專利名稱：圖像抑制混頻器和多頻帶發(fā)生器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種通過使第一對復(fù)合信號與第二對復(fù)合信號進行模擬乘法而獲得第三信號的圖象抑制混頻器，其中，第一對復(fù)合信號互相有90°相位差，第二對復(fù)合信號互相有90°相位差，第三信號是單邊帶信號，并更具體地，本發(fā)明涉及一種使用90°移相器來獲得一對互相有90°相位差的復(fù)合信號的圖象抑制混頻器，其中，90°移相器兼作分頻器。
更具體地，本發(fā)明涉及一種抑制包含在一對復(fù)合信號中的奇次諧波分量的圖象抑制混頻器，并更具體地，涉及一種不削弱一對復(fù)合信號的相位正交性就可抑制諧波分量的圖象抑制混頻器。
背景技術(shù)：
無線LAN是省去用戶進行硬接線LAN連接的煩惱的系統(tǒng)。使用無線LAN不需要在辦公室或其它工作場合中的大部分硬接線電纜連接。從而，個人計算機(PC)和其它通信終端可相對容易地重新部署。近年來，例如因高速低價無線LAN系統(tǒng)的可用性，而對無線LAN系統(tǒng)的需求顯著增加。另外，近來為了對人們周圍的多個電子裝置建立小規(guī)模無線網(wǎng)絡(luò)，已經(jīng)研究引入用于信息通信的個人區(qū)域網(wǎng)絡(luò)(PAN)。例如，規(guī)定使用2.4GHz頻帶、5GHz頻帶或其它不需監(jiān)督機構(gòu)授權(quán)的頻帶的各種無線通信系統(tǒng)和裝置。
近來，超寬帶(UWB)通信系統(tǒng)因作為提供短距離超高速信息傳遞的無線通信系統(tǒng)而突出，并且越來越期望此系統(tǒng)的商業(yè)化，其中，UWB通信系統(tǒng)無線傳遞放置在極弱脈沖鏈上的信息。對于用于超寬帶通信的訪問控制方法，目前例如用IEEE 802.15.3標準定義用于包含前同步碼的數(shù)據(jù)包結(jié)構(gòu)的數(shù)據(jù)發(fā)送系統(tǒng)。
如果在一起存在許多裝置的室內(nèi)工作環(huán)境中建立無線網(wǎng)絡(luò)，就可想象到散布通信站，以便逐個地建立多個網(wǎng)絡(luò)。當使用基于單信道的無線網(wǎng)絡(luò)時，如果正在進行的通信被另一系統(tǒng)中斷，或者，如果通信質(zhì)量例如因干擾而下降，就沒有工作區(qū)。為避免此問題，使用多信道通信系統(tǒng)。在設(shè)置有多個頻道的多信道通信系統(tǒng)中，使用一個頻道進行工作。如果通信質(zhì)量例如因干擾而下降，為了允許與其它網(wǎng)絡(luò)共存，就借助跳頻而維持正在進行的網(wǎng)絡(luò)操作。
當在室內(nèi)建立無線網(wǎng)絡(luò)時，形成多通路環(huán)境，從而，所用的接收器接收直達波和多個反射/延遲波的組合。由于此多通路環(huán)境，因而發(fā)生延遲失真(或頻率選擇性衰減)，從而導(dǎo)致通信錯誤。結(jié)果，因延遲失真而導(dǎo)致符號間于擾。
例如，可使用多載波傳送方法來解決以上延遲失真問題。當用多載波傳送方法傳送輸出數(shù)據(jù)時，輸出數(shù)據(jù)分配到頻率不同的多個載波。每個載波的頻帶原本就是窄帶，從而，數(shù)據(jù)不可能受頻率選擇性衰減的影響。
在作為典型多載波傳送方法的OFDM(正交頻分復(fù)用)中，設(shè)定載波的頻率，從而，在符號周期內(nèi)的載波互相正交。當傳遞信息時，以符號間隔對順序傳送的信息進行串/并行變換，所述符號間隔比信息傳送速率更慢。得到的多個輸出數(shù)據(jù)分配給載波。所述載波分別進行振幅調(diào)制和相位調(diào)制。接著，對得到的載波進行逆向FFT。結(jié)果，所述載波變換為時軸信號，同時保持載波的頻軸正交性。對于接收，逆向進行以上操作。更具體地，執(zhí)行FFT，把時軸信號變換為頻軸信號。以適于所用調(diào)制方法的方式對每個載波進行解調(diào)。最后，執(zhí)行并/串行變換，以再現(xiàn)用串行信號傳送的原始信息。
