專利名稱：功率放大裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明有關功率放大裝置，特別有關用于對音頻用的功率進行放大的D類放大器那樣的功率放大裝置。
本申請以在日本于2002年5月13日提出申請的日本專利申請?zhí)?002-13778為基礎主張優(yōu)先權，該申請通過參照被本申請引用。
背景技術：
作為音頻用的功率放大器有所謂的D類放大器。該D類放大器利用高壓、高速開關動作進行功率放大。但因D類放大器通過高速接通斷開電源電壓+V。而形成輸出電壓，所以因輸出電壓的前沿及后沿會產(chǎn)生輻射。而且，其開關動作時，電源電壓+VDD由于為例如20~50V的高電壓，所以其輻射也相當大。
因此，上述的D類功率放大器如在汽車音響等場合和接收設備做成一體，或配置在其附近，則輸出電壓的前沿及后沿產(chǎn)生的輻射例如會影響AM廣播的接收。
而且，作為規(guī)避這種現(xiàn)象的技術，曾揭示了例如如特開平6-29757號公報所述的D類放大器。這項技術為，在該D類放大器中，載波控制部輸出與調(diào)諧選臺對應的頻率的調(diào)諧信號，同時還輸出切換差分積分器的時間常數(shù)用的載波控制信號。用該載波控制信號能切換閉環(huán)電路的振蕩頻率即脈沖放大器的開關頻率，閉環(huán)電路的載波信號的頻率不干擾調(diào)諧器的調(diào)諧信號但是，前述特開平6-29757號公報中所述的D類放大器中，因根據(jù)接收頻率使開關放大的載頻變化，所以難以采用晶體振蕩器進行高時間精度的開關動作，反會招致音頻特性惡化。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明之目的在于提供一種不是如以往的D類放大器那樣使載頻變化的放大器，而是通過控制驅動信號生成方式、從而能制止不需要的輻射并輕減對調(diào)諧器接收干擾的功率放大裝置。
為達到上述目的而提出的本發(fā)明的功率放大裝置，是在具有推挽連接至少一對開關元件而構成的推挽單元、并采用該推挽單元放大輸入信號功率的功率放大裝置中，包括產(chǎn)生用脈寬表示所述輸入信號電平的脈寬調(diào)制信號、并根據(jù)該脈寬調(diào)制信號生成供給所述推挽單元的驅動信號的驅動信號生成單元，根據(jù)無線電廣播接收用的調(diào)諧裝置的接收頻率，有選擇地切換所述驅動信號生成單元的驅動信號生成方式，所述推挽單元根據(jù)按照有選擇地切換后的驅動信號生成方式所生成的驅動信號，得到輸出信號，從該輸出信號得到功率放大信號。
這樣，通過例如不使D類放大器的開關放大的載頻變化，而控制驅動信號生成方式，從而減輕對調(diào)諧器接收的干擾。
另外，本發(fā)明的功率放大裝置也可以具有兩個所述推挽單元，而且具有兩個將所述驅動信號分別供給兩個所述推挽單元的驅動信號生成單元。這時，將所述兩個驅動信號生成單元產(chǎn)生的各驅動信號供給所述兩個推挽單元，從而得到兩個輸出信號，并從該兩個輸出信號得到功率放大信號。
所述功率放大裝置中能有選擇地進行切換的所述驅動信號生成方式由兩種方式組成，即由生成在所述脈寬調(diào)制信號的各1個周期期間的分隔時刻而變化的驅動信號的第1種方式、及生成在所述各1個周期的分隔時刻不變化的驅動信號的第2種方式組成。


圖1為表示第1實施形態(tài)的D類功率放大器的構成圖。
圖2為說明用所述D類功率放大器的兩個驅動信號發(fā)生器執(zhí)行的兩種驅動信號生成方式中的第1驅動信號生成方式用的時序圖。
圖3為說明PWM調(diào)制用的時序圖。
圖4為表示第1實施形態(tài)中的執(zhí)行第1驅動信號生成方式時的等效電路圖。
圖5為說明用所述D類功率放大器的兩個驅動信號發(fā)生器執(zhí)行的兩種驅動信號生成方式中的第2驅動信號生成方式用的時序圖。
圖6為表示第1實施形態(tài)中的執(zhí)行第2驅動信號生成方式時的等效電路圖。
圖7為表示用所述第1驅動信號生成方式的對于推挽電路的輸出電壓頻率的信號強度特性圖。
圖8為表示用所述第2驅動信號生成方式的對于推挽電路的輸出電壓頻率的信號強度特性圖。
圖9為表示第2實施形態(tài)的D類功率放大器的構成圖。
圖10為說明用第2實施形態(tài)的所述D類功率放大器的兩個驅動信號發(fā)生器執(zhí)行的兩種驅動信號生成方式中的第1驅動信號生成方式用的時序圖。
圖11為表示第2實施形態(tài)中的執(zhí)行第1驅動信號生成方式的等效電路圖。
圖12為說明用第2實施形態(tài)的所述D類功率放大器的兩個驅動信號發(fā)生器上執(zhí)行的兩種驅動信號生成方式中的第2驅動信號生成方式用的時序圖。
圖13為表示輸出級為單端電路、使用正負電源+VDD及-VDD的D類功率放大器變形例的主要部分的電路圖。
