專利名稱：相位誤差確定方法和數(shù)字鎖相環(huán)系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種提供于例如盤驅(qū)動(dòng)器的重放裝置中的數(shù)字鎖相環(huán)(PLL)系統(tǒng)，本發(fā)明還涉及一種在該數(shù)字PLL系統(tǒng)中使用的N個(gè)相位時(shí)鐘相位誤差確定方法。
背景技術(shù)：
例如，如同在日本未審查的公開號為11-341306和9-247137的專利申請中所公開的，數(shù)字PLL系統(tǒng)被用在諸如盤驅(qū)動(dòng)器的數(shù)據(jù)記錄/重放裝置中。例如，對于從盤讀取的重放信息，由PLL電路產(chǎn)生一個(gè)與該重放信息同步的時(shí)鐘，而且通過使用該時(shí)鐘來提取數(shù)據(jù)作為重放信息(射頻(RF)信號)。
在圖84中示出了一個(gè)在盤重放裝置中的數(shù)字PLL數(shù)據(jù)提取系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)的實(shí)例，舉例來說，該盤重放裝置使用光盤(CD)或數(shù)字化視頻光盤(DVD)。
在圖84所示的數(shù)字PLL系統(tǒng)中，輸入一個(gè)由反射光生成的重放RF信號，其中由盤重放裝置的光學(xué)頭檢測該反射光，然后從該重放RF信號生成游程長度數(shù)據(jù)作為重放信息。
將RF信號輸入到不對稱校正電路61并在其中二進(jìn)制化該RF信號。然后將該二進(jìn)制RF信號提供給主PLL控制電路65。通過使用該二進(jìn)制的RF信號，主PLL控制電路65產(chǎn)生一個(gè)與RF信號的頻率1T相同的參考時(shí)鐘，然后將該參考時(shí)鐘輸出到壓控振蕩器(VCO)控制電路66。
VCO控制電路66控制VCO 67，以致該VCO 67的振蕩頻率變成與參考時(shí)鐘相等。在VCO控制電路66的控制下，從VCO 67輸出該時(shí)鐘(高頻時(shí)鐘)作為振蕩輸出。
頻率控制電路68接收二進(jìn)制RF信號和來自VCO 67的高頻時(shí)鐘。然后頻率控制電路68使用二進(jìn)制RF信號和高頻時(shí)鐘來執(zhí)行采樣，以致檢測在RF信號和VCO 67的振蕩頻率之間的差值。
相位控制/游程長度確定電路62接收二進(jìn)制RF信號、VCO 67的RF時(shí)鐘、以及來自頻率控制電路68的頻率偏移信號。使用來自頻率控制電路68的頻率偏移信號和二進(jìn)制RF信號，相位控制/游程長度確定電路62產(chǎn)生一個(gè)與RF信號同步的信道時(shí)鐘，然后使用該信道時(shí)鐘，從RF信號中提取游程長度數(shù)據(jù)。相位控制/游程長度確定電路62還輸出相位誤差。
將提取的游程長度數(shù)據(jù)和相位誤差提供到游程長度校正電路63(在下文中還稱為“RLL電路”)。然后RLL電路63根據(jù)游程長度數(shù)據(jù)和相應(yīng)相位誤差來校正游程長度數(shù)據(jù)。將校正的游程長度數(shù)據(jù)提供給一個(gè)在隨后級的解碼電路系統(tǒng)(未示出)。
還將相位誤差提供到抖動(dòng)測量器64，抖動(dòng)測量器64使用該相位誤差來測量抖動(dòng)值。
還將來自相位控制/游程長度確定電路62的游程長度數(shù)據(jù)提供給主PLL控制電路65。
在上述已知的數(shù)字PLL系統(tǒng)中，存在以下問題。
在不對稱校正電路61中，重要的是，將用于對模擬RF信號進(jìn)行限幅的信號保持在正確電平。然而實(shí)際上，由于諸如信號源的特征、PLL系統(tǒng)的性能、傳輸系統(tǒng)中的噪聲、在諸如磁盤介質(zhì)那樣的物理記錄介質(zhì)上的劃痕或污點(diǎn)、或其他諸如震動(dòng)的物理原因的各種因素，在該信號上施加了外部干擾，因此無論在哪種情況下，都不能將該限幅電平保持在正確電平。
通常，當(dāng)通過模擬電路來執(zhí)行對RF信號的不對稱校正時(shí)，系統(tǒng)反饋輸入信號(RF信號)的平均值并設(shè)置該平均值為限幅電平。例如，如圖85中所示，經(jīng)由電容器C以及電阻器R1和R2將一個(gè)RF信號輸入到比較器71。比較器71比較該RF信號和從放大器73輸入的限幅電平，并輸出二進(jìn)制RF信號。在低通濾波器72中對二進(jìn)制RF信號進(jìn)行平均，然后經(jīng)由放大器73將該二進(jìn)制RF信號輸入到比較器71作為限幅電平。
根據(jù)該系統(tǒng)，當(dāng)輸入信號(RF信號)品質(zhì)高時(shí)沒有任何的問題。然而，如果輸入信號的電平由于諸如外部干擾這樣的原因而脫離一個(gè)正確電平，那么對于模擬電路而言是很難快速響應(yīng)信號偏移并對這種偏移進(jìn)行校正的，因?yàn)橥獠扛蓴_源是未知的。
另外，即使在相同的系統(tǒng)中，信號速度也在一個(gè)寬范圍內(nèi)變化。這意味著即使對于同類外部干擾，也必須根據(jù)信號速度控制電路的響應(yīng)速度。實(shí)際上，構(gòu)造這樣一個(gè)系統(tǒng)是非常困難的，該系統(tǒng)使用模擬電路來響應(yīng)這種外部干擾，而且還沒有采用阻止各種類型不對稱偏移的有效測量。
已知的VCO僅提供一個(gè)控制端。在圖86中示出了與VCO內(nèi)電壓相關(guān)的振蕩頻率的變化。在圖86所示的框圖內(nèi)，橫軸表示控制電壓，同時(shí)豎軸表示振蕩頻率。在VCO中，控制電壓必須振蕩在VDD和VSS之間的整個(gè)頻率范圍，無論在哪種情況下，該頻率根據(jù)電壓變化而急劇變化。在圖86中可以用Δf1/ΔV來表示與電壓變化相關(guān)的頻率變化。
如果與電壓變化相關(guān)的頻率變化非常大，那么在控制電壓中由于諸如噪聲的因素的輕微變化極大地改變該頻率，因而影響電路的播放性能(性能)。
可以增加用于控制電壓的低通濾波器的時(shí)間常數(shù)，以致抑制在該控制電壓中的非常小的變化，因而抑制噪聲的影響。然而在這種情況下，不能平緩地改變振蕩頻率。
為了用低抖動(dòng)鎖存PLL，該振蕩頻率必須根據(jù)VCO控制電壓內(nèi)的變化而平穩(wěn)地變化。
因此，可以考慮提供并有選擇地使用最適合于各個(gè)頻帶的多個(gè)VCO。例如，圖87舉例說明當(dāng)使用VCO-A、VCO-B、VCO-C、和VCO-D這四個(gè)VCO時(shí)與電壓變化(橫軸)相關(guān)的頻率變化(豎軸)。
用圖87的(a)、(b)、(c)、和(d)表示VCO-A、VCO-B、VCO-C、和VCO-D的頻率特性。
圖87示出了與電壓變化相關(guān)的頻率變化(Δf2/ΔV)小于圖86中所示的Δf1/ΔV。
然而以這種方法，每當(dāng)改變盤介質(zhì)的重放速度時(shí)，還必須切換VCO，因而阻礙了無縫操作。
例如，在圖87中，當(dāng)振蕩頻率從100MHz變化到200MHz時(shí)，必須將點(diǎn)(e)變成點(diǎn)(f)，并因此必須將VCO-A變成VCO-C，因而阻礙了無縫操作。
在圖84所示已知的數(shù)字PLL系統(tǒng)中，在頻率控制電路68和相位控制/游程長度確定電路62中，使用在VCO 67中所獲得的高頻時(shí)鐘來測量RF信號的長度。另外，如果在VCO 67的振蕩頻率中存在一個(gè)波動(dòng)，就不能正確地測量RF信號的長度，因而顯著地降低播放性能。
如圖86所示，期望根據(jù)電壓變化線性地改變VCO 67的振蕩頻率(Δf1/ΔV是常數(shù))。然而實(shí)際上，如圖88所示，振蕩頻率并不根據(jù)電壓變化而線性改變，這是由于電路結(jié)構(gòu)或VCO的處理偏差。因此，如圖88所示，頻率特性具有諸如Δf3/ΔV的小斜率，以及諸如Δf4/ΔV的大斜率。
如果將噪聲添加到諸如Δf4/ΔV的大斜率的那一部分的控制電壓，則振蕩頻率顯著變化。
通常，不使用數(shù)字電路來采用阻止VCO非線性頻率特性的測量。
主PLL控制電路65和VCO控制電路66控制VCO 67，以致VCO 67的振蕩頻率與RF信號的頻率1T(對于CD是4.3218MHz×n(速度)，對于DVD是26.16MHz×n(速度))一致。
然而，當(dāng)開始一個(gè)盤時(shí)或者如果該盤是一個(gè)偏心盤時(shí)，在RF信號和VCO67的振蕩頻率之間存在一個(gè)暫時(shí)的頻率偏移。存在兩種類型的頻率偏移。
一類頻率偏移出現(xiàn)在由于盤旋轉(zhuǎn)開始或長軌道跳躍時(shí)顯著改變磁盤的重放速度時(shí)。在這種情況下，彼此完全異相(非鎖定狀態(tài))的RF信號和VCO頻率必須彼此同相(鎖定狀態(tài))。
其他類型的頻率偏移出現(xiàn)是因?yàn)槠谋P或用于旋轉(zhuǎn)盤的主軸馬達(dá)的波動(dòng)。就偏心盤而言，當(dāng)RF信號頻率逐漸變成與VCO頻率異相時(shí)，頻率偏移出現(xiàn)。就主軸馬達(dá)的波動(dòng)而言，當(dāng)馬達(dá)控制抖動(dòng)率影響RF信號的長度時(shí)，頻率偏移出現(xiàn)。
為了處理這些頻率偏移，為PLL系統(tǒng)提供寬捕獲頻帶和鎖定頻帶，因而確保頻率特性的高水平線性度。
當(dāng)上述頻率偏移出現(xiàn)時(shí)，必須以特定方式進(jìn)行檢測。通常，僅通過使用測量具有一個(gè)高頻時(shí)鐘的一個(gè)二進(jìn)制RF信號而產(chǎn)生的脈寬數(shù)據(jù)來檢測頻率偏移。
然而，如果脈寬數(shù)據(jù)是10.5T，無法確定是否10T測量多了或11T測量少了。因此，必須將矛盾的脈寬數(shù)據(jù)設(shè)置為死區(qū)。
圖89A和89B舉例說明其中相同頻率偏移出現(xiàn)在不同脈寬的情況。在圖89A中，因?yàn)槊}寬數(shù)據(jù)測得5.25T，所以可以確定脈寬數(shù)據(jù)5T測量多了。然而在圖89B中，因?yàn)槊}寬數(shù)據(jù)測量為10.5T，所以不能確定是脈寬數(shù)據(jù)10T測量多了還是11T測量少了。
圖89A和89B顯示該頻率偏移產(chǎn)生一個(gè)顯著影響大脈沖數(shù)據(jù)，因此大脈沖數(shù)據(jù)必須具有一個(gè)長時(shí)間的死區(qū)。
然而，如果增大死區(qū)，就減少了從中能夠識別頻率偏差的脈寬數(shù)據(jù)的數(shù)量，因而降低在識別頻率偏移方面的速度。
為了增加能夠檢測的頻率偏移的頻帶，必須使用從中能夠正確識別頻率偏移的小脈寬數(shù)據(jù)。如圖90所示，RF信號是一種具有特定斜率的模擬信號，而且該振幅根據(jù)脈寬數(shù)據(jù)而變化。因?yàn)镽F信號的振幅很小，所以小脈寬數(shù)據(jù)易受外部干擾的影響。因此，所測量的頻率偏移的可靠性也變低。
當(dāng)根據(jù)已知技術(shù)重放信息時(shí)，在數(shù)字PLL中生成與二進(jìn)制RF信號同步的信道時(shí)鐘。在圖19的(a)和(b)中示出了二進(jìn)制RF信號和信道時(shí)鐘。為了匹配RF信號和信道時(shí)鐘的相位和頻率，數(shù)字PLL對高頻時(shí)鐘(Hif)按7.5、8.0和8.5進(jìn)行換算并與此同時(shí)使用該高頻時(shí)鐘(Hif)的反向邊緣，以致提前或滯后該相位，如圖20所示，因而生成一個(gè)信道時(shí)鐘。
重放時(shí)數(shù)字PLL的操作頻率，例如，對1速DVD是209.28MHz，這是對1速DVD所需要的信道時(shí)鐘26.16MHz的8倍。數(shù)字PLL的操作頻率在重放20速DVD時(shí)是4.185GHz，這是209.28MHz的20倍。由現(xiàn)有CMOS處理難以生成4GHz或更高GHz的頻率。即使生成這樣的高頻，快速操作也會功率損耗，降低LSI的使用期限，或降低LSI的利用率，因?yàn)樗麄儾粷M足規(guī)格說明。
為了通過使用已知技術(shù)來提高播放性能，可以增加信道時(shí)鐘的分辨率。然而，這進(jìn)一步增加了高頻時(shí)鐘的頻率，因此不能實(shí)現(xiàn)快速重放操作。
當(dāng)重放CD或DVD時(shí)，有時(shí)由于諸如噪聲，磁盤上的劃痕或損壞的磁盤那樣的因素而讀取不存在的游程長度數(shù)據(jù)。
在已知的RLL電路63中，在具有3T到11T的一個(gè)時(shí)間間隔的數(shù)據(jù)里，僅校正具有一個(gè)最小倒置時(shí)間間隔小于3T的數(shù)據(jù)，而且通過比較錯(cuò)誤數(shù)據(jù)前后的游程長度數(shù)據(jù)電平或比較相位誤差電平來指導(dǎo)校正。以這種校正方法，僅僅清除或拓展小于3T的游程長度數(shù)據(jù)，例如將不存在的2T拓展為最小倒置時(shí)間間隔3T。因此，校正不是以錯(cuò)誤游程長度數(shù)據(jù)的類型為基礎(chǔ)的。
對校正不符合格式的連續(xù)游程長度數(shù)據(jù)不予考慮。因此，該校正的可能性很低。
另外，在超出11T的游程長度數(shù)據(jù)上不指導(dǎo)校正，因此，不能克服這種大游程長度數(shù)據(jù)的障礙。
不考慮同步模式，有時(shí)通過校正偶然地產(chǎn)生偽同步，因而降低播放性能。
在已知電路中的抖動(dòng)測量器64通過確定由高頻時(shí)鐘控制的相位誤差是0或1來生成一個(gè)抖動(dòng)值。這是因?yàn)橛捎谝粋€(gè)高操作頻率，即使磁盤的重放速度很低也難以測量二進(jìn)制值。在已知抖動(dòng)測量器64中，對CD進(jìn)行速度超出8速的測量或?qū)VD進(jìn)行速度超出1.6速的測量都是不可能的。
因此，相位誤差并不直接用于確定一個(gè)抖動(dòng)值，相反地，僅僅由一個(gè)表示有無誤差的簡單信號來取代他們。因此，在能大批供應(yīng)的的抖動(dòng)測量器所控制的抖動(dòng)值與輸出自抖動(dòng)測量器64的數(shù)據(jù)之間沒有相關(guān)性。
