?數(shù)轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換范圍，且偏移可引起轉(zhuǎn)換器進(jìn)行其正常操作范圍之外的轉(zhuǎn)換。
假定接收機(jī)在此瞬變期間被有效地停止工作，則發(fā)明人已認(rèn)識(shí)到，這樣就允許在短的時(shí)間段內(nèi)改變?yōu)V波器特性，以允許更快速的穩(wěn)定時(shí)間。因此，當(dāng)實(shí)施對(duì)增益或偏移的改變時(shí)，高通濾波器是同時(shí)或接近同時(shí)地設(shè)定到寬的帶寬，從而DC瞬變將快速穩(wěn)定下來?？蓮囊阎臑V波器特性來估算該穩(wěn)定時(shí)間。在穩(wěn)定時(shí)間后，濾波器自動(dòng)切換回到其正確操作的標(biāo)稱所需設(shè)置。濾波器由定時(shí)器控制，例如可實(shí)現(xiàn)為單穩(wěn)的，其在簡(jiǎn)短但良好定義的時(shí)間段內(nèi)改變?yōu)V波器特性。該技術(shù)保證了最快可能的接收機(jī)穩(wěn)定時(shí)間，而同時(shí)使可能由高通濾波器移除的所需調(diào)整能量數(shù)量最小。兩種帶寬設(shè)置之間的典型比約為10比1，盡管這僅是非限制性實(shí)例，并且也可以通過設(shè)計(jì)選擇其他比率。該技術(shù)的實(shí)現(xiàn)不是取決于濾波器技術(shù)。因此濾波器可以實(shí)現(xiàn)為開關(guān)電容濾波器、開關(guān)帶寬有源R-C濾波器、旋轉(zhuǎn)器-電容濾波器等等。濾波器的特定實(shí)現(xiàn)是在本領(lǐng)域普通技術(shù)人員的知識(shí)范圍內(nèi)。
因此提供一種特別適用于移動(dòng)電話中的多模接收機(jī)和收發(fā)信機(jī)。
權(quán)利要求
1.一種零拍接收機(jī)，包括具有可變時(shí)間常數(shù)的高通濾波器和可變?cè)鲆娣糯笃?，該濾波器和放大器是模-數(shù)轉(zhuǎn)換器的上行流，其中在當(dāng)進(jìn)行增益調(diào)整或者偏移校正中的至少一個(gè)時(shí)，所述高通濾波器的可變時(shí)間常數(shù)對(duì)于預(yù)定的時(shí)間段內(nèi)減小。
2.權(quán)利要求1的零拍接收機(jī)，其中一旦在增益或DC偏移中的變化所引起DC瞬變之后的濾波器穩(wěn)定下來，就將該濾波器特性重新設(shè)置在適合于接收機(jī)操作的特性。
3.權(quán)利要求1的零拍接收機(jī)，其中由已知的濾波器特性來估算所述預(yù)定時(shí)間段。
4.權(quán)利要求1的零拍接收機(jī)，其中在時(shí)間常數(shù)減小的時(shí)間段中，濾波器的帶寬基本上比該濾波器的正常工作帶寬至少大五倍。
5.權(quán)利要求1的零拍接收機(jī)，其中在時(shí)間常數(shù)減小的時(shí)間段中，濾波器的帶寬基本上比該濾波器的工作帶寬大十倍或更多。
6.權(quán)利要求1的零拍接收機(jī)，進(jìn)一步包括用于將接收的信號(hào)轉(zhuǎn)換到數(shù)字域的模-數(shù)轉(zhuǎn)換器和控制器，所述控制器響應(yīng)于模-數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出并且被配置為向偏移發(fā)生器和向可變?cè)鲆娣糯笃魈峁┢坪驮鲆嬉瓶刂菩盘?hào)，以便將模-數(shù)轉(zhuǎn)換器維持在工作范圍內(nèi)。
