專利名稱：數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器，它包括在特定采樣頻率上操作的西格馬德爾塔調(diào)制器，所述西格馬德爾塔調(diào)制器在反饋環(huán)中依次包括比較器，離散時間低通濾波器和量化器，其中比較器被安排來比較量化器的輸出和被轉(zhuǎn)換的輸入信號。這樣的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器可以從以下文獻(xiàn)獲知，″使用西格馬德爾塔調(diào)制器調(diào)制和比特翻轉(zhuǎn)的數(shù)字功率放大器″作者是J.美國聲頻工程學(xué)會中的A.J.Margrath和M.B.Sandler，Vol.45，No 6，pp 476-487，June 1997。
本發(fā)明特別地而不是唯一地對驅(qū)動切換功率放大器(D類放大器)感興趣。這些放大器例如用于汽車驅(qū)動器、供給調(diào)節(jié)器和聲頻放大器。傳統(tǒng)的D類放大器使用模擬脈沖寬度調(diào)制器。然而，因為當(dāng)今的信號常常在數(shù)字域中可用和被處理，所以需要數(shù)字脈沖寬度調(diào)制器。問題是，數(shù)字脈沖寬度調(diào)制器遭受了大量來自采樣器的信號失真，在數(shù)字脈沖寬度調(diào)制器中發(fā)生了將信號幅度直接轉(zhuǎn)換為具有成比例寬度的脈沖。有可能通過采用很高的采樣頻率來降低這個失真，然而這樣做的缺點是需要非常復(fù)雜和昂貴的電路。
上述問題的解決方法是通過西格馬德爾塔調(diào)制器將數(shù)字PCM輸入信號轉(zhuǎn)換成脈沖密度調(diào)制信號。然后，西格馬德爾塔調(diào)制器的輸出脈沖被用于開關(guān)功率放大器，它用作1-比特D/A轉(zhuǎn)換器，并且功率放大器的輸出被用于低通濾波裝置，它全部或部分地由功率放大器的負(fù)載組成。然而，傳統(tǒng)西格馬德爾塔調(diào)制器的問題是脈沖密度調(diào)制信號比起脈沖寬度調(diào)制信號具有高很多的開關(guān)頻率。這個限制了它們的用途，尤其是在功率轉(zhuǎn)換器中，因為在D類放大器中的功率損耗與開關(guān)脈沖波前的數(shù)目成比例地增加。在前面的文獻(xiàn)中，提出了一個方法，它使用在西格馬德爾塔調(diào)制器周圍的獨立的控制器來迫使西格馬德爾塔調(diào)制器產(chǎn)生低頻脈沖模式。這個方法被稱為“比特翻轉(zhuǎn)”以及它導(dǎo)致非常有希望的結(jié)果，但是伴隨有增加電路復(fù)雜性這樣的缺點。
本發(fā)明的一個目的是迫使西格馬德爾塔調(diào)制器產(chǎn)生低頻脈沖模式，而又比所述文獻(xiàn)的解決方法低很多的電路復(fù)雜性，同時在選擇脈沖模式的平均長度上具有很大的靈活性，因此根據(jù)本發(fā)明的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器特征在于，為了降低西格馬德爾塔調(diào)制器的空閑振蕩頻率，時間離散低通濾波器被安排來具有180°相位的時延和在一個頻率處的正群時延，該頻率至少比采樣頻率(fs)小4倍。群時延通常被定義為相位比上頻率特性的斜率的負(fù)值。因此，這意味著根據(jù)本發(fā)明，相位比上頻率特性以向下增加頻率的方式在一個頻率處通過180°水平，該頻率至少比采樣頻率(fs)小4倍。
理論上，各個西格馬德爾塔調(diào)制器產(chǎn)生振蕩模式，常被稱為“限制周期”。跟隨著比較器的具有單個積分器的模擬西格馬德爾塔調(diào)制器理論上在無限頻率處啟動振蕩以及平均輸出信號將等于輸入信號。具有零輸入信號的等價數(shù)字西格馬德爾塔調(diào)制器將在大概采樣頻率一半處啟動振蕩，這是由于時間離散積分器的內(nèi)部時延。本發(fā)明的思想是，通過適當(dāng)?shù)貥?biāo)稱時間離散低通濾波器，迫使西格馬德爾塔調(diào)制器在一個頻率處振蕩，該頻率大大低于在沒有“比特翻轉(zhuǎn)”的現(xiàn)有的西格馬德爾塔調(diào)制器的情況下的頻率，以及在振蕩頻率中的這個降低導(dǎo)致在西格馬德爾塔調(diào)制器的輸出中更寬的脈沖波形并相應(yīng)地導(dǎo)致更小的開關(guān)脈沖波前。