如上所述，存在只有已知數(shù)字PLL系統(tǒng)才有的各種問題，需要一種能夠解決上述問題的數(shù)字PLL系統(tǒng)以及用于確保在這種數(shù)字PLL系統(tǒng)中適當(dāng)?shù)牟僮鞯囊环N測試方法。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的一方面是實(shí)現(xiàn)一種快速重放操作，并展示通過在磁盤重放裝置中使用一種新算法來執(zhí)行數(shù)字PLL系統(tǒng)的優(yōu)秀播放性能，而且還提供用于這種數(shù)字PLL系統(tǒng)的一種合適的測試方法。
為了達(dá)到以上目的，在數(shù)字PLL系統(tǒng)中使用根據(jù)本發(fā)明用于N個(gè)相位時(shí)鐘的一種相位誤差確定方法，該數(shù)字PLL系統(tǒng)包括時(shí)鐘發(fā)生部件，用于根據(jù)輸入信號的頻率和游程長度數(shù)據(jù)的頻率生成參考時(shí)鐘，從而使用該參考時(shí)鐘生成N個(gè)相位時(shí)鐘；脈寬測量部件，用于使用N個(gè)相位時(shí)鐘測量通過二進(jìn)制輸入信號所生成的重放信號的脈寬，從而輸出脈寬數(shù)據(jù)；以及游程長度提取部件，用于通過虛擬信道時(shí)鐘計(jì)算脈寬數(shù)據(jù)來提取游程長度數(shù)據(jù)。所述相位誤差確定方法包括以下步驟輸入與N個(gè)相位時(shí)鐘同步的信號作為輸入信號；檢測同步信號的改變點(diǎn)與N個(gè)相位時(shí)鐘的每個(gè)時(shí)鐘之間的定時(shí)關(guān)系；和根據(jù)所檢測的定時(shí)關(guān)系來確定N個(gè)相位時(shí)鐘的相位誤差。
在上述數(shù)字PLL系統(tǒng)中還使用了根據(jù)本發(fā)明另一種用于N個(gè)相位時(shí)鐘的相位誤差確定方法。該相位誤差確定方法包括以下步驟輸入與N個(gè)相位時(shí)鐘同步的信號作為輸入信號；檢測同步信號的改變點(diǎn)與N個(gè)相位時(shí)鐘的每個(gè)時(shí)鐘之間的定時(shí)關(guān)系；和根據(jù)所檢測的定時(shí)關(guān)系來確定N個(gè)相位時(shí)鐘的相位誤差。
在上述相位誤差確定方法中，可以通過選擇和換算其中一個(gè)N個(gè)相位時(shí)鐘來生成同步信號，而且可以在對將要選擇的時(shí)鐘進(jìn)行連續(xù)切換時(shí)，檢測同步信號的改變點(diǎn)與N個(gè)相位時(shí)鐘的每個(gè)時(shí)鐘之間的定時(shí)關(guān)系。
本發(fā)明的一個(gè)數(shù)字PLL系統(tǒng)包括時(shí)鐘發(fā)生部件，用于根據(jù)輸入信號的頻率和游程長度數(shù)據(jù)的頻率生成參考時(shí)鐘，從而使用該參考時(shí)鐘生成N個(gè)相位時(shí)鐘；脈寬測量部件，用于使用所述N個(gè)相位時(shí)鐘測量通過二進(jìn)制輸入信號所生成的重放信號的脈寬，從而輸出脈寬數(shù)據(jù)；游程長度提取部件，用于通過虛擬信道時(shí)鐘計(jì)算脈寬數(shù)據(jù)來提取游程長度數(shù)據(jù)；輸入選擇部件，用于選擇與所述N個(gè)相位時(shí)鐘異步的信號或與所述N個(gè)相位時(shí)鐘同步的信號作為輸入信號；以及改變點(diǎn)檢測部件，用于檢測由所述輸入選擇部件選擇的與所述N個(gè)相位時(shí)鐘的每個(gè)時(shí)鐘相關(guān)的輸入信號的改變點(diǎn)。
在上述數(shù)字PLL系統(tǒng)中，改變點(diǎn)檢測器可以在N個(gè)相位時(shí)鐘的兩個(gè)相鄰時(shí)鐘之間的時(shí)間間隔期間檢測異步信號的改變點(diǎn)的數(shù)量。
另外，改變點(diǎn)檢測器可以檢測同步信號的改變點(diǎn)與N個(gè)相位時(shí)鐘的每個(gè)時(shí)鐘之間的定時(shí)關(guān)系。
該數(shù)字PLL系統(tǒng)可以進(jìn)一步包括用于選擇其中N個(gè)相位時(shí)鐘的時(shí)鐘選擇器；以及同步信號發(fā)生器，通過對時(shí)鐘選擇器所選擇的時(shí)鐘進(jìn)行換算來生成同步信號。
在本發(fā)明的數(shù)字PLL系統(tǒng)中，通過使用具有與重放信號1T相同的頻率的N個(gè)相位時(shí)鐘(例如16個(gè)相位時(shí)鐘)來生成脈寬數(shù)據(jù)，而不是用高頻時(shí)鐘來測量二進(jìn)制輸入信號(重放信號)。換言之，不必在PLL中生成高頻時(shí)鐘。
用一個(gè)不是實(shí)際時(shí)鐘的虛信道時(shí)鐘來計(jì)算脈寬數(shù)據(jù)，以致提取游程長度數(shù)據(jù)。也就是說，在已知PLL中，生成與重放信號同步的信道時(shí)鐘以致確定重放信號的長度T。相反地，在本發(fā)明中，根據(jù)重放信號的脈寬數(shù)據(jù)來確定T的數(shù)量。
通過使用N個(gè)相位時(shí)鐘，可以在磁盤上執(zhí)行一個(gè)從低速到高度的無縫重放操作(例如，對于CD約從0.5速到48速，對于DVD約從0.5速到16速)，并與此同時(shí)保持內(nèi)部操作頻率為低。
因此，使用雙端控制VCO。更具體地說，為了控制該VCO而提供一個(gè)粗調(diào)端口和一個(gè)微調(diào)端口。由于這種結(jié)構(gòu)，可以增強(qiáng)無縫跟隨在RF信號的時(shí)間區(qū)域內(nèi)的一個(gè)波動(dòng)的能力，與此同時(shí)抑制添加到控制電壓的噪聲的影響。
因?yàn)橛贸訬個(gè)相位時(shí)鐘的1/N精度來測量脈寬數(shù)據(jù)，所以可以由更高的精度來控制重放信號的脈寬。
通過降低被比作已知數(shù)字PLL中的操作頻率的操作頻率，可以提高實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的LSI的使用期限和利用率。
在上述數(shù)字PLL系統(tǒng)中，需要保持N個(gè)相位時(shí)鐘的相位差一致來增強(qiáng)播放性能。因此，輸入與N個(gè)相位時(shí)鐘異步的信號作為輸入信號，并檢測在N個(gè)相位時(shí)鐘的兩個(gè)相鄰時(shí)鐘之間的一個(gè)時(shí)間間隔內(nèi)的異步信號的改變點(diǎn)的數(shù)量。在這種情況下，如果沒有相位誤差，時(shí)鐘之間的改變點(diǎn)的數(shù)量應(yīng)該是一致的。因此，通過檢查時(shí)鐘之間異步信號的改變點(diǎn)的數(shù)量，可以確定N個(gè)相位時(shí)鐘的恒相位誤差。
而且，輸入一個(gè)與N個(gè)相位時(shí)鐘同步的信號作為輸入信號，以致檢測在同步信號的改變點(diǎn)與每個(gè)N個(gè)相位時(shí)鐘之間的定時(shí)關(guān)系。如果沒有由于抖動(dòng)的波動(dòng)，同步信號的改變點(diǎn)與單個(gè)時(shí)鐘之間的定時(shí)關(guān)系是固定的。因此，通過檢查該定時(shí)關(guān)系，可以確定在時(shí)鐘相位中一個(gè)由于抖動(dòng)的波動(dòng)。
根據(jù)上述方法，可以容易地并適當(dāng)?shù)卮_定N個(gè)相位時(shí)鐘的相位誤差。
實(shí)際上，一個(gè)邏輯測試器可以用于檢查改變點(diǎn)的值，因而降低用于測試的成本，而且還增強(qiáng)測試的效率。
可以將本發(fā)明的數(shù)字PLL系統(tǒng)集成在一個(gè)芯片內(nèi)。因此，可以促進(jìn)相位誤差確定而不需要添加特殊的裝置或電路到一個(gè)邏輯測試器。


圖1是舉例說明根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的一個(gè)數(shù)字PLL系統(tǒng)的方框圖；圖2是舉例說明圖1中所示的一個(gè)脈寬測量電路2的方框圖；圖3舉例說明該實(shí)施例中的一個(gè)游程長度數(shù)據(jù)發(fā)生過程；圖4是舉例說明該實(shí)施例中16個(gè)相位時(shí)鐘的波形圖；圖5是舉例說明該實(shí)施例中16相寄存器電路的方框圖；圖6舉例說明該實(shí)施例中當(dāng)出現(xiàn)噪聲時(shí)的邊緣檢測；圖7舉例說明該實(shí)施例中的一個(gè)雙端控制VCO的特性曲線；圖8A到9B舉例說明該實(shí)施例中的脈寬測量；圖10A到11B舉例說明該實(shí)施例中16個(gè)相位時(shí)鐘的相位差；圖12A，12B和12C舉例說明該實(shí)施例中在一個(gè)RF信號和一個(gè)VCO頻率之間的頻率偏移；圖13A，13B和13C舉例說明該實(shí)施例中在一個(gè)RF信號和一個(gè)VCO頻率之間出現(xiàn)頻率偏移時(shí)的脈寬數(shù)據(jù)；圖14A和14B舉例說明在脈寬上的頻率偏移影響；圖15舉例說明由于故障導(dǎo)致的不對稱偏移；
圖16舉例說明在一個(gè)二進(jìn)制RF信號上的不對稱偏移影響；圖17舉例說明該實(shí)施例中一種用于檢測不對稱偏移的算法；圖18舉例說明隨著時(shí)間的過去在不對稱偏移中的一個(gè)變化；圖19舉例說明一個(gè)RF信號和一個(gè)已知的信道時(shí)鐘；圖20舉例說明用一個(gè)已知的數(shù)字PLL生成一個(gè)信道時(shí)鐘；圖21舉例說明在該實(shí)施例中的一個(gè)虛信道時(shí)鐘；圖22舉例說明該實(shí)施例中一個(gè)虛信道時(shí)鐘上升沿的位置；圖23和24舉例說明該實(shí)施例中脈寬數(shù)據(jù)和虛信道時(shí)鐘之間的相位關(guān)系；圖25舉例說明該實(shí)施例中脈寬數(shù)據(jù)和虛信道時(shí)鐘的理想相位狀態(tài)；圖26舉例說明該實(shí)施例中一個(gè)RF信號，游程長度數(shù)據(jù)和相位誤差；圖27是舉例說明該實(shí)施例中一個(gè)RLL電路的操作的方框圖；圖28舉例說明游程長度數(shù)據(jù)的一個(gè)單個(gè)誤差的實(shí)例；圖29舉例說明游程長度數(shù)據(jù)的兩個(gè)依次誤差的實(shí)例；圖30舉例說明游程長度數(shù)據(jù)的三個(gè)依次誤差的實(shí)例；圖31舉例說明游程長度數(shù)據(jù)的四個(gè)或更多依次誤差的實(shí)例；圖32舉例說明游程長度數(shù)據(jù)的一個(gè)12T誤差的實(shí)例；圖33舉例說明游程長度數(shù)據(jù)的一個(gè)同步誤差的實(shí)例；圖34到37舉例說明該實(shí)施例中對一個(gè)單個(gè)誤差(0T)進(jìn)行校正的實(shí)例；圖38到41舉例說明該實(shí)施例中對一個(gè)單個(gè)誤差(1T)進(jìn)行校正的實(shí)例；圖42到43舉例說明該實(shí)施例中對一個(gè)單個(gè)誤差(2T)進(jìn)行校正的實(shí)例；圖44到47舉例說明該實(shí)施例中對兩個(gè)依次誤差進(jìn)行校正的實(shí)例；圖48到54舉例說明該實(shí)施例中對三個(gè)依次誤差進(jìn)行校正的實(shí)例；圖55到56舉例說明該實(shí)施例中對四個(gè)或更多依次誤差進(jìn)行校正的實(shí)例；圖57到58舉例說明該實(shí)施例中對一個(gè)12T誤差進(jìn)行校正的實(shí)例；圖59A和59B舉例說明同步模式；圖60到69舉例說明對同步誤差進(jìn)行校正的實(shí)例；圖70舉例說明該實(shí)施例中16相雙端VCO10的特性曲線；圖71舉例說明該實(shí)施例中一種用于16相雙端VCO10控制方法；圖72是舉例說明該實(shí)施例中雙端VCO控制電路的方框圖；圖73是舉例說明一個(gè)通用PLL電路結(jié)構(gòu)的方框圖；圖74是舉例說明該實(shí)施中一個(gè)相位比較器的輸入以及一個(gè)電荷泵的輸出的波形圖；圖75是舉例說明在該實(shí)施例中的粗端控制電路的輸出的波形圖；
圖76舉例說明由該實(shí)施例的一個(gè)抖動(dòng)測量器和一個(gè)已知的抖動(dòng)測量器進(jìn)行相位誤差轉(zhuǎn)換；圖77舉例說明通過使用該實(shí)施例的一個(gè)抖動(dòng)測量器和一個(gè)已知的抖動(dòng)測量器進(jìn)行的相位誤差線性化操作；圖78舉例說明由該實(shí)施例的一個(gè)抖動(dòng)測量器和一個(gè)已知的抖動(dòng)測量器測量的值；圖79A、79B和79C舉例說明該實(shí)施例中16個(gè)相位時(shí)鐘的相位差；圖80A到80B舉例說明該實(shí)施例中一種用于確定16個(gè)相位時(shí)鐘的恒相位誤差的方法；圖81是舉例說明該實(shí)施例中一種用于確定16個(gè)相位時(shí)鐘的恒相位誤差處理過程的流程圖；圖82A到82B舉例說明該實(shí)施例中一種用于確定由于16個(gè)相位時(shí)鐘內(nèi)的抖動(dòng)分量的相位誤差的方法；圖83是舉例說明該實(shí)施例中一種用于確定由于16個(gè)相位時(shí)鐘內(nèi)的抖動(dòng)分量的相位誤差的處理過程的流程圖；圖84是舉例說一種已知的數(shù)字PLL系統(tǒng)的方框圖；圖85是一種由模擬電路實(shí)現(xiàn)的不對稱校正電路框圖；圖86舉例說明一個(gè)單端控制VCO的頻率特性曲線；圖87舉例說明當(dāng)使用四個(gè)單端控制VCO時(shí)的頻率特性曲線；圖88舉例說明一個(gè)實(shí)際VCO的頻率特性曲線；圖89A和89B舉例說明在脈寬上的一個(gè)頻率偏移影響；以及圖90舉例說明在二進(jìn)制RF信號上非對稱偏移的影響。
具體實(shí)施例方式
以下參照附圖通過舉例說明優(yōu)選實(shí)施例來詳細(xì)描述本發(fā)明。
先根據(jù)本發(fā)明詳細(xì)描述一個(gè)數(shù)字PLL系統(tǒng)，然后描述一種16個(gè)相位時(shí)鐘相位差確定方法。以下以下述順序討論本發(fā)明。
1.數(shù)字PLL系統(tǒng)的整體結(jié)構(gòu)2.脈寬測量電路3.頻率控制電路4.數(shù)字不對稱校正電路