例如，IEEE 802.11a/g采用OFDM調(diào)制方法作為無線LAN標準。進一步地，IEEE 802.15.3工作組除了對DS-UWB方法和脈沖UWB方法以外，還對采用OFDM調(diào)制方法的UWB通信方法在進行標準化，其中，DS-UWB方法為DS信息信號提供最大擴散速度，脈沖UWB方法傳送/接收由脈沖信號串形成的信息信號，所述脈沖信號串以短至約幾百微微秒的間隔計時。對于OFDM-UWB通信方法，正在研究用于執(zhí)行3.1-4.8GHz頻帶與三個528MHz寬子帶之間跳頻(FH)并使用具有128點頻帶的IFFT/FFT的OFDM調(diào)制方法(參照非專利文件1)。
對跳頻求要使用多頻帶發(fā)生器。如果多頻帶發(fā)生器包括多個用于產(chǎn)生它們各自頻帶的多個振蕩器，就可形成高精度多頻帶發(fā)生器。然而，使用此多頻帶發(fā)生器導(dǎo)致電路面積和功耗方面的問題。從而有單個振蕩器執(zhí)行分頻以產(chǎn)生多個頻帶的技術(shù)要求。
例如，通過對振蕩器產(chǎn)生的單個頻率重復(fù)執(zhí)行分頻并對所得到的分頻輸出進行混頻(即，通過輸出頻率之和或頻率之差)而產(chǎn)生多頻帶。
圖15示出與多頻帶OFDM系統(tǒng)一起使用的用于跳頻的頻率合成部件(3頻帶模式)。如圖中所示，通過分頻和混頻對單個振蕩器(如TXCO(溫度補償晶體振蕩器))的信號中心頻率進行合成(通過頻率相加/相減)。進一步地，也可通過528MHz分頻而實現(xiàn)合成，其中，528MHz分頻是取樣時鐘所要求的。
在圖15所示實例中，首先執(zhí)行1/8分頻，以從振蕩器產(chǎn)生的4224MHz頻率得到528MHz頻率。接著，通過執(zhí)行1/2分頻而獲得264MHz頻率。
隨后，每個混頻器通過相加4224MHz頻率和264MHz頻率而獲得4488MHz頻率。進一步地，每個混頻器通過相加4224MHz頻率和264MHz頻率而獲得3960MHz頻率。進而，每個混頻器通過從4224MHz頻率減去528MHz頻率和264MHz頻率而獲得3422MHz頻率。
圖象抑制混頻器可作為用于頻率相加或相減，即用于混頻的裝置。圖16示意性地示出圖象抑制混頻器的配置?，F(xiàn)在結(jié)合圖16描述圖象抑制混頻器的基本原理。參考號S104a和S104b代表互相正交的LO信號。參考號S102a和S102b代表互相正交的IF信號。參考號S103c代表RF信號。以下等式表示LO信號
S104a＝cos(ωlo·t) (1)S104b＝sin(ωlo·t) (2)以下等式代表IF信號S102a＝cos(ωif·t) (3)S102b＝-sin(ωif·t)(4)在第一乘法器103中，信號S104a和S102a在一起相乘。在第二乘法器中，信號S104b和S102b在一起相乘。在加法器103c中，從第一乘法器的乘積減去第二乘法器的乘積。結(jié)果，RF信號S103c用以下等式5表達S103c＝cos(ωlo·t)·cos(ωif·t)-(-sin(ωlo·t)·sin(ωif·t))(5)通過根據(jù)三角相加法則執(zhí)行頻率相加/相減而實現(xiàn)合成。從而，以下等式6可通過修改以上等式5而獲得。
因此，輸出通過從LO信號頻率減去IF信號頻率而獲得的頻率的RF信號。不產(chǎn)生圖象的頻率分量，其中，所述圖象的頻率分量通過相加LO信號頻率和IF信號頻率而獲得。這就是為什么混頻器稱作圖象抑制混頻器的原因。圖象抑制混頻器的配置要求相互正交的LO信號和相互正交的IF信號。
圖17示出分頻器作為用于獲得相互正交IF信號的90°移相器的實例。對于現(xiàn)代移動電話，分頻器一般用作90°移相器。當借助分頻而從公共振蕩器產(chǎn)生LO和IF信號時，提供優(yōu)點，因為可減少所用90°移相器和頻率合成器的數(shù)量(例如，參見專利文件1和2)。
圖18所示的主、輔D-閂鎖用作分頻器電路。參考號101代表差分輸入。參考號S101a和S101b代表差分輸出。根據(jù)D-閂鎖初始狀態(tài)，在輸入和輸出之間存在兩個不同的相位關(guān)系。然而，信號S101a和S101b之間的相位關(guān)系保持不變，與輸入和輸出之間的相位關(guān)系無關(guān)。圖19示出在上述任一種關(guān)系中占主要的輸入/輸出波形。如圖中所示，信號S101a和S101b相對于信號S101進行1/2分頻。輸出波形是矩形波。它表達成如以下圖7和8中所示的基波和奇次諧波的和。在每個頻率下，信號S101a和S101b互相有90°相位差。