例如，在用于具有標(biāo)準(zhǔn)的CD-音頻采樣速率44.1KHz的音頻信號的西格馬德爾塔調(diào)制器中，該44.1KHz首先被向上采樣到采樣速率fs為256×44.1KHz，平均采樣頻率可以從fs/2＝128×44.1KHz降低到大概8×44.1KHz，也就是，被因數(shù)16相除。這個應(yīng)用中的下面描述的實施例是基于這些頻率圖形的。
根據(jù)本發(fā)明的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的最重要的優(yōu)點是低很多的開關(guān)頻率相應(yīng)降低了能量消耗，尤其當(dāng)轉(zhuǎn)換器被用來驅(qū)動D類功率放大器時。另外，較低的開關(guān)頻率使得本發(fā)明的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器對與1-比特轉(zhuǎn)換器相關(guān)的最重要的問題，即碼間干擾(ISI)和時鐘跳動缺少敏感。脈沖的平均寬度大大的大于現(xiàn)有技術(shù)中的1-比特轉(zhuǎn)換器，因此脈沖寬度的相關(guān)變化由于在開關(guān)瞬間的差別而變小。另外，提出的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率更加穩(wěn)定，也就是，比傳統(tǒng)數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率更少地依賴輸入信號。因此在本發(fā)明的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器后面的模擬后端將生成較少的諧波失真。利用本發(fā)明，最大的開關(guān)不準(zhǔn)確度導(dǎo)致噪音層的增加，更不用說諧波失真的增加了。
根據(jù)本發(fā)明的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的優(yōu)選實施例特征在于，其中時間離散低通濾波器的傳遞函數(shù)包括，在它的復(fù)z-平面中，多個極點在所述平面的單位圓的點(1；0)處或在其附近，以及一個附加極點在所述平面的正實軸上，值在0.20到0.92之間，用來降低西格馬德爾塔調(diào)制器的空閑振蕩頻率。所述的多個極點以公知的方式來布置，從而獲得適合的低頻通帶，例如具有Butterworth和Chebyshev特性，和非常陡的衰減。這些極點主要工作在被轉(zhuǎn)換的信號的基帶中并且非常有助于噪音整形，也就是，在所述基帶中噪音功率的降低。在實軸上的附加極點主要工作在更高頻帶中并且決定平均頻率，在該頻率處環(huán)路將振蕩，也就是脈沖波形的平均長度。在下面的例子中，這個極點位于復(fù)z-平面的點(0.88；0)處。將附加極點布置到遠(yuǎn)離點(1；0)的地方將增加振蕩頻率，也就是，附加極點離點(1；0)越遠(yuǎn)，極點在脈沖波形上的影響越少。如果想更進(jìn)一步地降低振蕩頻率，極點必須布置在靠近點(1；0)的地方，然而任何比大約0.92更大的移動將導(dǎo)致極點太靠近點(1；0)，以及導(dǎo)致極點喪失對振蕩模式的任何控制。
優(yōu)選地，本發(fā)明的DA-轉(zhuǎn)換器特征進(jìn)一步在于，其中時間離散低通濾波器的傳遞函數(shù)具有多個極點，比所述時間離散低通濾波器的零的數(shù)目至少大2。因為通常在數(shù)字西格馬德爾塔調(diào)制器中極點數(shù)目比零的數(shù)目大1，這意味著在沒有引入附加零的情況下附加極點被引入。零的位置是西格馬德爾塔調(diào)制器的穩(wěn)定性需求和噪音整形需求之間的妥協(xié)，并且當(dāng)在更低頻率處的更高階的特性被在中間頻率處的一階的特性所跟隨時，這個妥協(xié)最好被保留。通過添加附加極點而不引入附加零，獲得了在所述中間頻率上面的頻率范圍中的二階特性，同時保留了用于中間頻率的一階特性。然而，在某些情況中，有可能將附加零放在實軸的某一地方來改變?yōu)V波器的相位特性和振蕩頻率，而無須噪音整形特性顯著改變。