5.時(shí)鐘相位控制/游程長度數(shù)據(jù)發(fā)生電路6.RLL電路7.雙端控制VCO8.抖動(dòng)測量器9.數(shù)字PLL系統(tǒng)的優(yōu)勢10.16相VCO的相位誤差確定1.數(shù)字PLL系統(tǒng)的整體結(jié)構(gòu)以下參照圖1來描述根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例所說的數(shù)字PLL系統(tǒng)整體結(jié)構(gòu)。
在盤(例如，CD或DVD)重放裝置中提供圖1中所示的數(shù)字PLL系統(tǒng)。在數(shù)字PLL系統(tǒng)中輸入以重放裝置的光學(xué)頭檢測到的反射光為基礎(chǔ)生成的一個(gè)重放RF信號，從重放RF信號獲得游程長度數(shù)據(jù)作為重放信息。
如圖1中所示，數(shù)字PLL系統(tǒng)包括不對稱校正電路1、脈寬測量電路2、頻率控制電路3、數(shù)字不對稱校正電路4、時(shí)鐘相位控制/游程長度數(shù)據(jù)提取電路5(在下文中有時(shí)稱為“相位控制/數(shù)據(jù)提取電路”)、游程長度校正電路6(在下文中稱為“RLL電路”)、16相雙端VCO控制電路9、抖動(dòng)測量器7、選擇器9、VCO測試計(jì)算電路92、時(shí)鐘選擇電路93、1/6換算器94、以及控制/測量值輸出電路95。
用從9開頭的參考數(shù)字所表示的這些元件確定16個(gè)相位時(shí)鐘的相位誤差，例如選擇器91，VCO測試計(jì)算電路92，時(shí)鐘選擇電路93，1/6換算器94，以及控制/測量值輸出電路95稍后在描述相位誤差確定方法的時(shí)候解釋這些元件，而在這里對數(shù)字PLL系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)和操作進(jìn)行的描述中不解釋這些元件。在常態(tài)鎖相環(huán)操作下，選擇器91選擇來自不對稱校正電路1的輸出。
將經(jīng)由磁盤重放裝置的一個(gè)光學(xué)傳感器或矩陣計(jì)算電路所提供的一個(gè)重放RF信號輸入到不對稱校正電路1，并在其中對該重放RF信號進(jìn)行二進(jìn)制處理。
然后將二進(jìn)制RF信號輸入到脈寬測量電路2。依據(jù)從16相雙端VCO10接收到的16個(gè)時(shí)鐘，脈寬測量電路2通過使用16個(gè)時(shí)鐘在內(nèi)部的測量電路中測量RF信號的脈寬，并將結(jié)果脈寬數(shù)據(jù)輸出到頻率控制電路3。
測得在脈寬測量電路2中獲得的脈寬數(shù)據(jù)為長于或短于實(shí)際長度，這是由于在RF信號的1T頻率與來自于16相雙端VCO10的16個(gè)相位時(shí)鐘之間的一個(gè)頻率偏移。
因此，頻率控制電路3檢測來自脈寬數(shù)據(jù)的一個(gè)頻率偏移，為頻率偏移校正脈寬數(shù)據(jù)，然后輸出校正的脈寬數(shù)據(jù)到數(shù)字不對稱校正電路4。
數(shù)字不對稱校正電路4檢測來自脈寬數(shù)據(jù)的一個(gè)不對稱偏移，為不對稱偏移校正脈寬數(shù)據(jù)，然后輸出校正的脈寬數(shù)據(jù)到相位控制/數(shù)據(jù)提取電路5。
相位控制/數(shù)據(jù)提取電路5生成一個(gè)虛信道時(shí)鐘，用虛信道時(shí)鐘計(jì)算脈寬數(shù)據(jù)，然后設(shè)置該計(jì)算值為游程長度數(shù)據(jù)。相位控制/數(shù)據(jù)提取電路5還提取相位誤差。
將游程長度數(shù)據(jù)和相位誤差輸出到RLL電路6。RLL電路6以相位控制/數(shù)據(jù)提取電路5提取的游程長度數(shù)據(jù)和相位誤差為基礎(chǔ)，校正不符合格式的游程長度數(shù)據(jù)。
還將相位誤差提供給抖動(dòng)測量器7，而且抖動(dòng)測量器7以相位誤差為基礎(chǔ)測量包含在RF信號內(nèi)的抖動(dòng)。
由主PLL控制電路8和雙端VCO控制電路9來控制16相雙端VCO10。
主PLL控制電路8接收來自相位控制/數(shù)據(jù)提取電路5的二進(jìn)制RF信號和游程長度數(shù)據(jù)，并從RF信號和游程長度數(shù)據(jù)產(chǎn)生一個(gè)參考時(shí)鐘。
該參考時(shí)鐘的振蕩頻率與多個(gè)RF信號的1T頻率相同(對于CD是4.3218MHz×n(速度)，對于DVD是26.16MHz×n(速度))一致。通過使用該參考時(shí)鐘，雙端VCO控制電路9執(zhí)行控制，以便參考時(shí)鐘的頻率與16相雙端VCO10的頻率一致。也就是說，雙端VCO控制電路9執(zhí)行控制以致該VCO的頻率與RF信號的頻率相同或者是它的若干倍。在該實(shí)施例中，假定VCO的頻率與RF信號的頻率相等，除以下所討論的“nTap模式”以外。
在如上所述設(shè)置的數(shù)字PLL系統(tǒng)中，因?yàn)樵撾娐肥褂?6相雙端VCO10和一個(gè)新算法，所以有可能提供這樣一個(gè)鎖相環(huán)，它能夠在磁盤上無縫地執(zhí)行一個(gè)從低速到高速的重放操作(例如，對CD約為0.5速到48速，對DVD約為0.5速到16速)并與此同時(shí)保持內(nèi)部工作頻率為低。
在一個(gè)已知的PLL中，生成一個(gè)與RF信號同步的信道時(shí)鐘來確定T的長度。相反，通過使用新算法，根據(jù)RF信號的脈寬數(shù)據(jù)來確定T的數(shù)量。也就是說，通過使用一個(gè)高頻時(shí)鐘，不測量T的長度，換言之，不生成一個(gè)用于測量T的長度的高頻時(shí)鐘，反而使用16個(gè)相位時(shí)鐘，每一個(gè)相位時(shí)鐘等于RF信號的1T。
另外，通過將該脈寬數(shù)據(jù)作為數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)進(jìn)行處理，可以展示優(yōu)秀的播放性能，并且可以獲得高精度的抖動(dòng)測量器。
以下依次描述形成該數(shù)字PLL系統(tǒng)的元件細(xì)節(jié)，例如脈寬測量電路2，頻率控制電路3，數(shù)字不對稱校正電路4，相位控制/數(shù)字提取電路5，RLL電路6，16相雙端VCO10，雙端VCO控制電路9，以及抖動(dòng)測量器7。
2.脈寬測量電路脈寬測量電路2通過使用處于低操作頻率下的數(shù)字PLL來測量一個(gè)RF信號的脈寬數(shù)據(jù)。
脈寬測量電路2對RF信號執(zhí)行精度為T/16的采樣，即每1T進(jìn)行16次采樣，這是采樣操作的一個(gè)集合，并重復(fù)多個(gè)集合，從而測量脈寬數(shù)據(jù)。
為了在一個(gè)已知的算法中獲取相同級別的精度，必須通過使用一個(gè)每1T進(jìn)行16次切換的時(shí)鐘來執(zhí)行采樣。然后，時(shí)鐘本身的頻率變得非常高。因此，接下來的方法可以用于測量處于低操作頻率的RF信號的脈寬數(shù)據(jù)。
在圖2中顯示了脈寬測量電路2的電路原理圖結(jié)構(gòu)。
脈寬測量電路2包括16相寄存器電路21、求和計(jì)算電路22、邊緣檢測電路24、計(jì)數(shù)器電路25、邊緣數(shù)寄存器電路26、以及脈寬計(jì)算電路23。
從不對稱校正電路提供給脈寬測量電路2的二進(jìn)制的RF信號表示磁盤記錄磁道上的非凹坑和凹坑。以下進(jìn)行描述，假定0表示凹坑而1表示非凹坑。眾所周知以凹坑的形式在磁盤上記錄數(shù)據(jù)，而且非凹坑是定位在磁道方向里的凹坑之間的部分(沒有凹坑的區(qū)域)。
如圖2所示將二進(jìn)制RF信號提供到16相寄存器電路21，還將16相雙端VCO10的16個(gè)相位時(shí)鐘提供到16相寄存器電路21。如上所述，16相雙端VCO10受到主PLL控制電路8和雙端VCO控制電路9的控制，因此RF信號的頻率與VCO的頻率彼此相同。
從16相雙端VCO10輸出的16個(gè)時(shí)鐘(16個(gè)相位時(shí)鐘)是其中每一個(gè)時(shí)鐘都具有VCO的1/16周期的一個(gè)相位差值的時(shí)鐘，圖4中所示CLK1到CLK16表明了這一點(diǎn)。
如圖5所示設(shè)置16相寄存器電路21，其中將16個(gè)相位時(shí)鐘提供到16相寄存器電路21。16相寄存器電路21包括第一級寄存器X1到X16、第二級寄存器Y1到Y(jié)16、以及第三級寄存器Z1到Z16。將16個(gè)相位時(shí)鐘CLK1到CLK16輸入到第一級寄存器X1到X16的時(shí)鐘脈沖輸入端。
相應(yīng)地，將二進(jìn)制RF信號輸入到與16個(gè)相位時(shí)鐘CLK1到CLK16同步的第一級寄存器X1到X16。也就是說，由第一級寄存器X1到X16鎖存該二進(jìn)制RF信號，從而在RF信號上執(zhí)行一個(gè)精度為T/16的采樣，即一個(gè)1T周期內(nèi)執(zhí)行16次采樣。
將時(shí)鐘CLK1輸入到第二級寄存器Y1到Y(jié)8的時(shí)鐘脈沖輸入端，與此同時(shí)將時(shí)鐘CLK9輸入到第二級寄存器Y9到Y(jié)16的時(shí)鐘脈沖輸入端。
將時(shí)鐘CLK1輸入到第三級寄存器Z1到Z16的時(shí)鐘脈沖輸入端。以上述時(shí)鐘輸入為基礎(chǔ)，第二級寄存器Y1到Y(jié)16和第三級寄存器Z1到Z16鎖存該RF信號。
通過使用16個(gè)相位時(shí)鐘的時(shí)鐘CLK1(在下文中有時(shí)稱為“MSCK”)最終鎖存在第一級寄存器X1到X16中經(jīng)受采樣操作的RF信號，并將此信號輸出作為數(shù)據(jù)RF1到RF16輸出，于此同時(shí)將其與時(shí)鐘MSCK同步。在該實(shí)施例中，時(shí)鐘MSCK用作數(shù)字PLL系統(tǒng)的時(shí)鐘。
將輸出自16相寄存器電路21的RF信號(RF1到RF16)輸入到求和計(jì)算電路22。
以下參照圖3描述一種用于通過求和計(jì)算電路22來確定輸入RF信號(RF1到RF16)的1T循環(huán)的狀態(tài)(在下文中有時(shí)稱為“MSCK循環(huán)”)的處理。
依據(jù)接收在16相寄存器電路21中經(jīng)受采樣的RF信號(RF1到RF16)，求和計(jì)算電路22對在圖3的(j)中顯示的每一個(gè)SCK循環(huán)里經(jīng)過16次采樣后的第一RF信號(RF1到RF16)的數(shù)量進(jìn)行求和，并輸出累積數(shù)作為圖3的(d)中顯示的值。
在圖3的(a)中顯示該二進(jìn)制RF信號，并通過使用圖3的(b)中所示的16個(gè)相位時(shí)鐘使其在16相寄存器電路21中經(jīng)受采樣操作，如圖3(c)中所示輸出該時(shí)鐘MSCK。
在求和計(jì)算電路22中，要在每一個(gè)MSCK周期中對第一RF信號(RF1到RF16)的數(shù)量進(jìn)行求和，首先將總數(shù)設(shè)置為0，例如，在圖3里的MSCK周期中。也就是說，在MSCK周期A，該二進(jìn)制RF信號在L電平，而且所有的RF元件RF1到RF16都為0。在MSCK周期B，將二進(jìn)制RF信號的電平從L移位到H，而且第二部分RF元件(即RF8到RF16)都變?yōu)?。
如圖3(d)中所示，輸出每一個(gè)MSCK周期中的第一RF信號元件的總數(shù)。因此，可以將每個(gè)MSCK中非凹坑元件的數(shù)量設(shè)置在一個(gè)從(0T/16)到(16T/16)的范圍內(nèi)。
在如圖2所示設(shè)置的脈寬計(jì)算電路2中，在每個(gè)MSCK周期中處理在求和計(jì)算電路22中所確定的數(shù)量，因而計(jì)算脈寬。
在圖3(e)中顯示根據(jù)圖3(d)中表示的數(shù)字所確定的RF信號的裝置。
例如，在圖3中MSCK周期C中，在圖3(d)中所示的第一RF信號的總數(shù)是16T/16。因此，在MSCK周期C中存在關(guān)于1.0T的非凹坑，因此確定MSCK周期C中RF信號的狀態(tài)為“非凹坑”。
在MSCK周期A中，因?yàn)樵趫D3(d)中所示的第一RF信號的總數(shù)是0T/16。所以在MSCK周期A中存在關(guān)于1.0T的非凹坑，而且確定MSCK周期A中RF信號的狀態(tài)為“凹坑”。
如同在MSCK周期B和F中那樣，當(dāng)在圖3(d)中所示的第一RF信號的總數(shù)是1T/16到15T/16時(shí)，存在非凹坑元件和凹坑元件，無論在哪種情況下，存在一個(gè)在彼此相鄰的凹坑和地之間的邊緣。在這種情況下，確定在這樣一種周期內(nèi)的RF信號的狀態(tài)為“邊緣”。
從求和計(jì)算電路22向邊緣檢測電路24，計(jì)算器電路25和邊緣數(shù)寄存器電路26輸出圖3中的數(shù)據(jù)(d)和(e)，例如第一總數(shù)和RF信號的狀態(tài)信息。
下面討論邊緣檢測電路24?？梢酝ㄟ^測量從一個(gè)邊緣到下一個(gè)邊緣的長度來確定地和凹坑的脈寬數(shù)據(jù)。因此，脈寬測量電路2必須測量來自RF信號的一個(gè)地和一個(gè)凹坑之間的一個(gè)邊緣，而且將測量分配給脈寬測量電路2的邊緣測量電路24。
邊緣檢測24根據(jù)RF信號的狀態(tài)變化來檢測邊緣。
當(dāng)圖3(e)中所示RF信號狀態(tài)以“非凹坑”→“凹坑”，“凹坑”→“非凹坑”，“非凹坑”→“邊緣”→“凹坑”，或“凹坑”→“邊緣”→“非凹坑”變化時(shí)，邊緣檢測電路24確定在RF信號中存在一個(gè)邊緣。
例如，在圖的MSCK周期A→B→C中，RF信號的狀態(tài)變?yōu)椤鞍伎印薄斑吘墶薄胺前伎印薄Ｒ虼?，邊緣檢測電路24可以確定在確定在RF信號中存在一個(gè)邊緣。
然后，在MSCK周期E→F→G中，RF信號的狀態(tài)以“非凹坑”→“邊緣”→“凹坑”變化，邊緣檢測電路24可以確定在確定在RF信號中存在一個(gè)邊緣。
在圖6中顯示了當(dāng)RF信號中出現(xiàn)噪聲時(shí)的邊緣檢測模式。如圖6(a)中所示，當(dāng)RF信號中出現(xiàn)噪聲時(shí)，由圖6的(b)表示該二進(jìn)制RF信號，并且由圖6的(c)指定RF信號的狀態(tài)。