S101a=Σn=1∞sin(n·π2)n·cos(sin(n·π2)·n·ωif·t)=-Σn=1∞sin(n·π2)n·sin(sin(n·π2)·n·ωif·t+π2)---(7)]]>S101b=-Σn=1∞sin(n·π2)n·sin(sin(n·π2)·n·ωif·t)---(8)]]>確定正弦波的和不會導(dǎo)致問題。然而，當重復(fù)分頻時，在輸出中包含寄生產(chǎn)物，所述寄生產(chǎn)物是由奇次諧波造成的雜物。以下解釋用于處理當90°移相器的輸出直接應(yīng)用到圖象抑制混頻器上作為IF信號時包含在輸出中的寄生產(chǎn)物。
當使用復(fù)合信號時，兩個互相有90°相位差的信號在一起處理。當信號S101a分配為復(fù)合信號的實數(shù)部分而信號S101b分配為復(fù)合信號的虛數(shù)部分時，從以上等式7和8獲得以下等式9S101a+j·S101b=(Σn=1∞sin(n·π2)n·exp(-j·sin(sin(n·π2)·n·ωif·t))---(9)]]>當以上等式9為了簡化而擴展到五次諧波時，獲得以下等式10S101a+j·S101b=exp(-j·ωif·t)-13exp(j·3·ωif·t)+15exp(-j·5·ωif·t)---(10)]]>同樣，如果假設(shè)LO信號僅僅是基波，就獲得以下等式11S104a+j·S104b＝exp(j·ωlo·t)(11)對于圖象抑制混頻器的輸出，如以下等式12所示，只有以上等式10和11的乘積的實數(shù)部分才表達為信號S103c。可簡化等式12，得到等式13。
S103c=Re[exp[j·(ωlo-ωif)·t]-13·exp[j·(ωlo+3·ωif)·t]+15·exp[j·(ωlo-5·ωij)·t]]---(12)]]> 例如，如果LO信號是1056MHz且IF信號是264MHz，所得到的RF信號輸出就如下表所示。
表1

應(yīng)記住，所述討論通過只處理IF信號諧波而簡化。當還考慮LO信號諧波時，很明顯，在各種組合中產(chǎn)生寄生產(chǎn)物。在上表中，ωlo-5ωif是負頻率。然而，cos(ωt)＝cos(-ωt)。就關(guān)心實數(shù)信號而言，在正和負頻率之間沒有區(qū)別。從而，RF信號是正頻率。
從表1中明顯看出，輸出的RF信號不局限于792MHz。表1表示在較大的相對電平-9.5dB和-14dB時，分別產(chǎn)生的1848MHz和264MHz頻率是寄生產(chǎn)物。對于IF信號基波，相對電平等于諧波電平。從而，為了減少包含在RF信號中的寄生產(chǎn)物，必須減少IF信號諧波。
在無線通信時，可用頻譜一般受無線電法律和需要抑制的寄生產(chǎn)物的限制。在常規(guī)實例中，在圖17所示圖象抑制混頻器之后另外布置帶通濾波器107，或者，在圖20所示90°移相器101與乘法器103a、103b之間布置低通濾波器105、106(例如，參見專利文件3)。
然而，使用帶通濾波器導(dǎo)致部件成本和尺寸都增大的問題。如果在使用低通濾波器的過程中增加諧波抑制量，電路規(guī)模就增大，由此增加功耗。如果電阻器和電容器安裝在半導(dǎo)體電路中，電阻和電容值就一般包含大約15％的個體差異。然而，如果兩個低通濾波器的振幅特性或相位特性不同，IF信號正交性就下降，由此降低圖象抑制性能。
日本專利JP-A 4437/1998[專利文件2]日本專利JP-B 29089/1999[專利文件3]
日本專利JP-A 171296/2002[非專利文件1]IEEE802.15.3a TI Document＜URLhttp://grouper.ieee.org/groups/802/15/pub/2003/May03filename:03142r2P802-15_TI-CFP-Document.doc＞發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的目的是提供一種優(yōu)秀的圖象抑制混頻器，所述圖象抑制混頻器能通過使第一對復(fù)合信號與第二對復(fù)合信號進行模擬乘法而獲得第三信號，其中，所述第一對復(fù)合信號互相有90°相位差，所述第二對復(fù)合信號互相有90°相位差，所述第三信號是單邊帶信號。