根據(jù)本發(fā)明的適合的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器特征在于，其中時間離散低通濾波器包括級聯(lián)的積分器，求和裝置用來求和所述積分器的通過系數(shù)乘法器的輸出，以構(gòu)成時間離散低通濾波器和與所述的級聯(lián)的積分器中的第一個串連在一起的單階低通濾波器部件的輸出，用來在復(fù)z-平面的實軸上產(chǎn)生所述附加的極點。低通濾波器部件可以被設(shè)置在第一個積分器的前面或后面，但是如果零的相加應(yīng)該避免，應(yīng)被設(shè)置在到求和裝置的第一抽頭之前。必須注意到可選擇地，低通濾波器部件可以位于求和裝置的輸出上。也可以注意到只要不脫離本發(fā)明的范圍，一些或所有零可以通過將量化器的輸出反饋到在時間離散低通濾波器中的一個或多個點而得到。
更進(jìn)一步地認(rèn)識到本發(fā)明的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器不限于將數(shù)字PCM數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換到單-比特數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)，但是也可以被安排來將模擬數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換到單-比特數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)。這個轉(zhuǎn)換器可以包括，例如單-比特D/A轉(zhuǎn)換器，用于將量化器的輸出轉(zhuǎn)換為應(yīng)用于(模擬)比較器的模擬脈沖，并且包括采樣器，用來對比較器的模擬輸出采樣以及將這樣獲得的模擬采樣提供給時間離散低通濾波器。
本發(fā)明參照附圖被描述。其中

圖1描述了根據(jù)本發(fā)明的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的實施例的示意圖，圖2描述了在圖1的實施例中使用的數(shù)字低通濾波器的傳遞函數(shù)的振幅比頻率圖，和圖3描述了在圖1的實施例中使用的數(shù)字低通濾波器的傳遞函數(shù)的相位比頻率圖。
圖1的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器包括數(shù)字低通濾波器FD，它在它的輸入端通過可以是單個減法器的比較器G接收數(shù)字輸入信號U，例如，數(shù)字PCM-信號。數(shù)字低通濾波器的輸出信號V在一比特量化器中被量化以及量化器的輸出W被反饋回比較器G。因此，比較器將量化器輸出W從輸入信號U中減掉，差分信號U-W被傳遞到數(shù)字低通濾波器FD以及這個差分信號U-W的低頻含量用于量化器。量化器的輸出是一系列單比特脈沖，關(guān)于差分值該一系列單比特脈沖的值是+1或-1。比較器G，數(shù)字低通濾波器FD和量化器Q的結(jié)構(gòu)組成了離散時間西格馬德爾塔調(diào)制器，它將在PCM輸入信號和脈沖W低頻含量之間的差異保持為盡可能得小。因此，當(dāng)輸入信號值增加時，量化器的輸出中的+1脈沖的數(shù)目增加而-1脈沖的數(shù)目在減少。相等地，當(dāng)輸入信號值減少時，在量化器輸出中的+1脈沖的數(shù)目在減少而-1脈沖的數(shù)目在增加。西格馬德爾塔調(diào)制器的數(shù)字輸入信號U包括這些比特，它們的值是由比特位置決定的，也就是，較高有效位的比特和較低有效位的比特，所有數(shù)字輸出脈沖W具有相同有效位。和數(shù)字輸入比特形成對比，西格馬德爾塔調(diào)制器的數(shù)字輸出信號具有低頻含量，它基本匹配模擬信號含量以及這個模擬信號含量可以被適合的單個比特DA轉(zhuǎn)換器恢復(fù)，該轉(zhuǎn)換器后面跟著模擬低通濾波器。實際上單比特DA轉(zhuǎn)換器可以包含開關(guān)功率放大器(D類放大器)以及模擬低通濾波器可以包括一個或多個揚聲器。
西格馬德爾塔調(diào)制器的輸出信號W的總功率比基帶信號的功率大很多，這意味著在信號帶寬外部的某一頻帶必須被用來分發(fā)殘余輸出功率(噪聲功率)。為了充分地將這個噪聲功率整形成殘余頻帶，西格馬德爾塔調(diào)制器的數(shù)字低通濾波器必須是充分高次的。在圖1的裝置中，數(shù)字低通濾波器FD包括六個級聯(lián)的積分器I1到I6。各個積分器具有z-傳遞器1/(z-1)。積分器I1和I2的每個在復(fù)z-平面的單位圓上的點(1:0)處形成極點。積分器I3和I4也在點(1:0)處形成兩個極點，然而積分器I4的輸出，通過乘法器A1，依靠減法器S1從積分器I3的輸入中被減掉，這個方法導(dǎo)致了兩個極點中的一個的上移并且兩個極點中的另一個下移，從而獲得點中的共軛極點(1；sqrt(A1))。通過同樣的方法，在通到積分器I5的輸入中積分器I5和I6具有乘法器A2和減法器S2，以便在點中創(chuàng)造兩個共軛極點(1；sqrt(A2))。