在這種情況下，在圖6的(d)的MSCK周期B→C→D→E中，RF信號的狀態(tài)像“凹坑”→“邊緣”→“邊緣”→“非凹坑”這樣變化。照這樣，邊緣檢測電路24甚至在出現(xiàn)噪聲時(shí)也能基于狀態(tài)變化來檢測邊緣。
計(jì)數(shù)器電路25計(jì)算RF信號的邊緣之間的非凹坑數(shù)或凹坑數(shù)，以致測量非凹坑與凹坑的脈寬數(shù)據(jù)。
在圖3的(h)中顯示非凹坑計(jì)算值。當(dāng)邊緣檢測電路24檢測從一個(gè)凹坑到一個(gè)非凹坑的一個(gè)邊緣時(shí)，計(jì)數(shù)器電路設(shè)置該非凹坑計(jì)算值為0，并在每次RF信號狀態(tài)表示“非凹坑”時(shí)對非凹坑計(jì)算值加1。
因此，如圖3的(h)中所示，當(dāng)邊緣檢測電路24檢測從一個(gè)凹坑到一個(gè)非凹坑的一個(gè)邊緣時(shí)，在MSCK周期C中設(shè)置非凹坑計(jì)算值為0。然后，因?yàn)樵贛SCK周期C，D和E中的RF信號狀態(tài)為“非凹坑”，所以在每個(gè)周期對非凹坑計(jì)算值加1。也就是說，可以測量沒有邊緣的非凹坑的脈寬數(shù)據(jù)。
在MSCK周期F中檢測從一個(gè)非凹坑到一個(gè)凹坑的一個(gè)邊緣時(shí)，確定該非凹坑計(jì)算值。
盡管沒有顯示，但是類似于上述非凹坑計(jì)算那樣地執(zhí)行凹坑計(jì)算。
更具體地說，當(dāng)邊緣檢測電路24檢測從一個(gè)非凹坑到一個(gè)凹坑的一個(gè)邊緣時(shí)，計(jì)算器電路25設(shè)置凹坑計(jì)算值為0，然后在每次RF信號狀態(tài)表示“凹坑”時(shí)對凹坑計(jì)算值加1。
現(xiàn)在討論邊緣數(shù)寄存器電路26。在圖3中，由MSCK周期B和F中邊緣里的非凹坑元件和MSCK周期C，D和E里的非凹坑的總和來確定非凹坑的脈寬數(shù)據(jù)。因此，必須保持MSCK周期B和F里的非凹坑元件。然后，邊緣數(shù)寄存器電路26保持包含在邊緣里的非凹坑元件。
例如，如圖3的(f)中所示，將MSCK周期B中第一RF信號的總數(shù)9保持為在非凹坑前緣處的邊緣數(shù)。如圖3的(g)中所示，將MSCK周期F中第一RF信號的總數(shù)8保持為在非凹坑后緣處的邊緣數(shù)。
如圖6所示，當(dāng)由于在RF信號中出現(xiàn)噪聲而RF信號周期接連地表示“邊緣”時(shí)，邊緣數(shù)寄存器26保持包含于兩個(gè)邊緣內(nèi)的第一非凹坑元件的總數(shù)。
類似于非凹坑邊緣數(shù)來保持凹坑邊緣數(shù)。
將圖3中MSCK周期B里的RF信號的0秒的總數(shù)7保持為在凹坑的后緣處的邊緣數(shù)，并將MSCK周期F里的RF信號的0秒的總數(shù)8保持為在凹坑的前緣處的邊緣數(shù)。
因?yàn)榭梢酝ㄟ^從非凹坑邊緣數(shù)中減去6來獲得凹坑邊緣數(shù)，所以不必單獨(dú)保存來自該非凹坑邊緣數(shù)的凹坑邊緣數(shù)。
照這樣，從邊緣檢測電路輸出一個(gè)非凹坑/凹坑邊緣檢測信號，從計(jì)數(shù)器電路25輸出非凹坑/凹坑計(jì)算值，從邊緣數(shù)寄存器電路26輸出非凹坑/凹坑邊緣數(shù)，并將他們提供給脈寬計(jì)算電路23。
脈寬計(jì)算電路23計(jì)算來自非凹坑/凹坑計(jì)算值的非凹坑/凹坑脈寬數(shù)據(jù)以及來自邊緣數(shù)寄存器電路26的非凹坑/凹坑邊緣數(shù)，其中非凹坑/凹坑計(jì)算值來自計(jì)算器電路25。
更具體地說，如圖3的(i)中所示，通過添加非凹坑邊緣數(shù)(圖3的(f)中的9)，非凹坑計(jì)算值(圖3的(h)中的3)和非凹坑邊緣數(shù)(圖3的(g)中的8)來確定非凹坑脈寬數(shù)據(jù)。
也就是說，可以通過以下等式來確定非凹坑脈沖長度。
非凹坑前緣數(shù)+非凹坑計(jì)算值+非凹坑后緣熟＝非凹坑脈寬數(shù)據(jù)。
在圖3的實(shí)例中，可以由以下等式來表示該非凹坑脈寬數(shù)據(jù)9T/16+3T+8T/16＝4T+1T/16。
輸出結(jié)果值作為非凹坑脈寬數(shù)據(jù)?？梢灶愃频赜?jì)算凹坑脈寬數(shù)據(jù)。
如上所述，如圖2所示設(shè)置的脈寬測量電路生成用于二進(jìn)制RF的非凹坑/凹坑脈寬數(shù)據(jù)，并輸出該信號到頻率控制電路3。
為脈寬測量電路2提供一個(gè)nTap模式。在相關(guān)技術(shù)中所討論的，提供該模式來解決VCO的非線性振蕩頻率特性的問題。
用于該實(shí)施例的nTap模式如同下述。
在該實(shí)施例的數(shù)字PLL系統(tǒng)中，控制VCO的振蕩頻率來與如上所述的RF信號頻率相等。
如同以下在對雙端VCO控制電路9的描述中所討論的，將16相雙端VCO10的微調(diào)電壓(在下文中稱為“VCF”)控制為VDD/2。因此，根據(jù)RF信號的頻率一致地確定關(guān)于VCF的VCO的振蕩頻率。
在圖7中顯示用于該實(shí)施例的數(shù)字PLL系統(tǒng)的VCO的頻率特性曲線。橫軸表示VCF，左邊的豎軸表示振蕩頻率，右邊的豎軸表示粗調(diào)電壓(在下文中稱為“VCR”)。當(dāng)VCF為VDD/2不一致時(shí)，圖7顯示依賴于VCR值的斜率(Δf/ΔV)。
例如，當(dāng)VCO振蕩頻率為50MHz時(shí)，斜率(a)為Δf4/ΔV。當(dāng)VCO振蕩頻率為100MHz時(shí)，斜率(b)為Δf5/ΔV。通過比較兩個(gè)斜率，發(fā)現(xiàn)斜率(b)Δf5/ΔV小于斜率(a)Δf4/ΔV。斜率(c)和(d)甚至小于斜率(b)。
在該VCO中，當(dāng)RF信號頻率為高時(shí)，在VCF中出現(xiàn)噪聲并不嚴(yán)重影響播放性能。然而，當(dāng)RF頻率為低時(shí)，在VCF中出現(xiàn)噪聲相當(dāng)嚴(yán)重影響該播放性能。因此，必須抑制當(dāng)頻率為低時(shí)在播放性能上的噪聲影響。
如上所述，在測量RF信號的脈寬數(shù)據(jù)時(shí)，由16相雙端VCO10的16個(gè)相位時(shí)鐘鎖存該RF信號。在nTap模式中，將VCO頻率乘以2，4，8，然后通過使用其中一些16個(gè)相位時(shí)鐘來鎖存RF信號，因而確定脈寬數(shù)據(jù)。
以這種方法，提高VCO振蕩頻率以致斜率(Δf/ΔV)變得更小，因而抑制噪聲影響。以下參照圖8A到9B進(jìn)行詳細(xì)描述。
圖8A舉例說明在VCO振蕩頻率與RF信號頻率相等時(shí)進(jìn)行測量的脈寬數(shù)據(jù)。在圖8A中，通過使用16個(gè)相位時(shí)鐘CLK1到CLK16使RF信號經(jīng)受采樣操作以致測量脈寬數(shù)據(jù)。該結(jié)果脈寬數(shù)據(jù)是2T+14T/16。
如圖8B所示，如果加倍該VCO振蕩頻率來確定RF信號的脈寬數(shù)據(jù)，那么脈寬數(shù)據(jù)測量是圖8A中所示脈寬數(shù)據(jù)兩倍那么長的5T+14T/16。
然后，如圖9A中所示，如果僅僅通過使用奇數(shù)時(shí)鐘(CLK1、CLK3、CLK5......CLK15)來確定脈寬數(shù)據(jù)，那么RF信號的脈寬數(shù)據(jù)產(chǎn)生與圖8A中所示長度相同的2T+14T/16。使RF信號的一個(gè)IT周期在上升沿CK，CK1’，CK3，CK3’，...，CK15，CK15’經(jīng)受采樣16次。像MSCK那樣，使用CLK1的1/2換算時(shí)鐘。
以這種方式，通過加倍VCO頻率和使用其他每個(gè)用于測量脈寬數(shù)據(jù)的時(shí)鐘，可以準(zhǔn)確地測量RF信號的脈寬數(shù)據(jù)。
如圖9B所示，當(dāng)4倍提高VCO頻率之后，可以通過僅僅使用四個(gè)時(shí)鐘CLK1，CLK5，CLK9和CLK13來準(zhǔn)確地測量脈寬數(shù)據(jù)。類似地，當(dāng)8倍提高VCO頻率之后，可以通過僅僅使用兩個(gè)時(shí)鐘CLK1和CLK9來準(zhǔn)確地測量脈寬數(shù)據(jù)。當(dāng)16倍提高VCO頻率之后，可以通過僅僅使用一個(gè)時(shí)鐘CLK1來準(zhǔn)確地測量脈寬數(shù)據(jù)。
當(dāng)RF信號的頻率是50MHz時(shí)，可以如圖7中(d)所示8倍提高VCO頻率到400MHz(小斜率Δf7/ΔV)，而不是如圖7中(a)所示到50MHz。這使得降低關(guān)于控制電壓的振蕩頻率(Δf/ΔV)成為可能，因而抑制出現(xiàn)在控制電壓內(nèi)對播放性能的噪聲影響。
如圖10A中所示，設(shè)置16相雙端VCO的16個(gè)相位時(shí)鐘來擁有一個(gè)一致的相位差值。然而由于某種原因，如圖10B所示，16時(shí)鐘的相位差值有時(shí)變成不一致的。
在這種情況下，就無法準(zhǔn)確地測量RF信號的脈寬數(shù)據(jù)。然而如上所述，加倍VCO頻率時(shí)，僅使用奇數(shù)時(shí)鐘。因此，即使CLK2或CLK4的相位脫離理想狀態(tài)，也不影響測量脈寬數(shù)據(jù)。當(dāng)16倍提高VCO頻率時(shí)，僅使用時(shí)鐘CLK1。因此，只要CLK1的相位是正確的，那么即使其他時(shí)鐘的相位誤差脫離理想狀態(tài)，也可以準(zhǔn)確地測量脈寬數(shù)據(jù)。
如圖11A到11B所示，現(xiàn)在認(rèn)為CLK1的相位誤差脫離了理想狀態(tài)50％。在圖11A和11B中的VCO振蕩頻率分別是50MHz和100MHz。圖11A和11B顯示即使該相位誤差脫離了相同的百分比，例如50％，該絕對偏差也會當(dāng)振蕩頻率更高時(shí)而變得更小(圖11B)。
因此，在nTap模式中，可以抑制用于測量脈寬數(shù)據(jù)的一個(gè)時(shí)鐘內(nèi)一個(gè)相對相位誤差的影響，因此可以正確地讀取RF信號。
3.頻率控制電路3-1 頻率偏移如上所述，頻率控制電路3檢測與來自于脈寬檢測電路2的脈寬數(shù)據(jù)不同的一個(gè)頻率，以致為該頻率偏移校正脈寬數(shù)據(jù)。
頻率偏移的定義如下。當(dāng)VCO頻率和RF信號的頻率之間存在一個(gè)差值時(shí)，如圖12A，12B和12C所示，該結(jié)果脈寬數(shù)據(jù)發(fā)生改變。
圖12A舉例說明VCO頻率與用于3T的理想RF信號一致的情況；圖12B舉例說明VCO頻率高于RF信號2％的情況；圖12C舉例說明VCO頻率低于RF信號2％的情況。
如圖12A所示，當(dāng)兩個(gè)頻率彼此一致時(shí)，脈寬數(shù)據(jù)準(zhǔn)確地測量為3T(3T+0/16T)。
然而，如圖12B所示，當(dāng)VCO頻率高于RF信號頻率時(shí)，脈寬數(shù)據(jù)測量為多于(3T+1/16T)。
相反地，當(dāng)VCO頻率低于RF信號頻率時(shí)，脈寬數(shù)據(jù)測量為少于(2T+15/16T)。
因此，當(dāng)輸入脈寬數(shù)據(jù)更頻繁地測量多了時(shí)，可以確定VCO頻率變得高于RF信號頻率。相反地，當(dāng)輸入脈寬數(shù)據(jù)更頻繁地測量少了時(shí)，可以確定VCO頻率變得低于RF信號頻率。
3-2 用于校正頻率偏移的算法3-2-1 用于檢測輸入脈寬數(shù)據(jù)中頻率偏移的方法以下描述一種用于檢測總量和方向的方法，例如，有多少VCO頻率變得高于或低于RF信號，其中以上述方向?qū)斎朊}寬數(shù)據(jù)的每一個(gè)數(shù)據(jù)項(xiàng)的頻率進(jìn)行偏移。
為了討論該用于檢測一個(gè)頻率偏移的方法，在圖13A，13B和13C中顯示RF信號的脈寬數(shù)據(jù)實(shí)例。
圖13A舉例說明VCO頻率與用于7T的RF信號一致的情況。在此理想狀態(tài)下，例如，當(dāng)RF信號的頻率與VCO頻率完全相同時(shí)脈寬變?yōu)橐粋€(gè)整數(shù)(7T+0/16T)。
然而，當(dāng)VCO頻率高于或低于RF信號頻率時(shí)，該結(jié)果脈寬數(shù)據(jù)具有邊緣元件。由于數(shù)字PLL的結(jié)構(gòu)，不提供這樣一種信息，該信息表明與RF信號和VCO頻率之間的一個(gè)頻率偏移的極性。因此有必要根據(jù)一個(gè)特定算法來確定來自數(shù)據(jù)脈寬的一個(gè)頻率偏移的方向。在此算法中，使用整體頻率偏移的值，其中如后續(xù)章節(jié)“3-2-2用于檢測整體頻率偏移的方法”中所討論的計(jì)算上述整體頻率偏移的值。
圖13B舉例說明VCO頻率變得高于RF信號6％的情況。在這種情況下，該脈沖寬度測量為7T+7/16T，而且無法確定是否因?yàn)閂CO頻率變低，8T測量少了，或因?yàn)閂CO頻率變高，7T測量多了。
然而，如果整體頻率偏移的值包含有關(guān)VCO頻率高于5％的信息，可以確定7T測量多了，7T+7/16T，VCO頻率變高，可以計(jì)算該脈寬數(shù)據(jù)的頻率偏移為(7T+7/16T)/7T＝7.4375/7≈6.3％。
圖13C舉例說明VCO頻率變得低于RF信號6％的情況。在這種情況下，該脈沖寬度測量6T+9/16T，但是這僅根據(jù)是頻率偏移方向的脈寬數(shù)據(jù)是無法確定的，如同在圖13B的情況中。如果整體頻率偏移的值包含有關(guān)VCO頻率降低5％的信息，7T測量少了，6T+9/16T，因?yàn)閂CO頻率變小，可以計(jì)算該脈寬數(shù)據(jù)的頻率偏移為(6T+9/16T)＝6.5625/7 ≈-6.2％。
如上所述，通過使用脈沖寬度和整體頻率偏移值，可以檢測輸入脈寬數(shù)據(jù)的頻率偏移。