本發(fā)明的另一目的是提供一種優(yōu)秀的圖象抑制混頻器，所述圖象抑制混頻器能通過使用兼作分頻器的90°移相器而獲得一對互相有90°相位差的復(fù)合信號。
本發(fā)明的還一目的是提供一種優(yōu)秀的圖象抑制混頻器，所述圖象抑制混頻器能最佳地抑制包含在一對復(fù)合信號中的奇次諧波分量。
本發(fā)明的又一目的是提供一種優(yōu)秀的圖象抑制混頻器，所述圖象抑制混頻器能不削弱一對復(fù)合信號的相位正交性就可抑制諧波分量。
已經(jīng)考慮到以上情況而進行了本發(fā)明。在本發(fā)明的第一方面中，圖象抑制混頻器通過使第一對復(fù)合信號與第二對復(fù)合信號進行模擬乘法而獲得第三信號，其中，所述第一對復(fù)合信號互相有90°相位差，所述第二對復(fù)合信號互相有90°相位差，所述第三信號是單邊帶信號。圖象抑制混頻器包括諧波分量抑制部件，所述諧波分量抑制部件用于抑制包含在第一對復(fù)合信號或第二對復(fù)合信號中的(4N+1)次諧波分量(在這N為整數(shù))，其中，第一對復(fù)合信號互相有90°相位差，第二對復(fù)合信號互相有90°相位差。
諧波分量抑制部件包括通過串聯(lián)K個濾波器電路而形成的正相位多相位濾波器，在所述濾波器電路中并聯(lián)電阻器和電容器。所述濾波器電路與前一個有+360/K度的相位差。
當以復(fù)平面表達K-相位電壓時，在以上情況下發(fā)生逆時鐘方向旋轉(zhuǎn)。從而，對于多相位濾波器，在負頻率區(qū)域中發(fā)生凹口。當每個濾波器電路的RC值設(shè)定得在用于(4N+1)次諧波分量的頻帶中產(chǎn)生凹口時，獲得所希望的諧波分量抑制效果。在這，RC值代表時間常數(shù)。嚴格地講，角頻率為1/(CR)，并且頻率為1/(2πCR)。由于多相位濾波器結(jié)構(gòu)是對稱的，因此，在基本等于極頻率fp＝1/(2πCR)的頻率下消除包含在輸入信號中的不平衡分量。此措施提高正交性。
在本發(fā)明的第二方面中，圖象抑制混頻器通過使第一對復(fù)合信號與第二對復(fù)合信號進行模擬乘法而獲得第三信號，其中，所述第一對復(fù)合信號互相有90°相位差，所述第二對復(fù)合信號互相有90°相位差，所述第三信號是單邊帶信號。圖象抑制混頻器包括諧波分量抑制部件，所述諧波分量抑制部件用于抑制包含在第一對復(fù)合信號或第二對復(fù)合信號中的(4N-1)次諧波分量(在這N為整數(shù))，其中，所述第一對復(fù)合信號互相有90°相位差，所述第二對復(fù)合信號互相有90°相位差。
諧波分量抑制部件包括通過串聯(lián)K個濾波器電路而形成的負相位多相位濾波器，在所述濾波器電路中并聯(lián)電阻器和電容器。所述濾波器電路與前一個有-360/K度的相位差。
當以復(fù)平面表達K-相位電壓時，在以上情況下發(fā)生順時鐘方向旋轉(zhuǎn)。從而，對于多相位濾波器，在正頻率區(qū)域中發(fā)生凹口。當每個濾波器電路的RC值設(shè)定得在用于(4N-1)次諧波分量的頻帶中產(chǎn)生凹口時，獲得所希望的諧波分量抑制效果。在這，RC值代表時間常數(shù)。嚴格地講，角頻率為1/(CR)，并且頻率為1/(2πCR)。由于多相位濾波器結(jié)構(gòu)是對稱的，因此，在基本等于極頻率fp＝1/(2πCR)的頻率下消除包含在輸入信號中的不平衡分量。此措施提高正交性。
當根據(jù)本發(fā)明第一方面的圖象抑制混頻器與根據(jù)本發(fā)明第二方面的圖象抑制混頻器串聯(lián)時，有可能最佳地抑制任何奇次諧波分量。
本發(fā)明提供一種不削弱一對復(fù)合信號的相位正交性就可抑制諧波分量的圖象抑制混頻器。
本發(fā)明允許多相位濾波器抑制包含在由90°移相器產(chǎn)生的正交矩形波中的(4N-1)次諧波和(4N+1)次諧波。從而，盡管使用的配置簡單，但也獲得大量的諧波抑制。結(jié)果，本發(fā)明提供一種減少寄生產(chǎn)物數(shù)量的圖象抑制混頻器。
本發(fā)明通過允許90°移相器產(chǎn)生的正交矩形波通過多相位濾波器而提高正交性。從而，本發(fā)明提供一種獲得改進圖象抑制性能的圖象抑制混頻器。
從本發(fā)明優(yōu)選實施例的以下詳細描述和附圖中，本發(fā)明的其它目的、特征和優(yōu)點將變得更加清楚。