圖14為說明所述變形例的第2驅動信號生成方式用的時序圖。
具體實施例方式
以下，參照

本發(fā)明的幾種實施形態(tài)。
首先，第1實施形態(tài)為圖1所示的D類功率放大器1。該D類功率放大器1是通過與輸入的數(shù)字音頻信號Pin對應地高速接通斷開電源電壓VDD，從而對所述數(shù)字音頻信號Pin進行功率放大，再將放大后的信號送揚聲器2。該D類功率放大器1例如裝在和AM廣播接收用的AM調(diào)諧器3做成一體的所謂AM接收機(收音機)內(nèi)，能減輕對AM調(diào)諧器3接收的干擾。
圖1中，例如16bit的數(shù)字音頻信號Pin通過輸入端子Tin輸入D類功率放大器1。該數(shù)字音頻信號Pin供給驅動信號發(fā)生器10及驅動信號發(fā)生器20。
驅動信號發(fā)生器10產(chǎn)生如以后將敘述的兩種驅動信號生成方式的兩種驅動信號+PA1或+PA2、及-PA1或-PA2。另外驅動信號發(fā)生器20也產(chǎn)生兩種驅動信號生成方式的驅動信號+PB1或+PB2、及-PB1或-PB2。
驅動信號發(fā)生器10產(chǎn)生的兩種驅動信號+PA1或+PA2、及-PA1或-PA2分別供給一對開關元件，例如n溝道的MOS-FET(Q11、Q12)的柵極。另外，驅動信號發(fā)生器20產(chǎn)生的兩種驅動信號+PB1或+PB2、及-PB1或-PB2也分別供給MOS-FET(Q13、Q14)的柵極。
這時，F(xiàn)ET(Q11、Q12)構成推挽電路30，F(xiàn)ET(Q11)的漏極接電源端子TPWR，其源極接FET(Q12)的漏極，該FET(Q12)的源極接地。另外，穩(wěn)壓后的直流電壓+VDD作為電源電壓供給電源端子TPWR。還有，直流電壓+VDD例如為20V~50V。
同樣，F(xiàn)ET(Q13、Q14)也構成推挽電路40，F(xiàn)ET(Q13)的漏極接電源端子TPWR，其源極接FET(Q14)的漏極，該FET(Q14)的源極接地。
構成推挽電路30的FET(Q11)的源極及FET(Q12)的漏極通過低通濾波器(LPF)50，接位于D類放大器1的外部的揚聲器2的一端。另外，構成推挽電路40的FET(Q13)的源極及FET(Q14)的漏極也通過LPF60，接外部的揚聲器2的另一端。
另外，驅動信號發(fā)生器10及20所用的驅動信號生成方式由控制部70根據(jù)調(diào)諧部3的接收頻率進行選擇。即，控制部70根據(jù)調(diào)諧部3的接收頻率選擇驅動信號生成方式，根據(jù)所選擇的驅動信號生成方式，驅動信號發(fā)生器10及20擇情產(chǎn)生上述兩種驅動信號。
以下，具體說明用驅動信號發(fā)生器10及驅動信號發(fā)生器20執(zhí)行的兩種驅動信號生成方式的例子。首先，若按照第1驅動信號生成方式(第1實施形態(tài)的第1驅動信號生成方式)，則驅動信號發(fā)生器10將通過輸入端子Tin供給的數(shù)字音頻信號Pin變換成圖2所示的PWM信號(驅動信號)+PA1。另外，驅動信號發(fā)生器20將所述數(shù)字音頻信號Pin變換成圖2示出的PWM信號(驅動信號)+PB1。在該第1實施形態(tài)的第1驅動信號生成方式中，由于PWM信號原樣地成為驅動信號，所以和驅動信號統(tǒng)一都是PWM信號。
這時，驅動信號+PA1、驅動信號+PB1的脈寬與輸入信號Pin所表示的電平(信號Pin作D/A變換后的信號的瞬時電平。以下相同)相應變化，如圖3所示，一方的驅動信號+PA1的脈寬為與輸入信號Pin所表示的電平相對應的大小，另一方的驅動信號+PB1的脈寬為與輸入信號Pin所表示的電平的補碼相對應的大小。另外，驅動信號+PA1、+PB1其上升時刻固定在驅動信號+PA1、+PB1的1個周期期間Ti(i＝1，2，3，4...)的開始時刻，即單側，而其下降時刻為與輸入信號Pin所表示的電平對應變化。
還有，設驅動信號+PA1、+PB1的載頻fc(＝1/Ti)為輸入數(shù)字音頻信號Pin的采樣頻率fs的例如16倍，如fs＝48kHz，則fc＝16fs＝16×48＝768kHz。
而且，為了生成這樣的驅動信號+PA1、+PB1，第1實施形態(tài)的第1驅動信號生成方式在所述驅動信號發(fā)生器10及驅動信號發(fā)生器20內(nèi)正像和圖4所示的電路等效動作。
通過執(zhí)行上述第1驅動信號生成方式，驅動信號發(fā)生器10變成和具有圖4示出的PWM調(diào)制電路11、及驅動電路12的構成相同。PWM調(diào)制電路11例如將16bit的音頻信號變換成圖2的驅動信號+PA1。另外，驅動電路12將所述PWM調(diào)制信號+PA1或其反相信號-PA1，分別供給構成推挽電路40的一對n溝道MOS-FET(Q11、Q12)的柵極。