3-2-2 用于檢測整體頻率偏移的方法在計(jì)算輸入脈寬數(shù)據(jù)的每一個(gè)數(shù)據(jù)項(xiàng)的頻率偏移時(shí)，可以確定整體頻率偏移。然而，即使不存在頻率偏移，有時(shí)候也確定數(shù)據(jù)脈沖數(shù)據(jù)具有一個(gè)由于抖動(dòng)或偶然時(shí)間錯(cuò)誤導(dǎo)致的頻率偏移。作為克服這個(gè)障礙的方法，通過允許每個(gè)輸入脈寬數(shù)據(jù)經(jīng)過一個(gè)無限脈沖反應(yīng)(IIR)數(shù)字濾波器來取消諸如抖動(dòng)這樣的噪聲元件，從而計(jì)算整體頻率偏移的總量和方向。可以外部地控制IIR數(shù)字濾波器的時(shí)間常數(shù)。因此，可以增加該時(shí)間常數(shù)來抑制噪聲影響，而且相反地，可以減少該時(shí)間常數(shù)來提高頻率偏移的識別速度。
3-2-3 用于校正頻率偏移的方法可以由數(shù)據(jù)脈寬數(shù)據(jù)，整體頻率偏移和頻率偏移的方向來確定總數(shù)，該總數(shù)校正一個(gè)頻率偏移。
當(dāng)VCO頻率高于RF信號的頻率5％時(shí)，5T的RF信號測量為5T+4T/16，如圖14A所示，以及10T的RF信號測量為10T+8T/16，如圖14B所示。
然而，實(shí)際脈寬數(shù)據(jù)具有一個(gè)波動(dòng)，也就是說5T+3T/16和5T+5T/16，這是由于噪聲，例如抖動(dòng)。
頻率控制電路3的目的僅僅是為了頻率偏移而校正數(shù)據(jù)脈寬數(shù)據(jù)，并且因此忽視外部干擾的影響。也就是說，可以僅僅通過根據(jù)頻率偏移的計(jì)算來確定應(yīng)該校正的總量。例如，當(dāng)VCO頻率高于RF信號的頻率5％時(shí)，校正總量在脈寬數(shù)據(jù)是5T時(shí)為-4T/16，而且校正總量在脈寬數(shù)據(jù)是10T時(shí)為-8T/16。
4.數(shù)字不對稱校正電路4-1 不對稱偏移如上面所討論的，數(shù)字不對稱校正電路4檢測來自脈寬數(shù)據(jù)的一個(gè)不對稱偏移，以便校正該脈寬數(shù)據(jù)。
如下所述定義不對稱偏移。在圖15中顯示一個(gè)結(jié)構(gòu)方式的實(shí)例，該結(jié)構(gòu)方式由于在一個(gè)光信號中的確定而產(chǎn)生一個(gè)不對稱偏移。
如同在圖84的電路圖中所討論的，在光盤的RF信號中，該RF信號本身的平均值可以用作限制電平。這是因?yàn)槠胶饬苏穹恼婧拓?fù)面以致RF信號的DC部分(平均值)可以變成RF信號的中心電平。
然而，因?yàn)橛煞瓷涔庠诠獗P表面生成了RF信號，那么該RF信號是暫時(shí)偏移量，如圖15所示，由于光盤表面的疵點(diǎn)，例如污點(diǎn)或裂紋。包含在正常RF信號內(nèi)的限制電平具有好比是該RF信號的頻率的一個(gè)充分持久的常數(shù)，以致它不受到正面和負(fù)面之間的暫時(shí)失衡的影響。因此，如果該由于疵點(diǎn)而產(chǎn)生的一個(gè)偏移量足夠小于用于產(chǎn)生限制電平的時(shí)間常數(shù)，則該限制電平無法跟隨RF信號的中心電平。
該狀態(tài)稱為“不對稱偏移”，而且在一個(gè)其中出現(xiàn)不對稱偏移的區(qū)域不能正確地對RF信號進(jìn)行二進(jìn)制處理。因此，降低了播放性能，而且該鎖相環(huán)操作變得不穩(wěn)定。以下參照圖16對該結(jié)構(gòu)方式進(jìn)行詳細(xì)的描述。
如圖16所示，光盤的RF信號是具有一個(gè)特定斜率的模擬信號，而且其振幅根據(jù)脈寬數(shù)據(jù)而變化。所以理想地，應(yīng)該將限制電平保持在中心頻率來二進(jìn)制化該RF信號。
然而，如果限制電平由于一個(gè)不對稱偏移而偏離了中心電平，則該脈寬數(shù)據(jù)偏向于正面或負(fù)面。
例如，如果限制電平偏向于正面，如圖16中用“偏移+小”或“偏移+大”所表示的，則在脈寬數(shù)據(jù)中，正面上的信號變小而負(fù)面上的信號變大。
另一方面，如果限制電平偏向于負(fù)面，如圖16中用“偏移-小”或“偏移-大”所表示的，則在脈寬數(shù)據(jù)中，負(fù)面上的信號變小而正面上的信號變大。
換言之，當(dāng)脈寬數(shù)據(jù)可選擇地包含更多或更少誤差元件時(shí)，可以認(rèn)為出現(xiàn)了一個(gè)不對稱偏移。
4-2 用于進(jìn)行數(shù)字不對稱校正的算法4-2-1 用于檢測不對稱偏移的方法以下描述一種用于檢測一個(gè)不對稱偏移的總量和方向的方法，即，不論限制電平偏向于正面還是負(fù)面。
為了討論該用于檢測一個(gè)不對稱偏移的方法，在圖17中顯示一個(gè)RF信號，限制電平和脈寬數(shù)據(jù)的實(shí)例。
在理想的RF信號中，將限制電平保持在校正電平(即中心電平)時(shí)，該脈寬數(shù)據(jù)可以變成一個(gè)整數(shù)。
然而，如果限制電平偏向于正面或負(fù)面，則脈寬數(shù)據(jù)包含邊緣元件，而且根據(jù)該限制電平的偏移方向以及與RF信號相反的偏移方向，從正確的脈寬數(shù)據(jù)增加或減少邊緣元件。如果限制電平偏向于正面，則正面上的脈寬數(shù)據(jù)變小而負(fù)面上的脈寬數(shù)據(jù)變大。相反地，如果限制電平偏向于負(fù)面，則正面上的脈寬數(shù)據(jù)變大而負(fù)面上的脈寬數(shù)據(jù)變小。
因此有必要根據(jù)一個(gè)特定算法確定來自輸入脈寬數(shù)據(jù)的一個(gè)不對稱偏移的極性。在此算法中可以利用這種事實(shí)該脈寬數(shù)據(jù)可以是僅在3T到11T和14T的范圍之內(nèi)作為RF信號格式的一個(gè)整數(shù)。
例如，在圖17中，當(dāng)限制電平偏向于正面時(shí)，該結(jié)果脈寬數(shù)據(jù)的邊緣元件是0.5T，即脈寬數(shù)據(jù)的單位的一半。在這種情況下，作為第一脈寬數(shù)據(jù)5.5T和第二脈寬數(shù)據(jù)5.5T偏移的依據(jù)的總量是0.5T?？梢院唵喂烙?jì)一個(gè)數(shù)據(jù)應(yīng)該是5T，而另一個(gè)數(shù)據(jù)應(yīng)該是6T。然而，無法確定應(yīng)該將哪一個(gè)數(shù)據(jù)校正到5T或6T，即第一數(shù)據(jù)或第二數(shù)據(jù)。
第三脈寬數(shù)據(jù)是2.5T。因?yàn)樵?T不存在于CD的一個(gè)RF信號中，那么生成該脈寬數(shù)據(jù)作為脈寬數(shù)據(jù)3T測量小了的結(jié)果，而該結(jié)果是由于一個(gè)不對稱偏移。類似地，第四脈寬數(shù)據(jù)是11.5T。因?yàn)樵?2T不存在于CD的一個(gè)RF信號中，那么生成該脈寬數(shù)據(jù)作為脈寬數(shù)據(jù)11T測量多了的結(jié)果。
現(xiàn)在假設(shè)有選擇地將脈寬數(shù)據(jù)元件劃分為組a和組b。然后，每一組是具有RF信號任何一個(gè)極性的脈寬數(shù)據(jù)成分的一個(gè)集合?，F(xiàn)在認(rèn)為此概念為運(yùn)用具有一個(gè)在圖17中所示的不對稱偏移的脈寬數(shù)據(jù)。
當(dāng)限制電平偏向于正面時(shí)，可以確定在此方向上出現(xiàn)一個(gè)不對稱偏移，其中以組劃分的數(shù)據(jù)以該方向進(jìn)行較少的測量，因?yàn)榈谌}寬數(shù)據(jù)是2.5T。
當(dāng)限制電平偏向于負(fù)面時(shí)，無法根據(jù)第三脈寬數(shù)據(jù)3.5T來確定不對稱偏移的極性。然而，因?yàn)榈谖迕}寬數(shù)據(jù)是11.5T，所以可以確定在此方向上出現(xiàn)一個(gè)不對稱偏移，其中以組劃分的數(shù)據(jù)以該方向進(jìn)行較多的測量。
如上所述，通過檢測脈寬數(shù)據(jù)3T或更少或11T或更多，可以確定一個(gè)不對稱偏移的方向。
4-2-2 關(guān)于開始不對稱校正的情況在檢測一個(gè)不對稱偏移時(shí)，可以立即校正該不對稱偏移。
然而在運(yùn)用一個(gè)RF信號時(shí)，有時(shí)出現(xiàn)一個(gè)與不對稱偏移相類似的誤差，這是由于抖動(dòng)或偶然事件誤差。更具體地說，偶然地有選擇地生成在正面和負(fù)面例的邊緣元件，可以錯(cuò)誤地將該邊緣元件識別成不對稱偏移。
為了避免這種錯(cuò)誤識別，提供邊緣元件符號交替反向數(shù)的一個(gè)下限。超過該下限對邊緣元件符號進(jìn)行反向時(shí)，確定發(fā)生一個(gè)不對稱偏移。
如果一個(gè)RF信號中時(shí)常出現(xiàn)抖動(dòng)，那么可能即使上述交替反向數(shù)的下限相當(dāng)高，也錯(cuò)誤地識別一個(gè)不對稱偏移。為了克服此障礙，提供一個(gè)特定數(shù)量邊緣元件作為一種開始不對稱校正的狀態(tài)，因而減少由于小誤差而錯(cuò)誤校正的可能性，例如，小電平抖動(dòng)。
因此，提供一個(gè)最小數(shù)量交替反向邊緣成分和一個(gè)最小數(shù)量邊緣元件作為用于開始不對稱校正的狀態(tài)，因而獲得不對稱偏移的高精度檢測?？梢詫⒆钚?shù)量交替反向邊緣成分和最小數(shù)量邊緣元件的比值設(shè)置為所需要的。
4-2-3檢 測不對稱偏移并確定校正的總數(shù)在數(shù)字不對稱校正電路4中，從一個(gè)檢測的不對稱偏移生成校正的總數(shù)，因而指導(dǎo)一個(gè)合適數(shù)量的校正。
在圖18中顯示由于疵點(diǎn)而產(chǎn)生一個(gè)不對稱偏移的處理過程的特殊實(shí)例。在圖18中，顯示當(dāng)RF信號由于光盤上的污點(diǎn)而消失時(shí)在一個(gè)RF信號里的一個(gè)變化。
在這種情況下，RF信號消失，這是由于疵點(diǎn)的偏移量，而且它在疵點(diǎn)之后重新出現(xiàn)。
其后，不對稱偏移到達(dá)最高級并隨著時(shí)間過去而逐漸變小。為了準(zhǔn)確校正該RF信號，有必要根據(jù)不對稱偏移中的一個(gè)變化而改變校正總數(shù)。也就是說，將檢測到的不對稱偏移的總量適當(dāng)?shù)胤答伒矫}寬數(shù)據(jù)。因此有可能對一個(gè)隨著時(shí)間過去而變化的不對稱偏移進(jìn)行校正。
可以由一個(gè)非常簡單的算法來生成校正的總量。
如參照圖17所述，可以由RF信號的極性和不對稱偏移的極性來唯一地確定在脈寬數(shù)據(jù)的邊緣元件上的影響，該影響是來自不對稱偏移。也就是說，可以用交替符號對脈寬數(shù)據(jù)的邊緣元件進(jìn)行累積來計(jì)算不對稱偏移的總數(shù)。
在邊緣元件累積過程中，如果累積數(shù)太小，則很可能添加與一個(gè)不對稱偏移不相干的偶然事件誤差元件。相反地，如果累積數(shù)太大，則難以跟隨不對稱偏移中的快速變化，而且不能反饋校正的準(zhǔn)確總數(shù)。
在一個(gè)實(shí)際的系統(tǒng)中，使累積數(shù)可調(diào)，而且依賴于硬件結(jié)構(gòu)由微程序控制存儲器來改變該累積數(shù)。由于這種結(jié)構(gòu)，可以選擇系統(tǒng)中最合適的累積數(shù)。
4-2-4 關(guān)于完成不對稱校正的情況在開始不對稱校正后，如果滿足特定情況，可以完成不對稱校正。
作為第一種情況，對不對稱偏移總數(shù)提供一個(gè)下限，然而當(dāng)校正總數(shù)達(dá)到該下限時(shí)，終止不對稱校正。理由是僅僅不必校正少量不對稱偏移?？梢詫⒃撓孪薜谋戎翟O(shè)置為所需要的。
作為第二種情況，當(dāng)在特定范圍外產(chǎn)生脈寬數(shù)據(jù)時(shí)終止校正。該理由如下所述。如果一個(gè)輸入信號具有非常偏離預(yù)定格式的值，對于不對稱校正電路4要準(zhǔn)確檢測偏移總數(shù)來說是非常困難的。因此，很有可能不對稱校正電路4錯(cuò)誤地檢測偏移總數(shù)并因此對該偏移進(jìn)行錯(cuò)誤的校正。
5.時(shí)鐘相位控制/游程長度發(fā)生電路5-1 概述時(shí)鐘相位控制/游程長度發(fā)生電路(相位控制/數(shù)據(jù)提取電路)相位控制/數(shù)據(jù)提取電路5產(chǎn)生一個(gè)虛信道時(shí)鐘，用此虛信道時(shí)鐘對脈寬數(shù)據(jù)進(jìn)行計(jì)算，然后設(shè)置該計(jì)算值為游程長度數(shù)據(jù)。相位控制/數(shù)據(jù)提取電路5還檢測相位誤差。
以下簡要討論一種用于產(chǎn)生虛信道時(shí)鐘的已知技術(shù)。通過應(yīng)用來自光學(xué)傳感器的激光從一個(gè)光盤上讀取數(shù)據(jù)而產(chǎn)生的一個(gè)RF信號具有一個(gè)在時(shí)間域內(nèi)的波動(dòng)。
如圖19的(b)中所示為了正確讀取具有一個(gè)波動(dòng)的RF信號，如圖19的(a)中所示需要一個(gè)與RF信號同步的信道時(shí)鐘，以及一個(gè)用于產(chǎn)生該信號時(shí)鐘的數(shù)字PLL。當(dāng)讀取圖19的(a)中所示帶有信號時(shí)鐘的二進(jìn)制RF信號時(shí)，獲得圖19的(c)中所示RF信號。
通常，為了生成一個(gè)信號時(shí)鐘，如圖20的(a)中所示使用一個(gè)高頻時(shí)鐘(Hif)，該高頻時(shí)鐘比一個(gè)常規(guī)信號時(shí)鐘高八倍。然后，為了匹配相位以及在RF信號和信號時(shí)鐘之間的頻率，如圖20的(b)中所示，對高頻時(shí)鐘(Hif)按照7.5，8.0和8.5進(jìn)行換算來提前或延遲信號時(shí)鐘的相位，還通過使用高頻時(shí)鐘的反向邊來進(jìn)行。然后，如圖19的(c)中所示，在結(jié)果信道時(shí)鐘的上升沿讀取RF信號，因而測量來自RF信號的游程長度數(shù)據(jù)。
相反，根據(jù)該實(shí)施例，對RF信號邊緣到信道時(shí)鐘的相位關(guān)系進(jìn)行數(shù)字化，而不是在數(shù)字PLL中生成一個(gè)時(shí)鐘并通過使用所生成的時(shí)鐘對RF信號進(jìn)行采樣，從RF信號的脈寬數(shù)據(jù)生成游程長度數(shù)據(jù)。以下描述一個(gè)用于生成游程長度數(shù)據(jù)的算法。
