專利名稱：經(jīng)脈沖寬度調(diào)制的噪聲整形器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及經(jīng)脈沖寬度調(diào)制的噪聲整形器(shaper)。這種噪聲整形器可以例如在音頻設(shè)備的數(shù)字放大器內(nèi)用來驅(qū)動揚聲器系統(tǒng)。


圖1A為示意性地示出了傳統(tǒng)的現(xiàn)有技術(shù)安排的方框圖。這種傳統(tǒng)的數(shù)字音頻放大器通常包括一個操作在Z域中的噪聲整形器10，后面接有一個脈沖寬度調(diào)制(PWM)電路20，該脈沖寬度調(diào)制(PWM)電路20是以均勻方式、在比要重現(xiàn)的最高頻率高幾倍的PWM重復(fù)率下進行采樣的那種類型。在加法器11的一個輸入端接收數(shù)字信號Sin，加法器11的輸出端耦合到量化器12的輸入端，由于PWM信號的邊緣只在一些預(yù)定的時刻出現(xiàn)，它所表示的是一個近似。比較器13將量化器12的輸入與輸出信號相比較，并將任何偏差或誤差∈耦合到有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器14的輸入端，濾波器14的輸出通過延遲器15耦合到加法器11，延遲器15將反饋信號充分延遲，使得加法器接收到的是一個與上個計算周期相應(yīng)的反饋信號。因此，由量化器12引起的任何誤差被噪聲整形器10的反饋路徑16校正。量化器12的輸出信號Sns被饋送到PWM電路20，PWM電路20提供輸出信號Sout。
在這種情況下，噪聲整形器10的總噪聲傳遞函數(shù)NTF可以表示為公式(1)NTF(z)＝1+H(z)·z-1(1)其中H(z)表示Z域中的濾波器14的傳遞函數(shù)。
這種現(xiàn)有技術(shù)設(shè)計的一個問題是PWM電路具有非線性特性，如果希望實現(xiàn)良好的失真技術(shù)要求和良好的噪聲技術(shù)要求，必須對這個非線性特性進行補償。這種現(xiàn)有技術(shù)設(shè)計的另一個問題是沒有對隨后的D類功率級內(nèi)的誤差進行校正。
圖1B示出了一種用于補償PWM電路的非線性的現(xiàn)有技術(shù)方法。在這種情況下，在噪聲整形器10之前安排了一個誤差補償電路17。誤差補償電路17含有一個由PWM電路20引起的失真的模型，并且在噪聲整形前引入校正措施。
這種現(xiàn)有技術(shù)設(shè)計的一個缺點是由于PWM電路內(nèi)的互調(diào)而出現(xiàn)噪聲解調(diào)。在所關(guān)注的頻帶(例如音頻頻帶)以上的頻帶含有一個連續(xù)的經(jīng)噪聲整形的量化噪聲頻帶。PWM重復(fù)頻率fsw和/或噪聲的任何兩個頻率分量f1和f2可以組合成一個互調(diào)頻率fP＝|n·f1+m·f2+p·fSW|，其中，n、m、p為正整數(shù)和/或負整數(shù)，頻率fp在所關(guān)注的頻帶內(nèi)。這限制了可以施加的噪聲整形量，也就限制了實際可以獲得的信噪比。
圖1C示出了用于補償PWM電路的非線性的另一個現(xiàn)有技術(shù)方法。在這種情況下，誤差補償電路18被安排在噪聲整形器10內(nèi)的量化器12的輸出端處。誤差補償電路18含有一個由PWM電路20引起的失真的低頻部分的模型，并且在將噪聲整形器的輸出信號Sns反饋給比較器13前引入校正措施。這種安排允許考慮失真和PWM電路20的互調(diào)制特性，從而允許使用高階的噪聲整形器。
在例如US-A-5,548,286中公開了這種方法的一個實例。
這種現(xiàn)有技術(shù)設(shè)計的一個缺點是模型非常復(fù)雜。