六個積分器I1到I6的輸出的每一個被分別連接到系數(shù)乘法器C1到C6，并且這些系數(shù)乘法器的輸出在求和器中求和來構(gòu)成數(shù)字低通濾波器FD的輸出V。如公知的，這個結(jié)構(gòu)在數(shù)字低通濾波器的傳遞函數(shù)中創(chuàng)造了多個零。圖1的六個系數(shù)乘法器創(chuàng)造了五個零，它們在復(fù)z-平面的中的位置通過適合選擇系數(shù)C1到C6而被選擇。六個極點位于或接近復(fù)z-平面中的點(1；0)處并且被分布，以致它們保證在整個通帶上有充分的信噪比和在通帶上的傳遞特征中有足夠陡峭的邊緣。五個零被定位來獲得在高輸入信號值上的最佳穩(wěn)定性和在更高頻帶中的采樣噪聲的最佳整型。
圖1中的裝置更進(jìn)一步包括位于數(shù)字低通濾波器FD的輸入端口和積分器I1之間的低通濾波器部件L。低通濾波器部件L具有傳遞函數(shù)1/(z-B)以及例如可以使用后面跟著采樣時延的加法器，并且通過具有因數(shù)B的乘法器時延的輸出被反饋到加法器來實現(xiàn)。一個其輸出被1-B相乘然后被從其輸入中減掉的積分器也可實現(xiàn)它。低通濾波器部件L在復(fù)z-平面的水平軸上在點(B；0)處產(chǎn)生附加極點。部件L也可以位于積分器I1的后面，但是優(yōu)選地在到系數(shù)乘法器C1的抽頭之前，使得部件L不創(chuàng)造附加的零。利用部件L，低通濾波器FD是具有七個極點和五個零的7階。實際中被測試的裝置中的極點和零的位置位于下表中
積分器I3，I4和具有系數(shù)A1＝0.00011449的乘法器A1創(chuàng)造兩個共軛極點3和4。同等地，積分器I5，I6和具有系數(shù)A2＝0.00005625的乘法器A2創(chuàng)造兩個共軛極點5和6。極點1和2分別由積分器I1和I2產(chǎn)生以及極點7由具有B＝0.88的低通濾波器部件L產(chǎn)生。很明顯，極點1到6都位于復(fù)z-平面的點(1；0)處或在它的附近。這意味著這六個極點對位于小于0.01*fs/2的頻率，也就是語音基帶處的頻率或靠近語音基帶的頻率產(chǎn)生主要影響。因此與之相對，附加極點7位于離點(1；0)更遠(yuǎn)的地方，并且因此它的影響主要是對于從0.01*fs/2到1*fs/2的頻率。fs＝256*44.1KHz時，六個極點主要工作在56.5KHz以下，然而極點7主要工作在56.5KHz到5650KHz之間的頻率。優(yōu)選地，五個零離點(1；0)盡可能地遠(yuǎn)離點(1；0)，以便改善噪音整形，然而這個受限于穩(wěn)定性需求。在上述例子中，零被設(shè)置成使得在高階(第六)傳遞和低階(第一)傳遞之間的轉(zhuǎn)折點大約在80KHz處。
根據(jù)上述的極點2到6和零1到5的位置，系數(shù)C1到C6可以被計算。通過以下方法來做這件事，首先計算在極點5和6的位置處的系數(shù)C5和C6，然后根據(jù)已計算出來的系數(shù)C5和C6來計算在極點3和4的位置處的系數(shù)C3和C4，以及最后根據(jù)已計算的系數(shù)C3到C6來計算在極點2的位置處的系數(shù)C2。上述的極點和零的位置的結(jié)果如下所示；
實際上，系數(shù)C1到C6和系數(shù)A1和A2優(yōu)選地被轉(zhuǎn)換為這樣的版本，它具有2的冪次或2的冪次的求和，以便降低電路復(fù)雜性。