PWM調(diào)制電路11為了形成所述驅動信號+PA1，例如可如以下那樣地構成。即，來自輸入端子Tin的數(shù)字音頻信號Pin供給Δ∑調(diào)制電路111，抑制音頻頻帶內(nèi)的量化噪聲，并將減少位數(shù)后的數(shù)字音頻信號變換成例如量化頻率(＝fc)為16fs、量化位數(shù)為6位的數(shù)字音頻信號。而且，該數(shù)字音頻信號供給ROM112后，變換成與其量化電平對應的并行數(shù)字數(shù)據(jù)，該并行數(shù)字數(shù)據(jù)供給移位寄存器113后，變換成串行信號即變換成驅動信號+PA1。
還有，驅動電路12為了生成反相信號-PA1，用反相器125將PWM調(diào)制信號+PA1反相。
另外，通過執(zhí)行上述第1驅動信號生成方式，驅動信號發(fā)生器20變成和具有圖4示出的PWM調(diào)制電路21及驅動電路22的構成相同。PWM調(diào)制電路21將16bit的音頻信號變換成圖2示出的驅動信號+PB1。另外，驅動電路22將所述PWM調(diào)制信號+PB1或其反相信號-PB1，分別供給構成推挽電路40的一對n溝道MOS-FET(Q13、Q14)的柵極。
PWM調(diào)制電路21為了形成所述驅動信號+PB1，將來自輸入端子Tin的數(shù)字音頻信號Pin利用Δ∑調(diào)制電路111抑制音頻頻帶內(nèi)的量化噪聲，并變換成減少位數(shù)后的數(shù)字音頻信號。例如生成量化頻率(＝fc)為16fs、量化位數(shù)為6位的數(shù)字音頻信號。然后，該數(shù)字音頻信號供給ROM212，變換成與其量化電平對應的并行數(shù)字數(shù)據(jù)，該并行數(shù)字數(shù)據(jù)供給移位寄存器213，變換成驅動信號+PB1。
另外，驅動電路22為了生成反相信號-PB1，用反相器225將PWM調(diào)制信號+PB1反相。
這時，在控制部70內(nèi)的同步信號形成電路中，形成各種同步的信號，這些同步信號分別供給所述各電路。
然后，如圖2所示，在+PA1＝“H”時，-PA1＝“L”，圖1示出的FET(Q11)變成導通，同時FET(Q12)截止，故FET(Q11、Q12)的連接點的電壓VA1如圖2所示，變成電壓+VDD。另外，反之，在+PA1＝“L”時，-PA1＝“H”，F(xiàn)ET(Q11)變成截止，同時FET(Q12)導通，故VA1＝0。
同樣，如圖2所示，在+PB1＝“H”時，-PB1＝“L”，F(xiàn)ET(Q13)變成導通，同時FET(Q14)截止，故FET(Q13、Q14)的連接點的電壓VB1，如圖2所示，變成電壓+VDD。反之，在+PB1＝“L”時，-PB1＝“H”，F(xiàn)ET(Q13)變成截止，同時FET(Q14)導通，所以VB1＝0。
然后，在VA1＝+VDD、而且VB1＝0的期間中，如圖1及圖2所示，電流i從FET(Q11、Q12)的連接點起，通過低通濾波器50→揚聲器2→低通濾波器60的路徑，流向FET(Q13、Q14)的連接點。
另外，在VA1＝0、而且VB1＝+VDD的期間中，電流i從FET(Q13、Q14)的連接點起，通過低通濾波器60→揚聲器2→低通濾波器50的路徑，反向流向FET(Q11、Q12)的連接點。再在VA1＝VB1＝+VDD的期間及VA1＝VB1＝0的期間中，無電流i流過。即推挽電路30、40構成BTL(Bridge-Tied Load橋接負載)電路。
然后，在有電流i流動的期間，與原來的驅動信號+PA1、+PB1上升的期間對應變化，同時，電流i流過揚聲器2時，利用低通濾波器50、60對電流i進行積分，結果，流過揚聲器2的電流i為與輸入信號Pin所表示的電平對應的模擬電流，成為經(jīng)功率放大后的電流。即功率放大過的輸出供給揚聲器2。
這樣，利用第1實施形態(tài)的第1驅動信號生成方式，圖1的驅動信號發(fā)生器10、20和圖4示出的構成電路等效動作。因而，由于D類功率放大器1的FET(Q11、Q14)與輸入的數(shù)字音頻信號Pin對應來接通斷開電源電壓VDD，進行功率放大，所以能得到效率高、功率大的輸出。
但是，執(zhí)行所述第1驅動信號生成方式具有如圖4示出的構成電路那樣功能的圖1的驅動信號發(fā)生器10、20的D類功率放大器1，由于高速接通斷開電源電壓+VDD來形成輸出電壓VA1、VB1，故輸出電壓VA1、VB1的前沿及后沿會產(chǎn)生輻射。而且由于其開關動作時，電源電壓+VDD例如為20~50V的高電壓，所以其輻射也相當大。另外，驅動信號+PA1、+PB1的載頻fc如上所述，例如為768kHz，其恰好位于中波的廣播波段例如AM無線廣播波段中。