圖1B和1C所示的這兩種現(xiàn)有技術(shù)的方法的一個共同缺點是它們只能在一定程度上補償由于PWM過程的非線性而引起的可預(yù)測的誤差，而不能補償在隨后的D類功率級內(nèi)出現(xiàn)的誤差，因為這些誤差實質(zhì)上是不可預(yù)測的。
本發(fā)明的一個目的是提供一種PWM噪聲整形器，它能減小在耦合到噪聲整形器上的以后各級內(nèi)的誤差。
本發(fā)明由各獨立權(quán)利要求限定。各從屬權(quán)利要求限定各有利實施例。
通過將脈沖寬度調(diào)制電路合并在反饋環(huán)路內(nèi)，補償了由這個電路所引起的誤差。在一個實施例中，將功率級也包括在反饋環(huán)路內(nèi)。
在噪聲整形器的現(xiàn)有技術(shù)設(shè)計中，可以安排一個功率輸出級，以接收PWM電路的輸出信號Sout。這種功率輸出級可能引起實質(zhì)上是不可預(yù)測的誤差。如前面所指出的那樣，現(xiàn)有技術(shù)的噪聲整形器不能補償這種誤差。按照本發(fā)明的一個實施例，噪聲整形器的反饋路徑取這個功率輸出級的輸出信號或一個從該輸出信號得出的信號作為它的輸入信號。
要指出的是，US-5,898,340籠統(tǒng)地公開了一種D類放大器，它包括一個處理從輸出電壓得出的信號的數(shù)字處理單元，以便為輸出開關(guān)提供經(jīng)校正的PWM驅(qū)動信號。然而，這個出版物沒有描述該數(shù)字處理單元是怎樣操作的。
還可以看到，EP-1.104.094描述了一種對D類放大器的控制系統(tǒng)，其中將開關(guān)輸出信號從模擬變換為數(shù)字后將其反饋到控制系統(tǒng)的輸入端。然而，在A/D變換前，總是將信號濾波到所關(guān)注的頻帶的帶寬。這樣一個濾波操作引入了延遲，這阻礙了在這個濾波器通帶的較高頻率部分內(nèi)的有效誤差校正。此外，這種系統(tǒng)包括一些獨特的部分，如一個用于驅(qū)動噪聲形狀脈沖調(diào)制器的控制環(huán)路，該噪聲形狀脈沖調(diào)制器進而又控制功率級。在這樣一個設(shè)計中，來自調(diào)制器的量化噪聲借助于調(diào)制器自身的環(huán)路增益和“外控制環(huán)路”的增益而減小，而功率級誤差僅借助于外控制環(huán)路的增益而減小。相反，本發(fā)明的一個實施例僅采用單獨的一個環(huán)路，該環(huán)路執(zhí)行用于脈沖調(diào)制的噪聲整形器的功能和用于輸出級誤差的控制環(huán)路的功能。
按照本發(fā)明的經(jīng)脈沖寬度調(diào)制的噪聲整形器可以應(yīng)用于諸如D類音頻放大器之類的電子設(shè)備。它允許用成本低而功耗小的D類放大器來實現(xiàn)優(yōu)異的性能。
下面將通過結(jié)合附圖對按照本發(fā)明的PWM噪聲整形器的各實施例的實例的說明進一步說明本發(fā)明的這些及其他一些方面、特點和優(yōu)點，在附圖中，相同的附圖標記所標的是相同或類似的部件，其中圖1A-C為示意性地例示現(xiàn)有技術(shù)的PWM噪聲整形器的設(shè)計的方框圖；圖2A示意性地例示了按照本發(fā)明設(shè)計的噪聲整形器的一個方面；圖2B示意性地例示了包括一個PWM電路的噪聲整形器電路的一個實施例；圖2C示意性地例示了按照本發(fā)明的一個包括一個PWM電路和一個功率級的實施例；以及圖3示意性地例示了按照本發(fā)明的一個具有一個噪聲整形器的放大器的一部分的實施例。