圖1示出根據(jù)本發(fā)明的圖象抑制混頻器一個實施例的原理。
圖2示出具有四個相位的多相位濾波器的基本配置。
圖3示出圖2所示具有四個相位的多相位濾波器的復(fù)向量序列的旋轉(zhuǎn)方向。
圖4示出圖2所示具有四個相位的多相位濾波器的頻率響應(yīng)。
圖5示出具有四個負相位的多相位濾波器的基本配置。
圖6示出圖5所示具有四個負相位的多相位濾波器的復(fù)向量序列的旋轉(zhuǎn)方向。
圖7示出圖5所示具有四個負相位的多相位濾波器的頻率響應(yīng)。
圖8示出通過串聯(lián)圖2所示具有四個相位的多相位濾波器和圖5所示具有四個負相位的多相位濾波器而形成的多相位濾波器的配置。
圖9示出如圖8所示串聯(lián)形成的多相位濾波器的頻率響應(yīng)。
圖10示出矩形復(fù)合信號的頻譜。
圖11示出通過串聯(lián)形成的多相位濾波器的典型配置。
圖12示出圖11所示多相位濾波器的頻率響應(yīng)。
圖13示出根據(jù)本發(fā)明的圖象抑制混頻器的典型配置，其中，所述圖象抑制混頻器用作UWB多頻帶發(fā)生器的一部分。
圖14示出圖13所示多頻帶發(fā)生器的輸出頻譜。
圖15示出在多頻帶OFDM系統(tǒng)中使用的用于跳頻的頻率合成部件。
圖16示出圖象抑制混頻器的典型配置(常規(guī)實例)。
圖17示出分頻器作為用于獲得正交IF信號的90°移相器的實例。
圖18示出用作分頻器電路的主、輔D-閂鎖的配置。
圖19示出圖18所示分頻器的輸入/輸出波形。
圖20示出通過在90°移相器和乘法器之間布置低通濾波器而形成的圖象抑制混頻器的配置。
具體實施例方式
現(xiàn)在結(jié)合附圖詳細描述本發(fā)明的實施例。
圖1示出根據(jù)本發(fā)明的圖象抑制混頻器一個實施例的原理。
現(xiàn)在結(jié)合圖1描述圖象抑制混頻器的操作。
其頻率兩倍于IF信號頻率的信號S101輸入到90°移相器101中，其中，90°移相器101兼作分頻器。接著輸出互相有90°相位差的IF信號S101a和S101b。得到的輸出波形是如等式7和8所示的基波與奇次諧波之和。
互相有90°相位差的信號S101a和S101b輸入多相位濾波器102。接著，輸出奇次諧波被抑制的信號S102a和S102b。
另一方面，信號S104a和S104b是LO信號，所述LO信號是以上等式1和2所表示的成對的正交復(fù)合信號。在第一乘法器103a中，互相配對的信號S104a和S102a在一起相乘。在第二乘法器103b中，剩余的配對信號S104b和S102b在一起相乘。在加法器103c中，從第一乘法器103a的乘積減去第二乘法器103b的乘積，并且，其結(jié)果作為頻率合成RF信號S103c輸出。
對于多相位濾波器的細節(jié)，例如參考美國專利3559042和M.J.Gingell的“使用序列不對稱多相位網(wǎng)絡(luò)的單邊帶調(diào)制(SingleSideband Modulation using Sequence Asymmetric PolyphaseNetworks)”(Electrical Communication，第48卷，第1-2期，第21-25頁，1973)。
現(xiàn)在描述用于本發(fā)明的具有四個相位的多相位濾波器。
圖2示出具有四個相位的多相位濾波器的基本配置。在圖中所示多相位濾波器中，串聯(lián)四個濾波器電路，在所述濾波器電路中并聯(lián)電阻器和電容器。假設(shè)從上到下，從左側(cè)輸入端輸入其相位比前一個提前90°的電壓，并且，從上到下，從右側(cè)輸出端輸出其相位比前一個提前90°的電壓。當用符號I和Q以復(fù)平面表達互相有90°相位差的四個電壓相位時，獲得復(fù)向量序列，在此復(fù)向量序列中以下述順序布置I+、Q+、I-和Q-。所述復(fù)向量序列是如圖3所示的逆時針方向。在此情況下，多相位濾波器的鏈接矩陣用以下等式14表示 當代入常數(shù)從而由以上等式14中RC值確定的極頻率1/(2πCR)為792MHz，并且考慮到信號源阻抗和負載阻抗而確定頻率響應(yīng)時，負頻率如圖4所示地有凹口。從而，有可能抑制五次諧波分量。