因此，若上述的D類功率放大器1如象汽車音響那樣和AM廣播接收設備做成一體，或配置在AM廣播接收設備附近，則由輸出電壓VA1、VB1的前沿及后沿產(chǎn)生的輻射會根據(jù)AM廣播的接收頻率而干擾其接收。
因而，D類功率放大器1除了所述第1驅動信號生成方式外，還能根據(jù)調(diào)諧部3的接收頻率，由控制部70選擇以下將說明的第2驅動信號生成方式，讓驅動信號發(fā)生器10及20執(zhí)行。
若按照第2驅動信號生成方式(第1實施形態(tài)的第2驅動信號生成方式)，則驅動信號發(fā)生器10將通過輸入端子Tin所供給的數(shù)字音頻信號Pin變換成圖5所示的驅動信號+PA2。另外，驅動信號發(fā)生器20將所述數(shù)字音頻信號Pin變換成圖5示出的驅動信號+PB2。在該第1實施形態(tài)的第2驅動信號生成方式中，驅動信號由PWM信號形成。
然后，為了生成這樣的驅動信號+PA2、+PB2，第1實施形態(tài)的第2種信號生成方式在所述驅動信號發(fā)生器10及驅動信號發(fā)生器20中，正像和圖6所示的電路等效動作。
通過執(zhí)行所述第2驅動信號生成方式，驅動信號發(fā)生器10變成和具有圖6示出的PWM調(diào)制電路11、及驅動電路13的構成相同。PWM調(diào)制電路11為和所述圖4示出的構成相同的構成，例如將16bit的音頻信號變換成圖5的PWM信號+PA1。另外，驅動電路13將所述PWM調(diào)制信號+PA1或其反相信號-PA1變換成圖5所示的驅動信號+PA2、-PA2，再分別供給構成推挽電路40的一對n溝道MOS-FET(Q11、Q12)的柵極。
PWM調(diào)制電路11的構成如前所述，故其說明省略。用移位寄存器113形成為串行信號的驅動信號+PA2供給驅動電路13。
另外，通過執(zhí)行上述第2驅動信號生成方式，驅動信號發(fā)生器20變成與由圖6示出的PWM調(diào)制電路21和驅動電路23組成的構成相同。PWM調(diào)制電路21為和前述圖4所示的構成相同的構成，例如將16bit的音頻信號變換成圖5的PWM信號+PB1。另外，驅動電路23將所述PWM調(diào)制信號+PB1或其反相信號-PB1變換成圖5示出的驅動信號+PB2、-PB2，將它們分別供給構成推挽電路50的一對n溝道MOS-FET(Q13、Q14)的柵極。
PWM調(diào)制電路21的構成如前所述，其說明省略。用移位寄存器213形成為串行信號的驅動信號+PB1供給驅動電路23。
驅動電路13及驅動電路23為了生成驅動信號+PA2、-PA2及驅動信號+PB2、-PB2，采用如圖6所示的構成。即，PWM信號+PA1供給選擇電路131、232，同時還供給反相器135，形成電平反相后的PWM信號-PA1。該PWM信號-PA1供給選擇電路132及231。另外，PWM信號+PB1供給選擇電路231及132，同時還供給反相器235，形成電平反相后的PWM信號-PB1。該PWM信號-PB1供給選擇電路232、選擇電路131。
再如圖5所示，從控制部70的同步信號形成電路在每1個周期期間Ti(i＝1，2，3，4...)取出電平的反相信號PC，該信號PC分別作為切換控制信號供給選擇電路131、132、231、232。
這樣，從選擇器131、132，在PC＝“H”的期間T1、T3中，如圖5所示取出信號+PA1-PA1作為驅動電壓+PA2、-PA2，在PC＝“L”的期間T2、T4中，如圖5所示取出信號-PB1、+PB1作為驅動電壓+PA2、-PA2。
另外，從選擇器231、232，在PC＝“H”的期間T1、T3中，如圖5所示取出信號+PB1、-PB1作為驅動電壓+PB2、-PB2，在PC＝“L”的期間T2、T4中，如圖5所示取出信號-PA1、+PA1作為驅動電壓+PB1、-PB2。
然后，這些驅動電壓+PA2、-PA2、+PB2、-PB2在利用觸發(fā)電路133、134、233、234進行整形后，驅動電壓+PA2、-PA2再分別供給構成前述推挽電路30的FET(Q11、Q12)的柵極。另外，驅動電壓+PB2、-PB2也分別供給構成前述推挽電路40的FET(Q13、Q14)的柵極。
然后，如圖5所示，在+PA2＝“H”時，-PA2＝“L”，F(xiàn)ET(Q11)導通，同時FET(Q12)截止，故FET(Q11、Q12)的連接點的電壓VA2變成電壓+VDD。反之，在+PA2＝“L”時，-PA2＝“H”，F(xiàn)ET(Q11)截止，同時FET(Q12)導通，故VA2＝0。
同樣，在+PB2＝“H”時，-PB2＝“L”，F(xiàn)ET(Q13)導通，同時FET(Q14)截止，故FET(Q13、Q14)的連接點的電壓VB2為電壓+VDD。反之，在+PB2＝“L”時，-PB2＝“H”，F(xiàn)ET(Q13)截止，同時FET(Q14)導通，故VB2＝0。