下面將參照圖2-3對按照本發(fā)明的PWM噪聲整形器的設(shè)計進行說明。圖2A示出了一個噪聲整形器110。噪聲整形器110包括加法器11、量化器12、含有延遲15的反饋路徑116。從這個噪聲整形器110與圖1A的噪聲整形器10的比較立即可見，已經(jīng)省略了比較器13和濾波器14反饋路徑116通過延遲器15將從經(jīng)噪聲整形的輸出信號Sns中得出的反饋信號SFB反饋給輸入加法器11。借助于一個上采樣濾波器或采樣率變換器(未示出)使得對在加法器11的一個輸入端上所接收的數(shù)字信號Sin的采樣頻率等于PWM重復(fù)率。
此外，噪聲整形器110包括一個耦合在加法器11的輸出端與量化器12的輸入端之間的無限脈沖響應(yīng)(IIR)濾波器130。當滿足K(z)=z·(NTF(z)-1)NTF(z)...(2)]]>時，該濾波器130可以被設(shè)計成使噪聲整形器110的噪聲傳遞函數(shù)類似于圖1A的噪聲整形器10的噪聲傳遞函數(shù)NTF。其中，K(z)表示IIR濾波器130的傳遞函數(shù)。
注意，輸入信號Sin到輸出信號Sns的傳遞函數(shù)不再如在諸如圖1A所示的現(xiàn)有技術(shù)的噪聲整形器內(nèi)那樣單一(unity)，而是受信號反饋環(huán)路內(nèi)的濾波器130的影響。為了對此進行校正，可以在噪聲整形器110的輸入端前安排一個校正電路(為了簡明起見在圖2A中未示出)，如熟悉該技術(shù)領(lǐng)域的人員所知的那樣。
IIR濾波器130具有低通特性以及長的脈沖響應(yīng)?？梢允篂V波器130操作在比PWM重復(fù)頻率fsw更高的樣本速率下。
可以實現(xiàn)一個經(jīng)適配的IIR濾波器，使它具有基本上與以上所說明的濾波器相同的絕對頻率響應(yīng)和脈沖響應(yīng)，但操作在一個比PWM重復(fù)率fsw更高的采樣頻率下。如果它操作在一個為PWM重復(fù)率fsw的r倍的頻率，那么通過一個所謂的“匹配z”變換，通過將原始濾波器的極點和零點提高到1/r次冪就能得到經(jīng)適配的濾波器的極點和零點，正如熟悉該技術(shù)領(lǐng)域的人員所知的那樣。增益校正可以被設(shè)置成使DC增益保持相同，也如熟悉該技術(shù)領(lǐng)域的人員所知的那樣。
在一個噪聲整形器內(nèi)，PWM電路(諸如圖1a的電路20)將被安排在噪聲整形器110的輸出端處。PWM電路以稱為PWM重復(fù)率fsw的速率產(chǎn)生PWM輸出樣本。
例如，如果用6個比特來對輸出樣本的脈沖寬度進行編碼，則PWM電路就可以產(chǎn)生26＝64個不同的脈沖寬度。這可以通過使用一個為PWM重復(fù)率64倍的時鐘頻率fck來實現(xiàn)。通過選擇一個在0到64個時鐘周期之間的脈沖寬度，這個PWM電路就可以產(chǎn)生所希望的數(shù)量的不同的脈沖寬度。這樣，PWM電路還執(zhí)行圖2A的量化器12的功能，所以在這種情況下就不需要有獨立的量化器。
由于可以使IIR濾波器130操作在比PWM重復(fù)頻率fsw更高的樣本速率下，因此可以將IIR濾波器130的操作頻率選擇成等于PWM電路的時鐘頻率fck，并且可以通過將一個PWM電路220安置在噪聲整形器的反饋環(huán)路內(nèi)部而使噪聲整形器包括一個PWM電路。這樣做的一個重要的優(yōu)點是，噪聲整形器的反饋路徑116反饋的是PWM電路的輸出信號Sout而不是象現(xiàn)有技術(shù)那樣是一個誤差信號。圖2B例示了本發(fā)明的這個實施例，圖中示意性地例示了本發(fā)明的經(jīng)脈沖寬度調(diào)制的噪聲整形器(PWMNS)的一個實施例。在這個實施例中，被反饋到加法器11的輸出信號Sout是一個具有經(jīng)脈沖寬度調(diào)制的信號的形式的數(shù)字信號。這個信號可以很容易被變換成與數(shù)字信號Sin相同的數(shù)字格式，以便在加法器11內(nèi)執(zhí)行相加。雖然PWMNS210的設(shè)計比現(xiàn)有技術(shù)的噪聲整形器的設(shè)計復(fù)雜不了多少，但這個PWMNS210具有比任何現(xiàn)有技術(shù)設(shè)計都好得多的性能，特別是就信噪比SNR來說性能要好得多，因為現(xiàn)在可以獲得一個在沒有PWM的噪聲整形器內(nèi)理論上可得到的最大SNR。