圖5示出具有四個負相位的多相位濾波器的基本配置。圖中所示多相位濾波器配置為串聯(lián)四個濾波器電路，在所述電路中并聯(lián)電阻器和電容器。然而，所用電路配置是用于圖2所示多相位濾波器輸入/輸出端的Q+和Q-線相互交換。當通過用符號I和Q以復(fù)平面表達相互之間有90°相位差的四個電壓相位時，獲得復(fù)向量序列，在此復(fù)向量序列中以下述順序布置I+、Q-、I-和Q+。所述復(fù)向量序列是如圖6所示的逆時針方向。在此情況下，多相位濾波器的鏈接矩陣用以下等式15表示 當代入常數(shù)從而由等式15中RC值確定的極頻率1/(2πCR)為1320MHz，并且考慮到信號源阻抗和負載阻抗而確定頻率響應(yīng)時，正頻率如圖7所示地有凹口。從而，有可能抑制三次諧波分量。
圖8示出通過串聯(lián)圖2所示具有四個相位的多相位濾波器和圖5所示具有四個負相位的多相位濾波器而形成的多相位濾波器的配置。對于圖8所示多相位濾波器，正和負頻率都可有凹口。當串聯(lián)以上等式14和15所示鏈接矩陣，并且把常數(shù)代入到等式14和15從而負和正凹口分別為1320MHz和792MHz時，就有可能同時抑制三次和五次諧波分量，如圖9所示。
當具有四個相位的多相位濾波器和具有四個負相位的多相位濾波器串聯(lián)到圖8所示多相位濾波器時，有可能配置能消除任何奇次諧波分量的圖象抑制濾波器，其中，對所述具有四個相位的多相位濾波器設(shè)定常數(shù)，從而由RC值確定的極頻率1/(2πCR)為(4N+1)次諧波分量頻帶，對所述具有四個負相位的多相位濾波器設(shè)定常數(shù)，從而由RC值確定的極頻率1/(2πCR)為(4N-1)次諧波分量頻帶。
當以上等式9被擴展并根據(jù)諧波次數(shù)而重新排列時，獲得以下等式16，其中，等式9把圖1中90°移相器的輸出S101a和S101b表達為復(fù)合信號。應(yīng)該記住，符號N代表自然數(shù)。
以上等式16表示基波和(4N+1)次諧波具有負頻率，并且(4N-1)次諧波具有正頻率。當N＝1時，基波與三次和五次諧波產(chǎn)生如圖10所示的頻譜。90°移相器的輸出S101a和S101b是圖19所示的差分復(fù)合信號。從而，存在四個電壓相位。當這些輸出電壓正確地分配給I+、Q+、I-和Q-并應(yīng)用到多相位濾波器時，就有可能實現(xiàn)諧波抑制。當串聯(lián)多相位濾波器以便最佳地分配它們的凹陷頻率時，有可能抑制更高次的諧波。對于最優(yōu)分配方法，例如參照Kevin Schmidt的“移相網(wǎng)絡(luò)分析優(yōu)化(Phase-Shift Network Analysis Optimization)”(QEX94)。圖11示出電路實例。圖12示出其頻率響應(yīng)。
多相位濾波器構(gòu)造為串聯(lián)四個濾波器電路，在所述電路中并聯(lián)電阻器和電容器。如圖2所代表地，多相位濾波器具有對稱結(jié)構(gòu)。從而，在與RC值所確定的極頻率一致的頻率上，消除包含在輸入信號中的不平衡分量。此措施提高正交性。
圖13示出根據(jù)本發(fā)明的圖象抑制混頻器的典型配置，其中，所述圖象抑制混頻器用作UWB多頻帶發(fā)生器的一部分。圖13中的上部框圖示出多頻帶發(fā)生器的總體頻率配置。
從圖13所示左側(cè)振蕩器提供的4224MHz頻率一分為四，以產(chǎn)生1056MHz頻率。所得到的頻率進一步一分為二兩次，產(chǎn)生264MHz頻率。90°移相器不僅獲得互相有90°相位差的一對復(fù)合信號，而且用作1/2分頻器。進一步地，1056MHz和264MHz的頻率輸入到第一圖象抑制混頻器中，以產(chǎn)生792MHz頻率。792MHz或264MHz的頻率以及4224MHz振蕩器頻率輸入到第二圖象抑制混頻器中，以執(zhí)行頻率變換(4224-792＝3432[MHz]，4224-264＝3960[MHz]或4224-792＝3432[MHz])。結(jié)果，可產(chǎn)生所希望的3頻帶RF載波。
圖13中下部框圖是第一圖象抑制混頻器的放大視圖。由于1/2分頻器執(zhí)行90°相移，因此，264MHz頻率是移相90°的矩形波。所述矩形波可表達為基波、(4N+1)次諧波和(4N-1)次諧波之和，如等式16所示。