5-2 有關(guān)產(chǎn)生虛信道時(shí)鐘和游程長度數(shù)據(jù)的概念如上所述，用一個(gè)脈沖寬度的整數(shù)部分和邊緣部分來表示用脈寬測量電路2所測量的非凹坑/凹坑脈寬數(shù)據(jù)。例如，當(dāng)脈寬數(shù)據(jù)是3T+2T/16(＝3.125T)時(shí)，脈沖寬度的整數(shù)部分是3T，脈沖寬度的邊緣部分是2T/16。
盡管以下進(jìn)行了詳細(xì)的描述，通過使用脈寬數(shù)據(jù)來計(jì)算從RF信號的邊緣到虛信道時(shí)鐘的相位誤差。虛信道時(shí)鐘不是一個(gè)實(shí)際信道時(shí)鐘。由圖21的(a)表示二進(jìn)制RF信號，并由圖21的(b)表示虛信道時(shí)鐘。在圖21的(c)中所示的實(shí)例中，從RF信號的邊緣A到信道時(shí)鐘的上升沿的距離是虛信道時(shí)鐘的相位誤差，由11T/16所表示。
可以通過計(jì)算在由圖21的(f)所表示的非凹坑的脈寬數(shù)據(jù)中包含了多少虛信道時(shí)鐘上升沿來產(chǎn)生游程長度數(shù)據(jù)。在圖21中，可以在非凹坑的脈寬數(shù)據(jù)內(nèi)包含虛信道時(shí)鐘的三個(gè)上升沿，因此可以確定游程長度數(shù)據(jù)為3T。
5-3 用于確定游程長度數(shù)據(jù)的算法現(xiàn)在描述一種由相位控制/數(shù)據(jù)提取電路5從脈寬數(shù)據(jù)生成游程長度數(shù)據(jù)的特定運(yùn)算。
以下討論一種用于從圖21的(f)所表示的脈寬數(shù)據(jù)3T+4T/16生成游程長度數(shù)據(jù)的方法。
由圖21的(b)指定的虛信道時(shí)鐘的第一上升沿位于從由圖21的(g)指定的邊緣A進(jìn)行11T/16延遲的部分。虛信道時(shí)鐘的第二上升沿位于從邊緣A進(jìn)行1T+11T/16延遲的部分。虛信道時(shí)鐘的第三上升沿位于從邊緣A進(jìn)行2T+11T/16延遲的部分。虛信道時(shí)鐘的第四上升沿位于從邊緣A進(jìn)行3T+11T/16延遲的部分。
由圖21的(f)指定的脈寬數(shù)據(jù)3T+4T/16比虛信道時(shí)鐘的第三上升沿2T+11T/16大，并小于虛信道時(shí)鐘的第四上升沿3T+11T/16。
因此，虛信道時(shí)鐘的第三上升沿計(jì)算從RF信號的一個(gè)邊緣到RF信號的下一個(gè)邊緣的距離，而且可以確定該脈寬數(shù)據(jù)的游程長度數(shù)據(jù)為3T。
以下描述一種用于在脈寬數(shù)據(jù)的邊緣部分與虛信道時(shí)鐘的上升沿相一致時(shí)生成游程長度數(shù)據(jù)的方法。
圖22顯示其中脈寬數(shù)據(jù)是3T+4T/16和虛信道時(shí)鐘是4T/16的情況。圖22的(b)中所示脈寬數(shù)據(jù)的邊沿與虛信道時(shí)鐘的第四上升沿一致。因此，不能確定脈沖A的寬度是3T還是4T。這是因?yàn)樵诓蓸雍蟊容^虛信道時(shí)鐘與二進(jìn)制RF信號。因此，必須在采樣前比較虛信道時(shí)鐘與二進(jìn)制RF信號。
因?yàn)镽F信號與虛信道時(shí)鐘異步，所以RF信號采樣前的信號是具有由圖22的(a)所指定的一個(gè)邊緣的一個(gè)二進(jìn)制RF信號。圖22的(a)的二進(jìn)制RF信號的邊緣位于虛信號時(shí)鐘的上升沿之前。因此，可以確定脈沖A的長度比位于相同于脈沖A的邊緣的虛信道時(shí)鐘小。
5-4 用于生成虛信道時(shí)鐘的算法以下參照圖21討論一種用于生成一個(gè)虛信道時(shí)鐘的算法。為了確定來自圖21的(j)所表示的接下來的脈寬數(shù)據(jù)的游程長度數(shù)據(jù)，必須確定由圖21的(d)表示的接下來的虛信道時(shí)鐘和由圖21的(h)表示的邊緣B之間的相位差。
從圖21的(g)所示的邊緣A對用于確定當(dāng)前脈寬數(shù)據(jù)(f)的游程長度數(shù)據(jù)的虛信號時(shí)鐘進(jìn)行11T/16的延遲。因?yàn)楫?dāng)前脈寬數(shù)據(jù)是3T+4T/16，所以從當(dāng)前虛信道時(shí)鐘對邊緣B進(jìn)行4T/16的延遲。也就是說，可以計(jì)算圖21的(i)所示接下來的虛信道時(shí)鐘與邊緣B之間的相位差為11T/16-4T/16＝7T/16。
5-5 用于虛信道時(shí)鐘的相位控制算法以下參照圖23討論一種用于虛信道時(shí)鐘的相位控制算法。圖23舉例說明存在在來自RF信號的邊緣的虛信道時(shí)鐘的情況A和情況P之間的相位差。
為了在即使RF信號包含一個(gè)在時(shí)間域內(nèi)的影響或噪聲(如抖動(dòng))的時(shí)候也正確地生成游程長度數(shù)據(jù)，必須控制虛信道時(shí)鐘的相位。執(zhí)行相位控制以致該相位差位于情況P和情況A，來最大化與RF信號有關(guān)的虛信道時(shí)鐘的準(zhǔn)備時(shí)間和占用時(shí)間。
以下參照圖25來討論當(dāng)相位差位于情況A情況P時(shí)最大化準(zhǔn)備時(shí)間和占用時(shí)間的原因。從圖25中的點(diǎn)A到點(diǎn)B來定位該信道時(shí)鐘。在這種情況下，該用來最大化準(zhǔn)備時(shí)間和占用時(shí)間的理想RF信號邊緣是從點(diǎn)A偏移0.5T的邊緣A。
現(xiàn)在認(rèn)為將RF信號的邊緣移位到邊緣B或C。在通過使用來自16相雙端VCO10的16個(gè)相位時(shí)鐘來使具有邊緣B或C的二進(jìn)制RF信號經(jīng)受采樣操作之后，在圖25的(b)或(c)中分別顯示結(jié)果脈寬數(shù)據(jù)。也就是說，在RF信號與虛信道時(shí)鐘之間的相位差是理想的時(shí)候，從圖25中(b)和(c)的邊緣到點(diǎn)B的相位差分別是8T/16和7T/16。因此，確定相位差7T/16或8T/16為理想相位差，并因此不校正該相位差(將其設(shè)置為死區(qū))。在圖23中，該死區(qū)相當(dāng)于情況P和情況A。
如同下述確定相位誤差。當(dāng)虛信道時(shí)鐘的上升沿是從情況B到情況H時(shí)，確定從情況A偏離的每一個(gè)情況都是一個(gè)相位誤差。當(dāng)虛信道時(shí)鐘的上升沿是從情況I到情況O時(shí)，確定從情況P偏離的每一個(gè)情況都是一個(gè)相位誤差。
當(dāng)圖23中所示虛信道時(shí)鐘的上升沿是從情況B到情況H時(shí)，相位控制/數(shù)據(jù)提取電路5確定從情況A到情況P延遲虛信道時(shí)鐘。相反地，當(dāng)圖23中所示虛信道時(shí)鐘的上升沿是從情況I到情況O時(shí)，相位控制/數(shù)據(jù)提取電路5確定從情況A到情況P提前虛信道時(shí)鐘。
一種用于確定是否虛信道時(shí)鐘提前或滯后的標(biāo)準(zhǔn)依賴于RF信號的屬性。存在這樣一些情況，其中最好處理與情況A和情況P相鄰的情況B和情況C，在死區(qū)情況中，其播放性能變高。因此最好是按照所需的設(shè)置一種用于確定是否虛信道時(shí)鐘提前或滯后的標(biāo)準(zhǔn)依賴于RF信號的屬性。
存在這樣一些情況，其中最好不確定是否虛信道時(shí)鐘是否在諸如情況H和情況I，提前或之后，在這種情況下，將他們設(shè)置為死區(qū)。
當(dāng)檢測一個(gè)來自RF信號的虛信道的相位提前或相位滯后的時(shí)候，如同下述校正該相位提前或相位滯后。
當(dāng)檢測到一個(gè)相位提前時(shí)，檢測該相位提前以致延遲與下一個(gè)虛信道時(shí)鐘的相位有關(guān)的虛信道時(shí)鐘。例如，當(dāng)該虛信道時(shí)鐘位于情況C時(shí)，對該相位進(jìn)行1T/16的校正以致該相位可以位于情況B。如果當(dāng)檢測到一個(gè)相位滯后時(shí)，檢測該相位滯后以致該虛信道時(shí)鐘對于下一個(gè)虛信道時(shí)鐘的相位差進(jìn)行提前。
盡管在圖23中對相位差的總量進(jìn)行1T/16的校正，如圖24所示，可以對其進(jìn)行1T/32的校正。
在圖24所示的1T/32控制模式中，提高和圖23中的控制模式相比的分辨率，而且它是抵抗具有高頻抖動(dòng)分量的RF信號的。另一方面，降低相位調(diào)整增益，因而降低跟隨RF信號的一個(gè)頻率變化的能力。
因此，最好是自動(dòng)切換1T/16控制模式和1T/32控制模式來展示高性能跟隨一個(gè)頻率變化和抖動(dòng)阻抗性能。
在該組合模式中，一般以1T/32控制模式運(yùn)行該系統(tǒng)，而且在接連三次檢測一個(gè)相位提前或滯后的時(shí)候，自動(dòng)切換該系統(tǒng)到1T/16模式。當(dāng)理想狀態(tài)恢復(fù)時(shí)，自動(dòng)將系統(tǒng)返回到1T/32控制模式。
在該實(shí)施例中執(zhí)行相位控制中，當(dāng)輸入除了八到十四調(diào)制(EFM)信號(CD)或EFM+信號(DVD)之外的脈寬數(shù)據(jù)時(shí)，不指導(dǎo)相位校正。該理由如同下述。不符合上述格式的脈寬數(shù)據(jù)邊緣是不可靠的，因?yàn)檫@會導(dǎo)致錯(cuò)誤的相位控制，所以在這種RF信號的邊緣上執(zhí)行相位控制是沒有意義的。
通過設(shè)置如上所述的死區(qū)范圍和總量校正這些模式，可以提高一種類型的光盤提供播放性能。
6.RLL電路6-1 PLL系統(tǒng)和RLL電路當(dāng)由于某些原因，一個(gè)RF信號不符合該格式的時(shí)候，RLL電路6根據(jù)一些規(guī)則估計(jì)原始數(shù)據(jù)并校正RF信號。
在圖26中顯示由相位控制/數(shù)據(jù)提取電路5生成與原始RF信號相對的游程長度數(shù)據(jù)。
在限制電平的基礎(chǔ)上對圖26的(a)所指定的RF信號進(jìn)行二進(jìn)制處理。RF信號和限制電平的交集變成二進(jìn)制RF信號的邊緣，而且在上述脈寬測量電路2中計(jì)算在兩個(gè)相鄰邊緣之間的距離作為脈寬數(shù)據(jù)，如圖26的(b)所示。
然后如上所述在相位控制/數(shù)據(jù)提取電路5中計(jì)算來自脈寬數(shù)據(jù)的游程長度數(shù)據(jù)和相位誤差，由圖26的(c)來表示這一點(diǎn)。
如果PLL的鎖定狀態(tài)是正確的，那么上述相位誤差表示由于每個(gè)脈寬數(shù)據(jù)中所包含的噪聲的誤差成分。因此，RLL電路6通過使用相位誤差來校正游程長度數(shù)據(jù)。
在圖27中顯示由RLL電路6所進(jìn)行的校正處理的順序。在以下描述中，將不符合該格式的游程長度數(shù)據(jù)稱為“誤差”。
在第一處理過程31中，校正不符合格式的同步模式和長游程長度數(shù)據(jù)。
然后，在第二處理過程32中，根據(jù)特定規(guī)則校正三個(gè)或更多依次誤差。將無法在第二處理過程32中校正的誤差結(jié)合為兩個(gè)或更少的依次誤差，然后在第三處理過程33或第四處理過程34中進(jìn)行校正。
在第三處理過程33的兩個(gè)依次誤差校正中，在輸入到RLL電路6的兩個(gè)依次誤差上指導(dǎo)校正，并在第二處理過程32中從三個(gè)或更多的依次誤差生成兩個(gè)依次誤差。在第四處理過程34中對一個(gè)無法在第三處理過程33中校正的誤差進(jìn)行校正。
在第四處理過程34的單個(gè)誤差校正中，在以下誤差上指導(dǎo)校正輸入到RLL電路6的一個(gè)單獨(dú)誤差，在第二處理過程32中從三個(gè)或更多依次誤差生成的一個(gè)誤差，在第三處理過程33中從兩個(gè)依次誤差生成的一個(gè)誤差。
根據(jù)上述處理過程，可以將3T的游程長度數(shù)據(jù)的所有數(shù)據(jù)項(xiàng)調(diào)整為具有3T或更多的游程長度數(shù)據(jù)。
6-2 游程長度數(shù)據(jù)的誤差模式在圖28到33中顯示游程長度數(shù)據(jù)的模式。
在圖28中所示的模式中，在具有3T或更多的游程長度數(shù)據(jù)前后聲稱少于3T的一個(gè)游程長度數(shù)據(jù)。
產(chǎn)生該模式很可能是因?yàn)橐粋€(gè)短T的一個(gè)誤差，例如3T，由于，例如一個(gè)不適當(dāng)?shù)恼穹x的限制電平，或抖動(dòng)，或是由于摻入了一個(gè)長T的噪聲，該噪聲是一個(gè)誤差T的組合并優(yōu)先和跟隨T。
在圖29所示的模式中，在具有3T或更多的游程長度數(shù)據(jù)前后連續(xù)產(chǎn)生兩個(gè)小于3T的游程長度數(shù)據(jù)。產(chǎn)生該模式很可能是因?yàn)樵趦?yōu)先和隨后的游程長度數(shù)據(jù)的邊緣上出現(xiàn)跳躍現(xiàn)象。還有可能根據(jù)磁盤的屬性或大抖動(dòng)的存在，兩個(gè)短T變成兩個(gè)小于3T的游程長度數(shù)據(jù)，例如連續(xù)游程長度數(shù)據(jù)3T+3T。
在圖30所示的模式中，在具有3T或更多的游程長度數(shù)據(jù)前后連續(xù)產(chǎn)生三個(gè)小于3T的游程長度數(shù)據(jù)。這可能是由于這種情況由于一個(gè)不適當(dāng)?shù)恼穹蛟肼暎瑢⒁粋€(gè)游程長度數(shù)據(jù)劃分為三個(gè)小的游程長度數(shù)據(jù)。
在圖31所示的模式中，連續(xù)產(chǎn)生四個(gè)或更多小于3T的游程長度數(shù)據(jù)。在重放的操作過程中產(chǎn)生這樣一種模式可能是由于以下原因。由于諸如大的污點(diǎn)那樣的大的疵點(diǎn)，RF信號消失，而且具有一個(gè)非常小的振幅的RF信號變成與限制電平相同的電平，因而促進(jìn)生成無效模式。
在圖32所示的模式中，生成具有12T或更多的游程長度數(shù)據(jù)。這可能是由于這種情況由于噪聲，抖動(dòng)或不對稱偏移，該具有11T或更小的不可能作為CD格式的游程長度數(shù)據(jù)變成12T。