緊接PWM電路220，如圖2C所示，也可以在PWMNS410的反饋環(huán)路內(nèi)包括例如D類音頻功率級260的功率級。該功率級包括一個輸出濾波器，其例如是一個LC濾波器。該輸出濾波器對在功率級內(nèi)放大的經(jīng)脈沖寬度調(diào)制的信號進行積分，從而得到一個模擬輸出信號Sout，該輸出信號Sout出現(xiàn)在PWM噪聲整形器的輸出端子上。
在一種諸如圖1A所例示的現(xiàn)有技術(shù)的設(shè)計中，從功率級260的輸出端取得反饋包括必須以等于PWM重復(fù)率fsw的樣本速率對反饋信號進行變換，這將牽涉到長的延時。具體地說，反饋環(huán)路內(nèi)的任何模數(shù)變換器(ADC)都需要操作在PWM重復(fù)率fsw下。在該ADC的Nyquist頻帶外的任何頻率分量都必須在ADC變換前被除去，否則其中的一些分量可能會混疊回到所關(guān)心的頻帶?；蛘撸绻鸄DC要操作在更高的采樣率下，以后將它的輸出信號變換到等于PWM重復(fù)率fsw的樣本速率也將需要除去任何在PWM重復(fù)率fsw所容許的Nyquist頻帶外的頻率分量。除去這些頻率分量會產(chǎn)生若干樣本長的延遲，這將使合成一個有效、穩(wěn)定的環(huán)路成為不可能。任何沒有考慮以上內(nèi)容的現(xiàn)有技術(shù)提案都不能得到一個能可靠地工作的設(shè)備。
在本發(fā)明的一個實施例中的PWMNS 410的情況下，不存在這個缺點。由于反饋路徑的樣本速率與PWM電路的時鐘頻率fck相同，如圖2C所示，用一個模擬噪聲整形器和一個其分辨率不需要高于3比特的比較簡單的A/D變換器就可以達到所需的從模擬域到數(shù)字域的變換。特別是，反饋路徑266可以與普通的音頻ADC類似地實現(xiàn)，實際上它們當前都被設(shè)計為Δ-∑變換器。
在反饋路徑266內(nèi)，模擬加法器240具有一個構(gòu)成反饋路徑266的輸入端的非反相輸入端241。模擬濾波器244接收來自加法器240的輸出信號。模數(shù)變換器(ADC)245接收來自濾波器244的輸出信號。ADC 245提供反饋信號，以用作圖2C的PWMNS 410內(nèi)的輸入加法器11的輸入信號。ADC 245的輸出信號通過數(shù)模(D/A)變換器246被反饋到加法器240的第二個非反相輸入端242。D/A變換器246也只需要有3比特的分辨率，這等于ADC 245的分辨率。
ADC 245不需要高的分辨率。雖然，原理上分辨率可以低到2比特，但優(yōu)選的是分辨率為3比特。例如4比特的較高的分辨率是可行的，但沒有必要。注意，所關(guān)心的頻帶內(nèi)的噪聲，亦即精度，可以通過選擇較高階的環(huán)路濾波器244來加以改善，而發(fā)現(xiàn)3比特ADC的頻帶外噪聲(由環(huán)路的分辨率確定)已足夠低，因此不會影響PWMNS 410的性能。
對ADC 245的性能沒有嚴格的要求。在應(yīng)用于音頻設(shè)備的情況下，所關(guān)心的只是音頻頻帶內(nèi)的性能。因此，如果在音頻頻帶內(nèi)反饋路徑266的噪聲水平低的話就足夠了。