然后，在VA2＝+VDD、而且VB2＝0的期間中，如圖1及圖5所示，電流i從FET(Q11、Q12)的連接點起，通過低通濾波器50→揚聲器2→低通濾波器60的路徑，流向FET(Q13、Q14)的連接點。
又，在VA2＝0、而且VB2＝+VDD的期間中，電流i從FET(Q13、Q14)的連接點起，通過低通濾波器60→場聲器2→低通濾波器50的路徑，反向流向FET(Q11、Q12)的連接點。再在VA2＝VB2＝+VDD的期間及VA2＝VB2＝0的期間中，無電流i流過。即推挽電路30、40就構成BTL電路。
然后，電流i的流動期間與原來的PWM信號+PA1、+PB1上升的期間對應變化，同時，電流i流過揚聲器2時，因電流i利用低通濾波器50、60進行積分，故結果，流過揚聲器2的電流i為與輸入信號Pin所表示的電平對應的模擬電流，成為經(jīng)功率放大后的電流。即功率放大后的輸出供給揚聲器2。
這樣利用所述第2驅動信號生成方式具有如圖6的電路那樣功能的圖1的驅動信號發(fā)生器10及20的D類功率放大器，雖然靠開關動作進行功率放大，但如圖5所示，即使PWM信號+PA1、+PB1在每1個周期期間Ti的開始點上升，但輸出電壓VA2、VB2不會在每1個周期期間Ti的開始時刻上升，輸出電壓VA2、VB2的前沿及后沿的數(shù)量變成前述圖2示出的輸出電壓VA1、VB1的前沿及后沿的數(shù)量的1/2。因此，能降低由于輸出電壓VA2、VB2的變化而產(chǎn)生的輻射。
以下，利用圖7、圖8說明由所述第1驅動信號生成方式得到的輸出電壓VA1的信號和由所述第2驅動信號生成方式得到的輸出電壓VA2間的頻譜測量結果之差異。圖7表示與輸出電壓VA1的信號頻率變化相對應的所述信號強度的變化。圖8表示與輸出電壓VA2的信號頻率變化相對應的所述信號強度的變化。
在采用所述第1驅動信號生成方式時，如圖7所示，在載頻fc(＝1/Ti＝768kHz)附近，由于所述輻射的影響信號而強度集中，產(chǎn)生相當大的峰值P0。由此，在采用所述第1驅動信號生成方式時，在接收AM廣播的AM調(diào)諧器中會干擾以768kHz為中心的接收頻帶。以fc/2(＝384kHz或3fc/2(1152kHz)的頻率不會產(chǎn)生妨礙AM接收頻帶那樣的信號強度集中。
采用所述第2驅動信號生成方式時，如圖8所示，按照fc/2(384kHz)、fc＝(768kHz)、3fc/2(＝1152kHz)的頻率來分散信號強度。雖然在fc/2(＝384kHz)、3fc/2(1152kHz)產(chǎn)生接近所述峰值P0大小的峰值P3、P2，但在fc(＝768kHz)產(chǎn)生比所述峰值P0小的峰值P1。
因而，若在AM廣播的接收頻率接近fc(768kHz)那樣的時候，采用圖8示出的頻譜的所述第2驅動信號生成方式，而在AM廣播的接收頻率接近fc/2(＝384kHz)、3fc/2(1152kHz)那樣的時候，采用所述第1驅動信號生成方式，則能減輕輻射對AM廣播接收信號的干擾。
實際上，由于AM廣播的接收頻率在500kHz~1700kHz的范圍內(nèi)，因此所述fc/2(＝384kHz)可不予考慮。而且，如留有余地對圖7示出的fc/2(＝768kHz)附近進行限制，則最好在AM調(diào)諧器接收高于900kHz的頻率時，采用所述第1驅動信號生成方式，在接收等于低于900kHz的頻率時，采用所述第2驅動信號生成方式。
由此，控制部70經(jīng)常以手動或自動方式檢測調(diào)諧部3的接收頻率是否等于小于900kHz，在等于小于900kHz時，選擇所述第2驅動信號生成方式，使驅動信號發(fā)生器10及20動作，在接收頻率高于900kHz時，選擇所述第1驅動信號生成方式進行動作。由此，用本實施形態(tài)的D類功率放大器1能減輕對接收AM廣播的調(diào)諧部3的接收干擾。
另外，該第1實施形態(tài)中，因為只要切換用驅動信號發(fā)生器10及驅動信號發(fā)生器20那樣的數(shù)字電路進行的PWM調(diào)制的驅動信號生成方式，所以能使用時間精度高的晶體振蕩器等時鐘，不會使音頻特性惡化。
還有，在前述圖1中，是為采用兩個驅動信號發(fā)生器10及驅動信號發(fā)生器20而構成的，但也可以用一個數(shù)字信號處理裝置(DSP)來構成。通過這樣，系統(tǒng)能夠簡化，并減少對接收的干擾。
上述第1實施形態(tài)中，雖然是將功率放大器的輸出級作為BTL電路的例子，但是也可以為單端電路。圖9中，表示這樣功率放大器的一種形態(tài)即第2實施形態(tài)。