如圖10所示，基波和(4N+1)次諧波具有負頻率，而(4N-1)次諧波具有正頻率。從而，例如，通過允許波形通過具有如圖7所示頻率響應(yīng)的多相位濾波器，只可抑制三次諧波。如果允許波形通過具有如圖9所示頻率響應(yīng)的多相位濾波器，就可抑制三次和五次諧波。
圖14示出圖13所示多頻帶發(fā)生器的輸出頻譜。左側(cè)頻譜示出抑制三次和五次諧波的情形。中央頻譜示出只抑制三次諧波的情形。右側(cè)頻譜示出不抑制諧波的情形。該圖表示成功地減少寄生產(chǎn)物。
前面提及的美國專利3559042描述串聯(lián)多相位濾波器的濾波器，其中，所述多相位濾波器互相同相。然而，此專利所公布發(fā)明與本發(fā)明不同，因為前者傾向于提供寬帶凹口并在寬帶上執(zhí)行90°相移。進一步地，本發(fā)明還與A.F.Borremans的“CMOS雙信道，用于電纜應(yīng)用的100MHz-1.1GHz發(fā)射器(A CMOS Dual-channel，100-MHz to 1.1GHz Transmitter for Cable APPlications)”(IEEE期刊，固態(tài)電路，卷34，第12期，1999年12月)無關(guān)，該文章描述當一定頻帶內(nèi)的基波與另一頻帶中的諧波沖突時，對有線通信執(zhí)行的三次諧波消除。
雖然已經(jīng)根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實施例描述了本發(fā)明，但本領(lǐng)域中技術(shù)人員應(yīng)認識到，在后附權(quán)利要求的精神和范圍內(nèi)，可對本發(fā)明的實踐進行修改。在所有方面中，本文優(yōu)選的實施例被認為例示性的，而不是約束性的。本發(fā)明的范圍由后附權(quán)利要求表示，而不是由前面的描述表示，并且，在后附權(quán)利要求等效物的意義和范圍內(nèi)的所有變化都包含在本發(fā)明中。
權(quán)利要求
1.一種通過使第一對復(fù)合信號與第二對復(fù)合信號進行模擬乘法而獲得第三信號的圖象抑制混頻器，其中，所述第一對復(fù)合信號互相有90°相位差，所述第二對復(fù)合信號互相有90°相位差，所述第三信號是單邊帶信號，所述圖象抑制混頻器包括諧波分量抑制部件，所述諧波分量抑制部件用于抑制包含在所述第一對復(fù)合信號或所述第二對復(fù)合信號中的(4N+1)次諧波分量(在這N為整數(shù))，其中，所述第一對復(fù)合信號互相有90°相位差，所述第二對復(fù)合信號互相有90°相位差。
2.如權(quán)利要求1所述的圖象抑制混頻器，其中，所述諧波分量抑制部件包括通過串聯(lián)K個濾波器電路而形成的多相位濾波器，在所述濾波器電路中并聯(lián)電阻器和電容器，所述濾波器電路與前一個有+360/K度的相位差。
3.如權(quán)利要求2所述的圖象抑制混頻器，其中，所述每一個濾波器電路的極頻率fp＝1/(2πCR)基本等于(4N+1)次諧波分量的頻率。
4.一種通過使第一對復(fù)合信號與第二對復(fù)合信號進行模擬乘法而獲得第三信號的圖象抑制混頻器，其中，所述第一對復(fù)合信號互相有90°相位差，所述第二對復(fù)合信號互相有90°相位差，所述第三信號是單邊帶信號，所述圖象抑制混頻器包括諧波分量抑制部件，所述諧波分量抑制部件用于抑制包含在所述第一對復(fù)合信號或所述第二對復(fù)合信號中的(4N-1)次諧波分量(在這N為整數(shù))，其中，所述第一對復(fù)合信號互相有90°相位差，所述第二對復(fù)合信號互相有90°相位差。
5.如權(quán)利要求4所述的圖象抑制混頻器，其中，所述諧波分量抑制部件包括通過串聯(lián)K個濾波器電路而形成的多相位濾波器，在所述濾波器電路中并聯(lián)電阻器和電容器，所述濾波器電路與前一個有-360/K度的相位差。
6.如權(quán)利要求5所述的圖象抑制混頻器，其中，所述每一個濾波器電路的極頻率fp＝1/(2πCR)基本等于(4N-1)次諧波分量的頻率。