反饋路徑266優(yōu)選的是操作于在PWM電路220的時鐘頻率fck下的樣本。較低的頻率也是可行的，然而對環(huán)路濾波器244的要求就要更為嚴格。此外，由加法器240、濾波器244、ADC 245和D/A變換器246組成的Δ-∑模數(shù)變換器被設(shè)計成一個二階的Δ-∑模數(shù)變換器。這些可以由熟悉該技術(shù)領(lǐng)域的人員直接滿足的要求足以得到在音頻頻帶內(nèi)的動態(tài)范圍為120dB的特性。再高的動態(tài)范圍也是可以的，但沒有多少用處，因為設(shè)備的模擬組件通常并不能應(yīng)付這樣的動態(tài)范圍。
作為一個例子，圖3例示了使用圖2C的PWMNS 410的放大器300的一部分的實施例，其中結(jié)合第一功率級350和第二功率級360將PWM電路220實現(xiàn)為一個操作在384kHz的PWM重復(fù)率下的3級PWM系統(tǒng)。
PWM電路220包括兩個比較器310、320和一個反相器370。第一比較器310具有接收來自主濾波器130的輸出信號的第一非反相輸入端311。第二比較器320具有接收來自主濾波器130的輸出信號的反相版本(在這種情況下是通過一個反相器370提供的)的第一非反相輸入端321。第一比較器310和第二比較器320具有各自的第二反相輸入端312和322，分別用來接收來自基準信號發(fā)生器380的三角形基準信號SR。第一比較器310具有連接到第一功率級350的輸入端上的輸出端313，而第二比較器320具有連接到第二功率級360的輸入端上的輸出端323?；鶞市盘柊l(fā)生器380從時鐘信號發(fā)生器390接收到一個具有時鐘頻率fck的時鐘信號SC。
作為一個例子，三角形基準信號SR可以具有384kHz的頻率，而時鐘信號SC可以具有24.576MHz的時鐘頻率。在384kHz的PWM重復(fù)率的一個周期內(nèi)精確地有時鐘信號SC的26＝64個時鐘周期。三角形基準信號Sr具有一個包括32個等距階梯的正斜坡和一個包括32個等距階梯的負斜坡，每個階梯的持續(xù)時間為一個時鐘周期。這樣，比較器310、320在它們的輸出端具有一個經(jīng)脈沖寬度調(diào)制的信號，其重復(fù)率為384kHz，脈沖寬度在0到64個時鐘周期之間，這取決于在它們各自的輸入端311、321處的信號。
D類功率級350和360具有各自的輸出端子352和362，分別連接到負載L的輸入端子L1和L2上。輸出端子352和362也分別連接到加法器290的非反相輸入端291和反相輸入端上，加法器290的輸出端293耦合到反饋路徑266的加法器240的第一輸入端241上。
采用圖3的設(shè)計，當時鐘頻率低到24.576MHz時，在92％的調(diào)制指數(shù)下，120dB的THD+N(在所關(guān)心的頻帶內(nèi)測量的所希望的信號內(nèi)容與非所希望的信號內(nèi)容之比)是可能的。
放大器300可以還包括信號處理電路，該信號處理電路尤其用來將位于放大器的連接器上的信號變換成數(shù)字信號Sin。
因此，本發(fā)明成功地提供了一種采用來自功率級的反饋的PWM噪聲整形器。可以通過使用一個其反饋取出點(takeoff point)處在模擬域中的數(shù)字噪聲整形器來形成PWM信號，其中反饋環(huán)路包括一個延時短、帶寬寬的ADC。因此，由功率級產(chǎn)生的任何誤差都自動得到校正。這樣做的一個重要的優(yōu)點是所有組件(或許除了D類功率級350和360之外)都可以集成在一個芯片上。
熟悉該技術(shù)領(lǐng)域的人員應(yīng)該清楚，本發(fā)明并不局限于以上所討論的實施例的這些例子，在如所附權(quán)利要求書所限定的本發(fā)明的專利保護范圍內(nèi)的各種變動和修改都是可行的。