即，在成為圖9示出的第2實施形態(tài)的D類功率放大器300中，通過輸入端子Tin例如輸入16bit的數(shù)字音頻信號Pin。驅動信號發(fā)生器301也根據(jù)兩種驅動信號生成方式，產(chǎn)生兩種驅動信號P1-1、及P2-1或P1-2及P2-2。
驅動信號發(fā)生器301產(chǎn)生的兩種驅動信號P1-1及P2-1或P2-1及P2-2，分別供給一對開關元件、例如n溝道MOS-FET(Q21、Q22)的柵極。
這時，F(xiàn)ET(Q21、Q22)構成推挽電路304，F(xiàn)ET(Q21)的漏極接電源端子TPWR，其源極接FET(Q22)的漏極，該FET(Q22)的源極接地。另外，穩(wěn)壓后的直流電壓+VDD作為電源電壓供給電源端子TPWR。還有，電壓+VDD例如為20V~50V。
構成推挽電路304的FET(Q21)的源極及FET(Q22)的漏極通過耦合電容C及低通濾波器(LPF)302，與位于D類功率放大器300外部的揚聲器320的一端連接。該揚聲器320的另一端接地。
另外，驅動信號發(fā)生器301使用的驅動信號生成方式由控制器303根據(jù)調(diào)諧部330的接收頻率進行選擇。即，控制部303根據(jù)調(diào)諧部330的接收頻率選擇驅動信號生成方式，根據(jù)所選擇的驅動信號生成方式，驅動信號發(fā)生器301擇情產(chǎn)生兩種驅動信號。
以下，具體說明由驅動信號發(fā)生器301進行的兩種驅動信號生成方式的具體例子。首先，若按照第1驅動信號生成方式(第2實施形態(tài)的第1驅動信號生成方式)，則驅動信號發(fā)生器301將通過輸入端子Tin供給的數(shù)字音頻信號Pin變換成圖10所示的PWM信號+PA、PWM信號+PB。
這時，PWM信號+PA及+PB的脈寬與輸入信號Pin所表示的電平(對信號Pin作D/A變換后的信號的瞬時電平。以下相同)相對應變化，但如前述的圖3所示，一方的PWM信號+PA的脈寬為與輸入信號Pin所表示的電平對應的大小，另一方的PWM信號+PB的脈寬為與輸入信號Pin所表示的電平的補碼對應的大小。另外，PWM信號+PA、+PB其上升時刻固定在PWM信號+PA、+PB的1個周期期間Ti(i＝1，2，3，4...)的開始時刻，其下降時刻與輸入信號Pin所表示的電平對應變化。
再有，設PWM信號+PA、+PB的載頻fc＝(1/Ti)為輸入數(shù)字音頻信號Pin的采樣頻率fs的例如16倍，如取fs＝48kHz，則fc＝16fs＝16×48kHz＝768kHz。
然后，為了生成這樣的PWM信號+PA、+PB，所述第2實施形態(tài)的第1驅動信號生成方式在所述驅動信號發(fā)生器301內(nèi)正像和圖11所示的電路等效動作。
驅動信號發(fā)生器301由圖11示出的PWM調(diào)制電路3010、PWM調(diào)制電路3011、驅動電路3012、及反相器3013組成。
PWM調(diào)制電路3010將所述音頻信號變換成圖10的PWM信號+PA，供給驅動電路3012。PWM調(diào)制電路3011將所述音頻信號變換成圖10所示的PWM信號+PB后，供給反相器3013。反相器3013將該PWM信號+PB的電平反相后的PWM信號-PB供給驅動電路3012。
驅動電路3012在由控制部303選擇所述第2實施形態(tài)的第1驅動信號生成方式時，將PWM信號+PA及其反相信號-PA作為圖10示出的驅動信號P1-1及P2-1，供給構成所述推挽電路304的FETQ21、Q22的柵極。
于是，在P1-1＝“H”時，P2-1＝“L”，F(xiàn)ET(Q21)導通，同時FET(Q22)截止，F(xiàn)ET(Q21、Q22)連接點的電壓VA1如圖10所示，變成電壓+VDD。另外，相反，在P1-1＝“L”時，P2-1＝“H”，F(xiàn)ET(Q21)截止，同時FET(Q22)導通，故VA1＝0。
然后，在VA1＝+VDD的期間，如圖9所示，電流i從FET(Q21、Q22)的連接點開始，通過低通濾波器302→揚聲器320→接地的路徑流動。
電流i流動的期間，與原來的PWM信號+PA的上升時間相對應變化，同時在電流i流過揚聲器320時，因電流i利用低通濾波器302進行積分，結果，流過揚聲器320的電流為與輸入信號Pin所表示的電平對應的模擬電流，成為經(jīng)功率放大后的電流。功率放大后的輸出供給揚聲器320。
這樣，利用所述第2實施形態(tài)的第1驅動信號生成方式，具有和圖11構成的電路那樣功能的圖9的驅動信號發(fā)生器301的D類功率放大器300動作。但這時，F(xiàn)ET(Q21、Q22)由于與輸入的數(shù)字音頻信號Pin對應來接通斷開電源電壓VDD，進行功率放大，所以效率高，輸出功率也大。