圖33舉例說明破壞一個(gè)同步模式的實(shí)例，其中由于噪聲，抖動(dòng)或不對稱偏移，無法保持應(yīng)該為11T+11T的一個(gè)同步模式。
6-3 概述游程長度誤差校正方法以下討論誤差模式校正方法。為了簡化起見，用整數(shù)表示游程長度數(shù)據(jù)。然而在現(xiàn)實(shí)中，除非另作說明，否則游程長度數(shù)據(jù)具有十進(jìn)制的點(diǎn)。
如同在章節(jié)5“時(shí)鐘相位控制/游程長度發(fā)生電路”中所討論的，在該實(shí)施例的數(shù)字PLL系統(tǒng)中，由虛信道時(shí)鐘的邊緣數(shù)來確定游程長度數(shù)據(jù)。因此，即使用0T表示游程長度數(shù)據(jù)，它也能具有一個(gè)不達(dá)到參考邊緣的特定長度。
由優(yōu)先游程長度數(shù)據(jù)和隨后游程長度數(shù)據(jù)的長度L以及在與虛信道時(shí)鐘相關(guān)的錯(cuò)誤游程長度數(shù)據(jù)的兩個(gè)邊緣上的相位誤差Φ來確定方向，其中以此方向校正T，即是否朝優(yōu)先游程長度數(shù)據(jù)和隨后游程長度數(shù)據(jù)的方向指導(dǎo)校正。
如同下述確定相位誤差Φ的校正情況。如果如果該校正方法不受到優(yōu)先游程長度數(shù)據(jù)和隨后游程長度數(shù)據(jù)的長度L的情況的限制，那么有時(shí)考慮的就不僅僅是比較相位誤差Φ1和相位誤差Φ2的電平，而且還有是否Φ＝0，即該邊緣是否定位于理想狀態(tài)。如果不考慮相位誤差Φ，意味著僅僅由游程長度數(shù)據(jù)L來確定一個(gè)誤差的生成模式，在此情況下，將誤差校正到一個(gè)特定模式?？梢韵到y(tǒng)地確定用于校正的一個(gè)組合情況。以下具體地描述用于游程長度數(shù)據(jù)的誤差校正方法。
6-3-1 單個(gè)誤差(0T)校正方法在圖34中顯示用于校正一個(gè)游程長度誤差0T(小于1T)的方法?？梢钥紤]由圖34中a到e所表示的五個(gè)校正模式。
在圖34中，用L1，L2和L3表示三個(gè)游程長度數(shù)據(jù)。當(dāng)L2變成0時(shí)，可以考慮四類校正(即模式a到e)用于拓展0T到3T。在這種情況下，根據(jù)該校正模式，拓展的3T是偏離優(yōu)先和隨后游程長度數(shù)據(jù)L1到L2的。清除0T時(shí)，如同模式e所指示將三個(gè)游程長度數(shù)據(jù)組合成一個(gè)游程長度數(shù)據(jù)，即組合成具有一個(gè)長度L1+L2+L3的游程長度數(shù)據(jù)(實(shí)際說來是L1+L3，因?yàn)長2＝0)。
在圖35中顯示一種校正方法，該校正方法在錯(cuò)誤游程長度數(shù)據(jù)的邊緣和優(yōu)先和隨后游程長度數(shù)據(jù)L1和L3的寬度上使用相位誤差Φ1和Φ2。這是一種用于試圖盡可能重建誤差L2到3T的方法。
在圖35所示的校正方法中，根據(jù)在情況(1)到(11)中指示的情況來指導(dǎo)校正。
例如，如同情況(1)所示，僅僅在L1+L3≤8時(shí)，模式e用于消除0T，在此情況下，該結(jié)果游程長度數(shù)據(jù)變成L1+L3。
在情況(2)到(11)中，通過使用模式a到d中的一種模式，根據(jù)L1和L3和Φ1和Φ2的情況重建誤差L2到3T。
諸如圖36中所示，還可以考慮另一種方法。以這種方法，當(dāng)L1+L2+L3的總和小于11T或更小的時(shí)候，消除L2。
也就是說，在滿足情況(1)的情況時(shí)，模式e用于消除L2，在此情況下，經(jīng)過校正的游程長度數(shù)據(jù)變成L1+L3。
在滿足情況(2)到(5)的情況時(shí)，根據(jù)模式a到d中的一種模式重建誤差L1到3T。
如圖37中所示，還可以考慮沒有使用相位誤差Φ的情況的校正方法。在分析實(shí)際隨機(jī)誤差時(shí)，發(fā)現(xiàn)了很多其中校正數(shù)據(jù)的L2和L3是3T的情況，注入nT+3T+3T(n≥3)。因此，設(shè)置諸如圖37中所示的唯一校正方法。
在這種情況下，通過使用模式a到d中的一種模式，根據(jù)情況(1)到(4)中的情況來重建誤差L2到3T。
6-3-2 單個(gè)誤差(1T)校正方法在圖38中顯示用于校正具有1T或大于和小于2T(在下文中假定為“1T”)的校正游程長度誤差的方法?？梢钥紤]由圖38中a到d所表示的四個(gè)校正模式。
在圖38中，用L1，L2和L3表示三個(gè)游程長度數(shù)據(jù)。當(dāng)L2變成1T時(shí)，可以考慮三類校正(即模式a到c)用于拓展1T到3T。在這種情況下，拓展的2T是偏離優(yōu)先和隨后游程長度數(shù)據(jù)的。
清除1T時(shí)，如同模式d所指示將三個(gè)游程長度數(shù)據(jù)組合成一個(gè)游程長度數(shù)據(jù)，即組合成具有一個(gè)長度L1+L2+L3的游程長度數(shù)據(jù)。
在圖39中顯示其中一種校正方法，該校正方法在錯(cuò)誤游程長度數(shù)據(jù)的邊緣和優(yōu)先和隨后游程長度數(shù)據(jù)L1和L3的寬度上使用相位誤差Φ1和Φ2。這是一種用于試圖盡可能重建誤差L2到3T的方法。
例如，如情況(1)中所示，僅當(dāng)L1+L2+L3≤8時(shí)，模式d用于消除1T，在此情況下，該被校正后的游程長度數(shù)據(jù)變成L1+L2+L3。
在情況(2)到(6)中，通過使用模式a到c中的一種模式，根據(jù)L1和L3和Φ1和Φ2的情況重建誤差L2到3T。
還可以考慮圖40中所示的校正方法。以這種方法，當(dāng)L1+L2+L3的是11T或更小的時(shí)候，消除L2。
也就是說，在情況(1)中，模式d用于將三個(gè)游程長度數(shù)據(jù)組合成一個(gè)游程長度數(shù)據(jù)L1+L2+L3。在情況(2)到(4)中，通過使用模式a到c中的一種模式來重建誤差L2到3T。
如圖41中所示，可以考慮沒有使用相位誤差Φ的校正方法。這基于參照圖37所描述的概念。
在這種情況下，通過使用模式a到c中的一種模式，根據(jù)情況(1)到(3)的情況來重建誤差L2到3T。
6-3-3 單個(gè)誤差(2T)校正方法在圖42中顯示用于校正具有2T或大于和小于3T(在下文中假定為“2T”)的校正游程長度誤差的方法?？梢钥紤]由a到c所表示的三個(gè)校正模式。
在圖42中，用L1，L2和L3表示三個(gè)游程長度數(shù)據(jù)。當(dāng)L2變成2T時(shí)，可以考慮兩類校正，即模式a和b，用于拓展2T到3T。在這種情況下，拓展的1T是偏離優(yōu)先和隨后游程長度數(shù)據(jù)的L1和L3的。
清除2T時(shí)，如同模式c所指示將三個(gè)游程長度數(shù)據(jù)組合成一個(gè)游程長度數(shù)據(jù)，即組合成具有一個(gè)游程長度數(shù)據(jù)L1+L2+L3。
在圖43中顯示其中一種校正方法，該校正方法在錯(cuò)誤游程長度數(shù)據(jù)的邊緣和優(yōu)先和隨后游程長度數(shù)據(jù)L1和L3的寬度上使用相位誤差Φ1和Φ3。
用這種方法將其中一個(gè)或兩個(gè)優(yōu)先和隨后游程長度數(shù)據(jù)都是3T的情況作特殊情況來處理，在其他情況下根據(jù)Φ1和Φ2的情況重建2T到3T。
在情況(1)中，當(dāng)L1和L3都是3T時(shí)，該模式c用于將此三個(gè)游程長度數(shù)據(jù)組合成一個(gè)游程長度數(shù)據(jù)L1+L2+L3。
在情況(2)或(3)中，當(dāng)L1和L3中有一個(gè)是3T時(shí)，從不是3T的那個(gè)數(shù)據(jù)中減去1T，然后根據(jù)模式a或b將1T添加到L2，因而重建L2到3T。
6-3-4 用于校正兩個(gè)依次誤差的方法在圖44中現(xiàn)實(shí)用于校正兩個(gè)依次誤差的方法和校正模式，其中每一個(gè)誤差都小于3T。
存在兩種用于校正這些誤差的類型。在一種類型中，認(rèn)為誤差是由于在優(yōu)先和隨后隨后游程長度數(shù)據(jù)L1和L4之間的跳躍現(xiàn)象，并將游程長度數(shù)據(jù)L2和L3分配給L1和L4，如同模式a到c所指示的。在其他模式中，將依次誤差L2和L3校正為兩個(gè)依次的3T，如同模式d所表示的。
由L1，L2，L3和L4的長度以及在L2和L3的邊緣上的相位誤差φ1，φ2和φ3來確定對校正模式a到d的選擇。
圖45和46舉例說明用于優(yōu)先使用相位誤差作為用于校正游程長度數(shù)據(jù)的情況的校正方法。
圖45舉例說明這樣一種情況，其中在相位誤差φ2變成0時(shí)將兩個(gè)游程長度誤差設(shè)置成3T+3T。
相反地，圖46舉例說明這種情況其中當(dāng)相位誤差φ1或φ3變成0時(shí)，使游程長度數(shù)據(jù)L1到L4形成兩個(gè)游程長度模式，并與此同時(shí)保持該不具有相位誤差的邊緣。
圖47舉例說明這種情況其中由游程長度誤差L2和L3的一個(gè)長度組合和游程長度誤差L1和L4的一個(gè)長度組合來確定該校正模式。
用這種方法，如果L1或L4沒有超出11T，則將L2+L3添加到L1或L4。如果L1或L4超出了11T，則將L2+L3組合成一個(gè)游程長度數(shù)據(jù)。
在這種情況下，如圖47中所示，L2+L3可以小于3T。然而此時(shí)，保持L2+L3小于3T，以后在由在第四處理過程34中所執(zhí)行的單個(gè)誤差校正來校正L2+L3，第四處理過程34在該處理過程(第三處理過程33)之后，如同參照圖27所討論的。
6-3-5 用于校正小于3T的三個(gè)依次誤差的方法圖48舉例說明一種三個(gè)依次游程長度誤差的模式，每一個(gè)誤差都小于3T而且他們的總和小于3T，而且還舉例說明一種用于這種誤差的校正方法。
在這種情況下，不管游程長度數(shù)據(jù)的長度或相位誤差值，將三個(gè)游程長度數(shù)據(jù)組合成一個(gè)游程長度數(shù)據(jù)。更具體地說，如圖49中所示，不管L1和L5或Φ1和Φ2的情況，將L2+L3+L4組合成一個(gè)游程長度數(shù)據(jù)。
在這種情況下，盡管L2+L3+L4的值變得小于3T，但是可以保持L2+L3+L4的值，然后在第四處理過程34所執(zhí)行的單個(gè)誤差校正中校正該值，第四處理過程34在該處理過程(第三處理過程33)之后。
6-3-6 用于校正具有3T的三個(gè)依次誤差的方法圖50舉例說明一種三個(gè)依次游程長度誤差的模式，每一個(gè)誤差都小于3T而且他們的總和小于3T，而且還舉例說明一種用于這種誤差的校正方法。
同樣是在該情況下，不管游程長度數(shù)據(jù)的長度或相位誤差值，將三個(gè)游程長度數(shù)據(jù)組合成一個(gè)游程長度數(shù)據(jù)。更具體地說，如圖51中所示，不管L1和L5或Φ1和Φ2的情況，將L2+L3+L4組合成一個(gè)游程長度數(shù)據(jù)。在該情況下，三個(gè)誤差的總和L2+L3+L4變成3T。
6-3-7 用于校正多于4T的三個(gè)依次誤差的方法圖52舉例說明一種三個(gè)依次游程長度誤差的模式，每一個(gè)誤差都小于3T而且他們的總和是4T或更多，而且還舉例說明一種用于這種誤差的校正方法。
存在兩類校正方法。圖53舉例說明一種使用如圖52所示的模式的校正方法。也就是說，如同在圖49或51所示的方法中，不管L1和L5或Φ1和Φ2的情況，將L2+L3+L4組合成一個(gè)游程長度數(shù)據(jù)。在該情況下，三個(gè)誤差的總和L2+L3+L4變成4T或更多。
在圖54中顯示其他校正方法，在該方法中有選擇地使用在圖52中所示的模式a到c。
更具體地說，對在三個(gè)依次游程長度誤差的兩個(gè)邊緣上的誤差信號Φ1和Φ2的電平進(jìn)行比較，然后根據(jù)比較結(jié)果用3T代替這三個(gè)游程長度誤差。在這種情況下，依賴于比較結(jié)果，將通過從三個(gè)游程長度誤差的總和中減去3而獲得的值添加到L1或L5。圖54舉例說明其中依賴于比較結(jié)果來使用模式c和b的情況(1)和(2)。
6-3-8 用于校正四個(gè)或更多的依次誤差的方法圖55舉例說明一種四個(gè)或更多依次游程長度誤差的模式，每一個(gè)誤差都小于3T，而且還舉例說明一種用于這種誤差的校正方法。
在這種情況下，幾乎不可能預(yù)計(jì)原始數(shù)據(jù)，而且因此根據(jù)圖56中所示的簡單模式來將依次游程長度數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換成一個(gè)或兩個(gè)游程長度數(shù)據(jù)。在這種情況下，使用由圖55中所示a或b來表示校正模式。
如果誤差綜合值變得小于3T，那么保持該誤差綜合值并在以后使其經(jīng)由兩個(gè)依次誤差校正(圖27中的第三處理過程33)或單個(gè)誤差校正(圖27中的第四處理過程)。
6-3-9 12T校正方法圖57舉例說明出現(xiàn)一個(gè)誤差12T的以及對于這樣一種誤差的一種校正方法。
可以認(rèn)為從11T生成一個(gè)誤差12T，因此根據(jù)圖58中所示的情況將a或b所表示的一個(gè)校正模式用于校正游程長度數(shù)據(jù)。
然而，如果不滿足L1和L3的情況，如圖58中情況(3)所示，不進(jìn)行任何校正。這是為了防止在一個(gè)錯(cuò)誤位置產(chǎn)生一個(gè)同步模式，即一個(gè)模式11T+11T。
6-3-10 同步模式誤差校正方法圖59A和59B分別舉例說明CD的一個(gè)同步模式和DVD的一個(gè)同步模式的實(shí)例。
因?yàn)榇_定為一個(gè)CD和DVD的格式，所以以常規(guī)的周期在一個(gè)CD中寫入一個(gè)固定模式11T+11T和在一個(gè)DVD中寫入一個(gè)固定模式14T+4T作為同步模式。
可以從圖60，62，64，66和68所示的五個(gè)模式中選擇用于一個(gè)CD的校正方法，并從圖61，63，65，67和69所示的五個(gè)模式中選擇用于一個(gè)DVD的校正方法。