例如，可以為每個D類功率級350和360提供單獨的ADC反饋環(huán)路。也可以將所述D類功率級350和360的輸出用單獨的AD變換器單獨變換為數(shù)字信號，并將所得到的數(shù)字信號數(shù)字相減。
此外，代替如圖3所示的全橋?qū)崿F(xiàn)方式，本發(fā)明也可以用只包括一個D類功率級的半橋設(shè)計實現(xiàn)。
此外，通常用一個適當?shù)臑V波器(典型的是LC濾波器)對分別位于功率級350、360的輸出端子352、366上的輸出信號進行濾波后再將其施加到負載L(典型的是揚聲器)上。該濾波器的頻率響應(yīng)主要取決于負載。為了確保不取決于負載的該LC濾波器的優(yōu)選地平坦的頻率響應(yīng)并且消除其任何非線性，反饋路徑266可以從經(jīng)濾波的輸出信號得到附加的輸入。然而，這也將是一個模擬信號。
在圖3所示的實施例中，功率級被示為一個全橋。如熟悉該技術(shù)領(lǐng)域的人員所知，在獨立控制兩個半橋時，使得在每個周期期間電路被開關(guān)四次而不是兩次(BD類)，從而獲得相對于物理開關(guān)頻率倍增有效樣本速率的優(yōu)點。這增大了環(huán)路增益并改善了信噪比。然而，本發(fā)明也可以用半橋?qū)崿F(xiàn)方式(AD類)實現(xiàn)。
應(yīng)該指出的是，以上所提到的實施例只是例示而不是限制本發(fā)明，熟悉該技術(shù)的人員在不背離由所附權(quán)利要求書限定的本發(fā)明的專利保護范圍的情況下能夠設(shè)計出許多可替代的實施例。在權(quán)利要求書中，任何括在括號內(nèi)的附圖標記不應(yīng)視為對權(quán)利要求的限制。所謂“包括”并不排除還有權(quán)利要求內(nèi)所列舉的之外的元件或步驟。元件前面的“一個”并不排除存在多個這樣的元件。在列舉若干裝置的設(shè)備權(quán)利要求中，其中若干裝置可以用同一個硬件項實現(xiàn)。在相互不同的從屬權(quán)利要求中列舉某些措施這一事實并不表示不能使用這些措施的組合以便獲益。
權(quán)利要求
1.一種經(jīng)脈沖寬度調(diào)制的噪聲整形器(210；410)，所述經(jīng)脈沖寬度調(diào)制的噪聲整形器(210；410)包括一個輸入加法器(11)，具有用于接收輸入信號(Sin)的第一輸入端和第二輸入端；一個輸出端子；一個主濾波器(130)，具有被耦合來接收來自所述輸入加法器(11)的輸出信號的輸入端；一個可以操作在時鐘頻率(fck)下的脈沖寬度調(diào)制電路(220)，具有被耦合來接收從所述主濾波器(130)的輸出中得出的信號的輸入端以及耦合到所述經(jīng)脈沖寬度調(diào)制的噪聲整形器的輸出端子上的輸出端；一個耦合在所述輸出端子和第二輸入端之間的反饋路徑(216；266)，用來產(chǎn)生一個反饋信號(SFB)和將這個反饋信號(SFB)反饋到該第二輸入端，反饋路徑(216；266)和主濾波器(130)能以至少等于脈沖寬度調(diào)制電路(220)的時鐘頻率(fck)的時鐘頻率進行操作。
2.一種按照權(quán)利要求1所述的經(jīng)脈沖寬度調(diào)制的噪聲整形器(210；410)，所述經(jīng)脈沖寬度調(diào)制的噪聲整形器(210；410)還包括一個耦合在脈沖寬度調(diào)制電路(220)的輸出端與所述輸出端子之間的功率級(260)，所述反饋路徑(266)包括用來進行模數(shù)變換的裝置(240，244，245，246)。