附加極點7的功能可以最后地如下解釋。西格馬德爾塔調(diào)制器反饋環(huán)路將一直振蕩。假設(shè)在大量采樣周期中數(shù)字輸入信號U是零。然后，在沒有極點7的情況下，量化器Q將輸出一個+1或-1交替的脈沖序列。換句話說環(huán)路在頻率fs＝5650KHz處振蕩。在其他輸入信號電平處，振蕩頻率為了產(chǎn)生例如+1，+1，-1，+1，+1，-1等或者+1，+1，+1，-1，-1，+1，+1，-1，-1這樣的不同脈沖波形而改變。附加極點7的函數(shù)降低振蕩頻率，也就是迫使西格馬德爾塔調(diào)制器產(chǎn)生更長的脈沖波形。例如，當(dāng)輸入信號值是零時，空閑頻率，也就是振蕩頻率可以下降到大約8*fs＝352.8KHz；這比初始空閑頻率低16倍。在零輸入信號值處的脈沖波形因此是十六個+1脈沖，十六個-1脈沖，十六個+1脈沖等，并且，因為這些脈沖是NRZ，這意味著被數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器驅(qū)動的功率放大器必須開關(guān)大于十六次，少于沒有附加極點7的情況。極點7的作用也可以由圖2和圖3來描述，它們描述了在0.01*fs/2和fs/2的區(qū)間內(nèi)在有和沒有極點7的情況下數(shù)字低通濾波器FD的傳遞函數(shù)的幅度比上頻率和相位比上頻率的特性。曲線I表示沒有低通濾波器部件L的情況下的這些特性而曲線II表示具有濾波器部件L的情況下的這些特性。從圖3的相位比上頻率特性可以看出，曲線I在fs/2處向下通過-π(180°)水平，同時曲線II在更低的頻率大約0.07*fs/2處向下通過這個水平。
注意到，上述的極點和零是數(shù)字低通濾波器FD的。與西格馬德爾塔調(diào)制器的振蕩表現(xiàn)更相關(guān)的是靠近西格馬德爾塔環(huán)路自己的極點。然而，在這個環(huán)路中的量化器是高度非線性的，這使得這樣的分析變得困難。環(huán)路的振蕩行為的近似值可以通過如下方法獲得，將量化器Q看作采樣噪聲源和具有信號獨立放大器因數(shù)的放大器。然后靠近環(huán)路的極點從低通濾波器(具有較低的放大器因數(shù))的極點移動到低通濾波器的零或者z-平面(具有較高的放大器因數(shù))的單位圓的外部。然后西格馬德爾塔調(diào)制器將在一個頻率處振蕩，該頻率大約與這樣的移動極點的軌跡和單位圓的交叉點對應(yīng)。這個軌跡，通常被稱為“根焦點”，可以采用例如MatLab工具來建立和分析。
權(quán)利要求
1.一種數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器，包括工作在特定采樣頻率(fs)處的西格馬德爾塔調(diào)制器，所述西格馬德爾塔調(diào)制器在反饋環(huán)路中依次包括比較器(G)，時間離散低通濾波器(FD)和量化器(Q)，其中，比較器(G)被安排來比較量化器的輸出和被轉(zhuǎn)換的輸入信號(U)，其特征在于，為了降低西格馬德爾塔調(diào)制器的空閑振蕩頻率，時間離散低通濾波器被安排來具有180°相位的時延和在一個頻率處的正群時延，該頻率至少比采樣頻率(fs)小4倍。
2.如權(quán)利要求1的數(shù)據(jù)比較器，其特征在于時間離散低通濾波器(FD)的傳遞函數(shù)在它的復(fù)z-平面中包括多個在所述平面的單位圓的點(1；0)處或附近的極點，以及一個在所述平面的正實軸上的附加極點，值在0.20到0.92之間，用來降低西格馬德爾塔調(diào)制器的空閑振蕩頻率。
3.如權(quán)利要求2的數(shù)據(jù)比較器，其特征在于時間離散低通濾波器(FD)的傳遞函數(shù)具有的極點數(shù)目超過所述時間離散低通濾波器的零的數(shù)目至少2個。
4.如權(quán)利要求3的數(shù)據(jù)比較器，其特征在于，其中時間離散低通濾波器(FD)包括級聯(lián)的積分器(I1到I6)，求和裝置(AD)，用來通過系數(shù)乘法器(C1到C6)對所述積分器的輸出求和，以構(gòu)成時間離散低通濾波器和與所述的級聯(lián)的積分器中的第一個串連在一起的單階低通濾波器部件(L)的輸出，用來在復(fù)z-平面的實軸上產(chǎn)生所述附加的極點。
全文摘要
數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器包括時間離散西格馬德爾塔調(diào)制器，例如用來驅(qū)動D類放大器。西格馬德爾塔調(diào)制器的低通濾波器通過以下方法被修改，為了獲得用于數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的輸出的增加的脈沖束，添加被合適定位的極點來降低西格馬德爾塔調(diào)制器的振蕩頻率(限制周期)。
文檔編號H03M7/32GK1689236SQ03824249
公開日2005年10月26日 申請日期2003年9月22日 優(yōu)先權(quán)日2002年10月18日
發(fā)明者D·欣克, P·A·C·M·紐坦 申請人:皇家飛利浦電子股份有限公司