7.一種通過使第一對復(fù)合信號與第二對復(fù)合信號進行模擬乘法而獲得第三信號的圖象抑制混頻器，其中，所述第一對復(fù)合信號互相有90°相位差，所述第二對復(fù)合信號互相有90°相位差，所述第三信號是單邊帶信號，所述圖象抑制混頻器包括第一諧波分量抑制部件，所述第一諧波分量抑制部件用于抑制包含在所述第一對復(fù)合信號或所述第二對復(fù)合信號中的(4N+1)次諧波分量(在這N為整數(shù))，其中，所述第一對復(fù)合信號互相有90°相位差，所述第二對復(fù)合信號互相有90°相位差；以及第二諧波分量抑制部件，所述第二諧波分量抑制部件用于抑制包含在所述第一對復(fù)合信號或所述第二對復(fù)合信號中的(4N-1)次諧波分量(在這N為整數(shù))，其中，所述第一對復(fù)合信號互相有90°相位差，所述第二對復(fù)合信號互相有90°相位差，其中，所述第一諧波分量抑制部件和所述第二諧波分量抑制部件串聯(lián)。
8.如權(quán)利要求7所述的圖象抑制混頻器，其中，所述第一諧波分量抑制部件包括通過串聯(lián)K個濾波器電路而形成的多相位濾波器，在所述第一濾波器電路中并聯(lián)電阻器和電容器，所述濾波器電路與前一個有+360/K度的相位差；并且其中，所述第二諧波分量抑制部件包括通過串聯(lián)K個濾波器電路而形成的多相位濾波器，在所述第二濾波器電路中并聯(lián)電阻器和電容器，所述濾波器電路與前一個有-360/K度的相位差。
9.如權(quán)利要求8所述的圖象抑制混頻器，其中，所述每一個濾波器電路的極頻率fp＝1/(2πCR)基本等于(4N+1)次諧波分量的頻率；并且其中，所述每一個濾波器電路的極頻率fp＝1/(2πCR)基本等于(4N-1)次諧波分量的頻率。
10.一種用于產(chǎn)生多個頻帶分量的多頻帶發(fā)生器，所述多頻帶發(fā)生器包括用于產(chǎn)生基頻信號的振蕩器；一個或多個分頻器，所述分頻器用于對所述基頻信號或其分頻頻率信號進行分頻；移相部件，所述移相部件用于從所述基頻信號或所述分頻頻率信號獲得一對互相有90°相位差的復(fù)合信號；以及諧波分量抑制部件，當所述基頻信號或所述分頻頻率信號的一對復(fù)合信號進行模擬乘法時，所述諧波分量抑制部件用于抑制包含在所述一對復(fù)合信號中的(4N+1)次和/或(4N-1)次諧波分量(在這N為整數(shù))。
11.如權(quán)利要求10所述的多頻帶發(fā)生器，其中，所述諧波分量抑制部件包括通過串聯(lián)K個濾波器電路而形成的正相位多相位濾波器，在所述濾波器電路中并聯(lián)電阻器和電容器；其中，所述濾波器電路與前一個有+360/K度的相位差；以及其中，所述每一個濾波器電路的極頻率fp＝1/(2πCR)基本等于(4N+1)次諧波分量的頻率。
12.如權(quán)利要求10所述的多頻帶發(fā)生器，其中，所述諧波分量抑制部件包括通過串聯(lián)K個濾波器電路而形成的負相位多相位濾波器，在所述濾波器電路中并聯(lián)電阻器和電容器；其中，所述濾波器電路與前一個有-360/K度的相位差；以及其中，所述每一個濾波器電路的極頻率fp＝1/(2πCR)基本等于(4N-1)次諧波分量的頻率。
13.一種串聯(lián)的多相位濾波器，包括通過串聯(lián)K個濾波器電路而形成的正相位多相位濾波器，所述濾波器電路包括電阻器和電容器并且與前一個有+360/K度的相位差；以及通過串聯(lián)K個濾波器電路而形成的負相位多相位濾波器，所述濾波器電路包括電阻器和電容器并且與前一個有-360/K度的相位差，其中，所述正相位多相位濾波器和所述負相位多相位濾波器串聯(lián)。
全文摘要
本發(fā)明涉及圖像抑制混頻器和多頻帶發(fā)生器，其不削弱一對復(fù)合信號的相位正交性就可抑制諧波分量。多相位濾波器配置為連接K個濾波器電路，每一個所述濾波器電路包括電阻器和電容器并且與前一個有+360/K度的相位差。由于當用復(fù)平面表達時發(fā)生逆時鐘方向旋轉(zhuǎn)，因此，在負頻率區(qū)域中發(fā)生凹口。RC值設(shè)定得在指定頻帶中產(chǎn)生凹口，以抑制(4N－1)次諧波分量。由于多相位濾波器具有對稱結(jié)構(gòu)，因此，在與RC值所確定的極頻率一致的頻率下消除包含在輸入信號中的不平衡分量。此措施提高正交性。
文檔編號H03H7/21GK1601891SQ20041001182
公開日2005年3月30日 申請日期2004年9月22日 優(yōu)先權(quán)日2003年9月22日
發(fā)明者飯?zhí)镄疑?申請人:索尼株式會社