3.一種按照權(quán)利要求2所述的經(jīng)脈沖寬度調(diào)制的噪聲整形器(210；410)，其中所述用于進行模數(shù)變換的裝置(240，244，245，246)包括第二加法器(240)，具有耦合到所述輸出端子上的第一輸入端(241)；一個環(huán)路濾波器(244)，具有被耦合來接收來自所述第二加法器(240)的輸出信號的輸入端；一個模數(shù)變換器(245)，具有被耦合來接收來自所述環(huán)路濾波器(244)的輸出信號的輸入端和耦合到輸入加法器(11)的第二輸入端上的輸出端；以及一個數(shù)模變換器(246)，具有被耦合來接收來自模數(shù)變換器(245)的輸出信號的輸入端和耦合到第二加法器(240)的第二輸入端(242)上的輸出端。
4.一種按照權(quán)利要求3所述的經(jīng)脈沖寬度調(diào)制的噪聲整形器(210；410)，其中所述模數(shù)變換器(245)具有一個小于5比特的分辨率。
5.一種按照權(quán)利要求2所述的經(jīng)脈沖寬度調(diào)制的噪聲整形器(210；410)，其中所述脈沖寬度調(diào)制電路(220)和所述功率級(260)包括第一分支，該第一分支包括第一比較器(310)和具有被耦合來接收來自所述第一比較器(310)的輸出信號的輸入端的第一D類功率級(350)，所述第一比較器(310)具有被耦合來接收從所述主濾波器(130)的輸出信號中得出的信號的第一輸入端(311)，而所述脈沖寬度調(diào)制電路(220)還包括一個基準信號發(fā)生器(380)，該基準信號發(fā)生器(380)具有耦合到所述第一比較器(310)的第二輸入端(312)上的輸出端。
6.一種按照權(quán)利要求5所述的經(jīng)脈沖寬度調(diào)制的噪聲整形器(210；410)，其中所述脈沖寬度調(diào)制電路(220)和所述功率級(260)還包括第二分支，該第二分支包括第二比較器(320)和具有被耦合來接收來自所述第二比較器(320)的輸出信號的輸入端的第二D類功率放大級(360)，所述第二比較器(320)具有被耦合來接收一個與從所述主濾波器(130)的輸出信號中得出的信號的相位相反的信號的第一輸入端(321)，而所述基準信號發(fā)生器(380)具有耦合到所述第二比較器(320)的第二輸入端(322)上的輸出端。
7.一種按照權(quán)利要求6所述的經(jīng)脈沖寬度調(diào)制的噪聲整形器(210；410)，其中所述反饋路徑(266)包括用于將從所述第一D類功率級(350)的輸出端(352)得到的反饋信號與從所述第二D類功率級(360)的輸出端(362)得到的反饋信號相減的裝置(290)。
8.一種數(shù)模變換器(300)，所述數(shù)模變換器包括一個按照權(quán)利要求1所述的經(jīng)脈沖寬度調(diào)制的噪聲整形器(210；410)。
9.一種電子設(shè)備，所述電子設(shè)備包括一個按照權(quán)利要求1所述的經(jīng)脈沖寬度調(diào)制的噪聲整形器(210；410)和用來以數(shù)字格式提供輸入信號(Sin)的信號處理電路。
全文摘要
描述了一種采用來自功率級(260)的反饋的經(jīng)脈沖寬度調(diào)制的噪聲整形器(410)。通過應(yīng)用一個使用了來自該功率放大級的輸出端的反饋的數(shù)字噪聲整形器(410)，來形成經(jīng)脈沖寬度調(diào)制的信號。因此，由功率級(260)產(chǎn)生的任何誤差都自動得到校正。
文檔編號H03M3/04GK1714502SQ200380103737
公開日2005年12月28日 申請日期2003年10月29日 優(yōu)先權(quán)日2002年11月22日
發(fā)明者B·J·G·普特澤伊斯 申請人:皇家飛利浦電子股份有限公司