但是，按照所述第2實施形態(tài)的第1驅動信號生成方式動作、具有如圖11構成的電路那樣功能的圖9的驅動信號發(fā)生器301的D類功率放大器300，因高速接通斷開電源電壓+VDD來形成輸出電壓VA1，故由于輸出電壓VA1的前沿及后沿會產(chǎn)生輻射。而且，其接通斷開時，由于電源電壓+VDD例如為20V~50V的高電壓，所以其輻射也相當大。另外，PWM信號+PA的載頻fc如上所述例如為768kHz，該頻率位于中波的波段例如AM廣播波段中。
因此，上述的D類功率放大器300如汽車音響等那樣和AM廣播接收設備做成一體，或配置在AM廣播接收設備附近，則由于輸出電壓VA1的前沿及后沿產(chǎn)生的輻射會干擾AM廣播的接收。
因而，該D類功率放大器300除了所述第2實施形態(tài)的第1驅動信號生成方式之外，還根據(jù)調(diào)諧部330的接收頻率，由控制器303選擇以下要說明的第2實施形態(tài)的第2驅動信號生成方式，讓驅動信號發(fā)生器301執(zhí)行。
若按照該第2驅動信號生成方式，則驅動信號發(fā)生器301將通過輸入端子Tin供給的數(shù)字音頻信號Pin變換成圖12示出的PWM信號+PA。另外，驅動信號發(fā)生器301將所述數(shù)字音頻信號Pin作為圖12示出的PWM信號+PB，再使其電平反相，生成PWM信號-PB。再有，該驅動信號發(fā)生器301采用這些PWM信號+PA、PWM信號-PA，生成圖12示出的驅動信號P1-2、P2-2。
然后，為了生成這樣的驅動信號P1-2、P2-2，所述第2驅動信號生成方式在所述驅動信號發(fā)生器301內(nèi)，正像和前述圖11示出的電路等效動作。
在該圖11的電路中，驅動電路3012在由控制部303選擇第2驅動信號生成方式時，如圖12所示，將PWM信號+PA及-PB在每一個周期期間Ti交替地取出，生成驅動信號P1-2。驅動信號P2-2為將驅動信號P1-2的電平反相后的信號。這些驅動信號P1-2及P2-2供給構成所述推挽電路304的FET Q21、Q22的柵極。
于是，在P1-2＝“H”時，P2-2＝“L”，F(xiàn)ET(Q21)導通，同時，F(xiàn)ET(Q22)截止，故FET(Q21、Q22)的連接點的電壓VA2如圖12所示，變成電壓+VDD。另外，相反，在P1-2＝“L”時，P2-2＝“H”，F(xiàn)ET(Q21)截止，同時，F(xiàn)ET(Q22)導通，故VA2＝0。
然后，在VA2＝+VDD的期間，如圖9所示，電流i從FET(Q21、Q22)的連接點開始，通過低通濾波器302→揚聲器320→接地的路徑流動。
電流i流動的期間與原來的PWM信號+PA上升期間對應變化，同時，電流i流過揚聲器320時，由于電流i利用低通濾波器302進行積分，結果，流過揚聲器320的電流為與輸入信號Pin所表示的電平對應的模擬電流，成為經(jīng)功率放大后的電流。即，功率放大后的輸出供給揚聲器320。
這樣，通過執(zhí)行所述第2驅動信號生成方式，具有如圖11構成的電路那樣功能的圖9示出的驅動信號發(fā)生器301的D類功率放大器300通過開關動作進行功率放大。再如圖12所示，PWM信號+PA、-PB在1個周期期間Ti的每個開始時刻即使上升或下降，但輸出電壓VA2在1個周期期間Ti的每個開始時刻不會上升，輸出電壓VA2的前沿及后沿的數(shù)量為所述圖10示出的輸出電壓VA1的前沿及后沿的數(shù)量的1/2。因此，能減少因輸出電壓的變化所產(chǎn)生的輻射。
然后，如前述采用圖7及圖8說明過的那樣，如根據(jù)AM廣播的接收頻率，選擇切換該第2實施形態(tài)的第1驅動信號生成方式及第2驅動信號生成方式，則能減輕對接收的干擾。
另外，該例中，由于只對驅動信號發(fā)生器301那樣的數(shù)字電路執(zhí)行的PWM調(diào)制的驅動信號生成方式進行切換，所以驅動信號發(fā)生器能用時間精度高的晶體振蕩器等時鐘進行動作。
還有，所述圖9的D類功率放大器的輸出級為單端電路，是對推挽電路304的電源電壓僅采用直流電壓+VDD的例子，但也可以是如圖13所示的D類功率放大器，其推挽電路304使用正負電源+VDD、-VDD。
圖13中，推挽電路304的FET(Q21)的漏極接正的電源端子TPWR+，F(xiàn)ET(Q22)的源極接負的電源端子TPWR-，正負一對的直流電壓+VDD、-VDD作為電源電壓供給電源端子TPWR+、TPWR-。
因此，具有圖13示出的主要部分的D類功率放大器如用所述第2驅動信號生成方式驅動，則推挽電路304的輸出電壓VA2變成與驅動電壓P1-2、P2-2對應的如圖14示出的波形，揚聲器320中就流過與輸入信號Pin對應的極性及大小的電流i，進行功率放大。