7.權(quán)利要求1的零拍接收機(jī)，其中使用開關(guān)電容濾波器布局、切換帶寬有源R-C濾波器和旋轉(zhuǎn)器電容濾波器布局的其中之一來實(shí)現(xiàn)可變時(shí)間常數(shù)濾波器。
8.權(quán)利要求1的零拍接收機(jī)，其中接收機(jī)包括“同相”和“正交”信道，并且每個(gè)信道具有各自的濾波器、可變?cè)鲆娣糯笃骱推瓢l(fā)生器。
9.權(quán)利要求1的零拍接收機(jī)，其中接收機(jī)可操作用于接收GSM和UMTS信號(hào)，并且所述高通濾波器配置為適合于正在接收的信號(hào)。
10.一種零拍接收機(jī)，包括是模-數(shù)轉(zhuǎn)換器上行流的信號(hào)調(diào)節(jié)裝置和具有可變時(shí)間常數(shù)的高通濾波器，其中在信號(hào)調(diào)節(jié)裝置操作用于引起提供給模-數(shù)轉(zhuǎn)換器的信號(hào)發(fā)生改變時(shí)，所述濾波器的時(shí)間常數(shù)設(shè)置到已減小的值。
11.權(quán)利要求10的零拍接收機(jī)，其中所述信號(hào)調(diào)節(jié)裝置包括可變?cè)鲆娣糯笃鳎⑶裔槍?duì)信號(hào)進(jìn)行的改變包括施加到信號(hào)的放大器增益的改變。
12.權(quán)利要求10的零拍接收機(jī)，其中所述信號(hào)調(diào)節(jié)裝置包括DC偏移發(fā)生器，并且針對(duì)信號(hào)進(jìn)行的改變包括加入到信號(hào)中的DC偏移的改變。
13.權(quán)利要求10的零拍接收機(jī)，其中在預(yù)定的時(shí)間段后或者在判斷接收機(jī)可以繼續(xù)對(duì)所接收數(shù)據(jù)進(jìn)行解碼時(shí)，所述時(shí)間常數(shù)返回到工作值。
14.權(quán)利要求10的零拍接收機(jī)，其中可變時(shí)間常數(shù)濾波器以數(shù)字形式實(shí)現(xiàn)。
15.權(quán)利要求14的零拍接收機(jī)，其中可變時(shí)間常數(shù)濾波器是模-數(shù)轉(zhuǎn)換器的下行流。
16.權(quán)利要求10的零拍接收機(jī)，進(jìn)一步包括響應(yīng)于模-數(shù)轉(zhuǎn)換器輸出的控制器，所述控制器用于控制信號(hào)調(diào)節(jié)裝置，以便將模-數(shù)轉(zhuǎn)換器維持在工作范圍內(nèi)。
17.權(quán)利要求10的零拍接收機(jī)，其中時(shí)間常數(shù)減小的值基本上小于其未減小的值的20％。
18.權(quán)利要求17的零拍接收機(jī)，其中時(shí)間常數(shù)減小的值基本上是其未減小的值的10％。
全文摘要
在UMTS零拍(直接變頻)接收機(jī)中，本地振蕩器可能突破作為“信道中”的信號(hào)。為了消除這一問題，該接收機(jī)包括可控DC偏移發(fā)生器(170)和可變?cè)鲆娣糯笃?142和152)。它們與高通濾波器(140和150)串聯(lián)在一起。增益或偏移中的調(diào)整可以引起濾波器中的瞬變，該瞬變有效地屏蔽接收機(jī)直到該瞬變?cè)跒V波器中衰落?？梢酝ㄟ^在此瞬變過程中增加帶寬來減小該屏蔽時(shí)間。
文檔編號(hào)H03D3/00GK1640085SQ03804375
公開日2005年7月13日 申請(qǐng)日期2003年2月21日 優(yōu)先權(quán)日2002年2月21日
發(fā)明者西蒙·阿特金森, 艾當(dāng)·卡哈拉納, 小保羅·費(fèi)格森 申請(qǐng)人:模擬設(shè)備公司