當然，該D類功率放大器也同樣，PWM信號+PA、-PB在1個周期期間Ti的每個開始時刻即使上升或下降，但輸出電壓VA2在1個周期期間Ti的每個開始時刻不會上升，輸出電壓VA2的前沿及后沿的數(shù)量成為所述圖10示出的輸出電壓VA1的前沿及后沿的數(shù)量的1/2。因此，能減少由于輸出電壓VA2的變化所產(chǎn)生的輻射。
而且，如前述采用圖7及圖8說明過的那樣，如根據(jù)AM廣播的接收頻率切換第1驅動信號生成方式及第2驅動信號生成方式，則能減輕對接收的干擾。
另外，該例中也同樣，由于切換用數(shù)字電路執(zhí)行的PWM調(diào)制的驅動信號生成方式，故驅動信號發(fā)生器能以時間精度高的晶體振蕩器等的時鐘動作。
但是，如用所述圖9示出的構成，在所述第1種及第2驅動信號生成方式中，在任何情況下供給揚聲器320的電流波形在1個周期期間Ti內(nèi)，時間的重心會產(chǎn)生偏移，相位發(fā)生失真。這里所謂時間的重心沒有偏移，說的是波形的峰值位于1個周期期間的中心的情況。該例中，波形在每個周期中是靠右側或左側，雖然每一個周期期間Ti出現(xiàn)想表示的電平，但特性變壞。
因此，在所述圖9所示的輸出級是單端電路的構成中，在驅動信號發(fā)生器產(chǎn)生PWM信號時，可以考慮與輸入信號Pin的電平對應從1個周期期間的兩側開始使脈寬改變來進行調(diào)制。因為是從1個周期期間的兩側開始進行調(diào)制，所以稱其為兩側調(diào)制。該兩側調(diào)制也是一種生成在1個周期期間內(nèi)各有1次前沿和后沿的驅動信號的驅動信號生成方式。根據(jù)由該兩側調(diào)制得到的PWM信號PDA，生成推挽電路304的驅動信號，再將該驅動信號供給FET(Q21、Q22)，從而能在1個周期期間Ti內(nèi)生成與時間的重心一致的輸出電壓V。
這樣，根據(jù)從該兩側調(diào)制得到的PWM信號來生成驅動信號的方式，即使所述輸出級為單端電路的構成，仍能得到無相位失真的特性。根據(jù)按照該兩側調(diào)制的驅動信號生成方式，必須從1個周期期間的兩側開始根據(jù)所述輸入信號來控制脈沖的寬度，控制就稍微變得復雜，但是，作為第1驅動信號生成方式也可以考慮采用這種兩側調(diào)制方式。
還有，本發(fā)明不限于參照

過的上述實施例，只要不超出后附的權利要求的范圍及其宗旨，可以作各種變更、置換或其等同的形態(tài)，這一點對于業(yè)內(nèi)人士是可以理解的。
工業(yè)上的實用性根據(jù)本發(fā)明，由于按照無線廣播接收用的調(diào)諧裝置的接收頻率有選擇地切換驅動信號生成單元的驅動信號生成方式，根據(jù)依照該有選擇地切換后的驅動信號生成方式所生成的驅動信號，推挽單元得到輸出信號，并從該輸出信號得到功率放大信號，所以即使不改變載頻，也能制止不需要的輻射，減輕對調(diào)諧器接收的干擾。
權利要求
1.一種功率放大裝置，具有將至少一對開關元件進行推挽連接而成的推挽單元、并采用該推挽單元放大輸入信號功率，其特征在于，包括產(chǎn)生用脈寬表示所述輸入信號電平的脈寬調(diào)制信號、并根據(jù)該脈寬調(diào)制信號生成供給所述推挽單元的驅動信號的驅動信號生成單元，所述推挽單元按照有選擇地切換的驅動信號生成方式所生成的驅動信號，生成輸出信號，從該輸出信號得到功率放大信號。
2.如權利要求1所述的功率放大裝置，其特征在于，根據(jù)無線廣播接收用調(diào)諧裝置的接收頻率，有選擇地切換所述驅動信號生成單元的驅動信號生成方式。
3.如權利要求1所述的功率放大裝置，其特征在于所述驅動信號生成方式由兩種方式組成，即由生成在所述脈寬調(diào)制信號的各1個周期期間的分隔時刻而變化的驅動信號的第1種方式、及生成在所述各1個周期期間的分隔時刻不變化的驅動信號的第2種方式組成，
4.如權利要求1所述的功率放大裝置，其特征在于，具有兩個所述推挽單元，并且具有兩個向兩個所述推挽單元分別供給所述驅動信號的驅動信號生成單元。
5.如權利要求4所述的功率放大裝置，其特征在于，通過向所述兩個推挽單元供給由所述兩個驅動信號生成單元各自生成的驅動信號，得到兩個輸出信號，根據(jù)所得到的兩個輸出信號，得到功率放大信號。
6.如權利要求5所述的功率放大裝置，其特征在于，所述驅動信號生成方式由兩種方式組成，即由生成在所述脈寬調(diào)制信號的各1個周期期間的分隔時刻而變化的驅動信號的第1種方式、和在所述各1個周期期間的分隔時刻不變化的驅動信號的第2種方式組成。
全文摘要
D類功率放大器(1)通過與輸入的數(shù)字音頻信號P
文檔編號H03F3/30GK1663117SQ0381424
公開日2005年8月31日 申請日期2003年5月1日 優(yōu)先權日2002年5月13日
發(fā)明者大栗一敦, 增田稔彥 申請人:索尼株式會社