如圖60，62，64，66和68中(1)到(16)所示，對于一個(gè)CD存在16個(gè)偏移模式，如圖61，63，65，67和69中(1)到(14)所示，對于一個(gè)DVD存在14個(gè)偏移模式。在圖60到69中，在校正前用實(shí)線表示這些模式，并在校正后用虛線表示該模式。不校正除這些偏移模式之外的模式。
在圖60和61所示的方法中，不校正那些在一個(gè)最小數(shù)目的處理過程中不能校正的模式。
也就是說，除了關(guān)于圖60的一個(gè)CD的情況(1)和(16)以及關(guān)于圖61的一個(gè)DVD的情況(1)和(14)以外，僅在該同步模式的三個(gè)邊緣中的一個(gè)邊緣中出現(xiàn)一個(gè)偏移時(shí)指導(dǎo)校正。
在圖62和63所示的方法中，基于以下概念來指導(dǎo)校正一個(gè)同步模式的校正位置對于一個(gè)CD是與先前同步模式的狀態(tài)位置588T，對于一個(gè)DVD是與先前同步模式的狀態(tài)位置1488T。
更具體地說，對于圖62中的一個(gè)CD，確定在11T(L2)與11T(L3)之間的邊緣位置是否是距離先前同步模式588T。如果不是，將一個(gè)偏移調(diào)整到該校正位置，并且如果必要的話，增加或減少該先前和隨后脈沖寬度(L1和L4)。
對于圖63中的一個(gè)DVD，確定在14T(L2)與4T(L3)之間的邊緣位置是否是距離先前同步模式1488T。如果不是，將一個(gè)偏移調(diào)整到該校正位置，并且如果必要的話，增加或減少該先前和隨后脈沖寬度(L1和L4)。
在圖64和65所示的方法中，基于如同在圖62和63方法中的同步模式周期的概念來指導(dǎo)校正。然而，如果偏移大，校正不受以上概念的限制。例如，在圖64中關(guān)于一個(gè)CD的情況(4)，(6)和(11)中，指導(dǎo)控制而不考慮588T，并且在圖65中關(guān)于一個(gè)DVD的情況(3)和(4)中，指導(dǎo)控制而不考慮1488T。
如圖66和67中所示的以存在具有與同步周期中的同步模式相同的長度的游程長度數(shù)據(jù)為基礎(chǔ)的方法。也就是說，如果存在對于一個(gè)CD具有11T的游程長度數(shù)據(jù)，而且如果存在對于一個(gè)DVD具有14T或4T的游程長度數(shù)據(jù)，則確定為一個(gè)校正模式，而且校正其他游程長度數(shù)據(jù)。
例如，如果如同在圖66中情況(2)，(3)，(7)到(10)，(14)和(15)中，L2或L3為11T，則基于11T校正其他脈沖寬度。
如果如同在圖67中情況(2)，(3)，(7)，(8)，(9)，(12)和(13)中，L2為14T或L3為4T，則基于14T或4T校正其他脈沖寬度。
在圖68和69所示的方法中，基于與圖66和67中所示的方法相同的概念來指導(dǎo)校正然而，如果偏移大，則校正不受存在具有與同步模式相同長度的游程長度數(shù)據(jù)的限制。
也就是說，在圖68和69所示的方法中校正在圖66和67的方法中不校正的模式。
6-3-11 監(jiān)控信號根據(jù)上述各種方法在游程長度數(shù)據(jù)上指導(dǎo)校正。在這種情況下，最好是進(jìn)行外部監(jiān)控，該方法用來校正游程長度數(shù)據(jù)。因此，RLL電路6輸出一個(gè)指示所使用方法的類型的監(jiān)控信號。這使得根據(jù)校正方法檢測劣質(zhì)光盤和檢測校正頻率成為可能。
7. 16相和雙端VCO如上所述，16相雙端VCO10通過使用粗調(diào)端口和微調(diào)端口來控制VCO的振蕩頻率。
圖70舉例說明與控制電路相關(guān)的16相雙端VCO10的振蕩頻率。該橫軸表示VCF，左邊的豎軸表示振蕩頻率，右邊的豎軸表示VCR。當(dāng)控制電路為VSS時(shí)最大化振蕩頻率，并在控制電壓為VDD時(shí)最小化振蕩頻率。該振蕩頻率根據(jù)VCR中的一個(gè)變化而急劇地改變并根據(jù)VCF中的一個(gè)變化而緩和地改變。用Δf8/V來表示符合VCF的一個(gè)頻率變化。
在16相雙端VCO10中，由VCR對頻率進(jìn)行粗調(diào)并由VCF對頻率進(jìn)行微調(diào)。
與使用一個(gè)已知的單端VCO時(shí)由圖86的Δf1/V所表示的一個(gè)大頻率變化相比，由圖70的Δf8/V所表示的當(dāng)使用該實(shí)施例的16相雙端VCO時(shí)的一個(gè)頻率變化比上述大頻率變化要小。
因此，因?yàn)轭l率變化小，所以添加到VCF的噪聲并不嚴(yán)重地影響播放性能。因此，一個(gè)VCF低通濾波器的時(shí)間常數(shù)不必為大，而且可以提高跟隨一個(gè)波動(dòng)的能力，該波動(dòng)是由于一個(gè)光盤的離心率或一個(gè)主軸馬達(dá)的旋轉(zhuǎn)的。
另一方面，添加到VCR的噪聲嚴(yán)重影響播放性能。然而，可以通過增加VCR低通濾波器的時(shí)間常數(shù)來解決該問題。因?yàn)橛蒝CF控制一個(gè)小頻率變化，那么即使在增加VCR低通濾波器的時(shí)間常數(shù)的時(shí)侯，也不降低跟隨正常播放操作中的波動(dòng)的能力。
不同于一種已知的用于切換多個(gè)VCO的技術(shù)，可以線性地控制VCR和VCF端口，因而無縫地控制振蕩頻率。因此，可以實(shí)現(xiàn)對CD從0.5到48速的寬頻帶振蕩，以及對DVD從0.5速到16速的寬頻帶振蕩。
以下討論16相雙端VCO10的控制操作。
VCO10執(zhí)行控制以致將VCF保持在VDD/2。在圖71中，當(dāng)VCR是a且VCF是d時(shí)，從a到b改變VCR并從d到e改變VCF以致在相同振蕩頻率VCF變成VDD/2。
類似地，當(dāng)VCR是c且VCF是f時(shí)，從c到b改變VCR，并從f到e改變VCF。
以這種方式，當(dāng)VCF不是VDD/2時(shí)，VCO10控制VCR以致VCF變成VDD/2，因而實(shí)現(xiàn)一個(gè)無縫操作。
圖72舉例說明用于一個(gè)雙端VCO的PLL結(jié)構(gòu)，也就是說，用于16相雙端VCO10的雙端VCO控制電路9的結(jié)構(gòu)。
雙端VCO控制電路9包括1/m換算器41，1/n換算器42，相位比較器43，電荷泵44，VCF低通濾波器45，模數(shù)(A/D)轉(zhuǎn)換器46，粗調(diào)端口控制電路47，以及VCR低通濾波器48。
從主PLL控制電路8提供參考信號到1/m換算器41。將VCF低通濾波器45的輸出輸入到16相雙端VCO10的微調(diào)控制端口。將VCR提供濾波器48的輸出輸入到16相雙端VCO10的粗調(diào)控制端口。將16相雙端VCO10的振蕩頻率提供給1/n換算器42。
由于該結(jié)構(gòu)，1/m換算器41，1/n換算器42，相位比較器43，電荷泵44，VCF低通濾波器45，以及16相雙端VCO10形成一個(gè)微調(diào)環(huán)路，該微調(diào)環(huán)路類似于一個(gè)通用PLL。在圖73中顯示一個(gè)通用PLL電路結(jié)構(gòu)，而且1/m換算器41，1/n換算器42，相位比較器43，電荷泵44，VCF低通濾波器45，以及16相雙端VCO10分別與1/m換算器101，1/n換算器102，相位比較器103，電荷泵104，VCF低通濾波器105，以及VCO106對應(yīng)。
在1/m換算器41中對來自主PLL電路8的參考時(shí)鐘進(jìn)行換算，并在1/n換算器42中對16相雙端VCO10的輸出進(jìn)行換算，將輸出結(jié)果輸入到相位比較器43。相位比較器43將兩個(gè)輸出之間的一個(gè)相位差輸出到電荷泵44。電荷泵44輸出該相位差作為一個(gè)三級脈沖調(diào)制(PWM)。
在圖74中顯示相位比較器43的輸入以及電荷泵44的輸出。將兩個(gè)信號之間的差值輸入到由圖74的(a)和(b)所表示的相位比較器43，即，如圖74的(c)所示，由電荷泵44將1/m參考時(shí)鐘和16相雙端VCO10的1/n輸出之間的下降沿差值轉(zhuǎn)換成一個(gè)三級PWM波形。
為了提高跟隨波動(dòng)的能力，將VCF低通濾波器45的時(shí)間常數(shù)設(shè)置為小。然后在VCF低通濾波器45之后確定該VCF，并將該VCF輸入到16相雙端VCO10的微調(diào)端口。
由1/m換算器41，1/n換算器42，相位比較器43，電荷泵44，VCF低通濾波器45，A/D轉(zhuǎn)換期46，粗調(diào)端口控制電路47，VCR低通濾波器48以及16相雙端VCO10形成粗調(diào)環(huán)路。
在粗調(diào)環(huán)路中，在A/D轉(zhuǎn)換期46中對來自VCF低通濾波器45的VCF進(jìn)行A/D轉(zhuǎn)換。在這種情況下，將VCF變到VDD作為最大值并將VCF變到VSS作為最小值。
粗調(diào)端口控制電路47以下述方式處理經(jīng)過A/D轉(zhuǎn)換的VCF。將VDD/2設(shè)置為中心，然后將在VDD邊上的VCF設(shè)置為+并將在VSS邊上的VCF設(shè)置為-，輸出該結(jié)果VCF作為一個(gè)三級PWM波形H，L，Hi-Z。
在圖75中顯示來自粗端控制電路47的PWM波形輸出。將PWM波形的一個(gè)周期設(shè)置為P。如上所述，當(dāng)VCF＞VDD/2時(shí)，增加VCR，當(dāng)VCF＜VDD/2時(shí)，減少VCR，以致VCF變成VDD/2 。
因此，在圖75中，當(dāng)VCF＝+q時(shí)，在區(qū)域q輸出H，并在剩余區(qū)域p-q輸出Hi-Z。
當(dāng)VCF＝-r時(shí)，在區(qū)域-r輸出L，并在剩余區(qū)域p-r輸出Hi-Z.
以這種方式，在PWM波形中，根據(jù)q和r長度輸出H或L，H或L是對VCF的VDD/2偏移。因此，當(dāng)q或r的值更大時(shí)，H或L的長度變得更短，而且當(dāng)q或r的值更小時(shí)，H或L的長度變得更短。
當(dāng)PWM波形經(jīng)過VCR低通濾波器48之后將該P(yáng)WM波形設(shè)置為VCR，并將其輸入到16相雙端VCO10的粗調(diào)端口。
該頻率根據(jù)VCR控制電壓中的一個(gè)變化而急劇地改變。因此，將VCR低通濾波器48的時(shí)間常數(shù)設(shè)置為足夠大，以致緩和地改變該電壓。
由于該結(jié)構(gòu)，在VCO10中，由兩個(gè)端口控制參考時(shí)鐘，即，微調(diào)端口和粗調(diào)端口。因此有可能提供一個(gè)執(zhí)行無縫操作并展示在一個(gè)寬頻帶內(nèi)的一個(gè)高載波-噪聲(C/N)比率。
8.抖動(dòng)測量器抖動(dòng)測量器7計(jì)算將要從RF信號的邊緣的相位誤差到虛信道時(shí)鐘進(jìn)行累積的誤差總數(shù)，并在設(shè)置周期內(nèi)對誤差總數(shù)進(jìn)行積分，輸出該結(jié)果總數(shù)作為一個(gè)抖動(dòng)值。在RF信號的每8個(gè)幀內(nèi)累積誤差。
和圖23和24比較，在圖76中顯示在相位控制/數(shù)據(jù)提取電路5中產(chǎn)生的相位誤差。
在圖23所示的1T/16相位控制模式中，以一個(gè)精度1T/16生成相位誤差。在圖24所示的1T/32相位控制模式中，以一個(gè)精度1T/32生成相位誤差。
如同下述設(shè)置所累積的誤差總數(shù)。將虛信道時(shí)鐘，情況A和情況P或情況P’的理想點(diǎn)都設(shè)置為0，當(dāng)該點(diǎn)比理想點(diǎn)遠(yuǎn)的時(shí)侯，誤差總數(shù)變大。
將抖動(dòng)測量器7與一個(gè)已知的抖動(dòng)測量器進(jìn)行比較。圖76舉例說明與使用一個(gè)已知抖動(dòng)測量器時(shí)的一個(gè)轉(zhuǎn)換表相比的一個(gè)在使用該實(shí)施例的抖動(dòng)測量器7時(shí)的相位誤差轉(zhuǎn)換表。圖77舉例說明與使用一個(gè)已知抖動(dòng)測量器時(shí)的線性特性相比，在使用該實(shí)施例的抖動(dòng)測量器7時(shí)的相位誤差線性特性。圖76和77顯示在一個(gè)已知的抖動(dòng)測量器中以一個(gè)精度1T/8來檢測相位誤差。因此，一個(gè)已知數(shù)字PLL系統(tǒng)的精度小于該實(shí)施例的數(shù)字PLL系統(tǒng)的精度。而且，在一個(gè)已知的抖動(dòng)測量器中，相位誤差與累積的誤差總數(shù)之間的關(guān)聯(lián)是小的。這是由于一個(gè)高頻時(shí)鐘的高頻率，這在相關(guān)技術(shù)中已經(jīng)進(jìn)行了討論。相反地，在該實(shí)施例中，PLL系統(tǒng)的精度更高，而且因?yàn)橄辔徽`差變大，所以所累積的誤差總數(shù)也變大。因此，這兩個(gè)因素之間的關(guān)聯(lián)是強(qiáng)大的。
抖動(dòng)測量器的特性根據(jù)上述因素而改變。在圖78中顯示用能大批供應(yīng)的抖動(dòng)測量器(橫軸)控制的值與用一個(gè)已知的抖動(dòng)測量器和該實(shí)施例的抖動(dòng)測量器(豎軸)控制的值之間的關(guān)聯(lián)。相比于不能測量抖動(dòng)值5％或更小的已知的抖動(dòng)測量器，可以由本發(fā)明的抖動(dòng)測量器7獲得在整個(gè)范圍內(nèi)的完全關(guān)聯(lián)。
如上所述，通過使用生成于相位控制/數(shù)據(jù)提取電路5中的高精度相位誤差，可以在LSI內(nèi)實(shí)現(xiàn)高性能抖動(dòng)測量器功能。
9.數(shù)字PLL系統(tǒng)的優(yōu)點(diǎn)如同從前面的描述所能看到的，在該實(shí)施例的數(shù)字PLL系統(tǒng)中，通過使用16相雙端VCO10，例如，可以執(zhí)行對DVD達(dá)到16速的高速操作，并與此同時(shí)保持一個(gè)低操作頻率與模擬PLL的低操作頻率相等。另外，可以在已知的PLL系統(tǒng)中以高精度測量RF信號。
因?yàn)榭梢詫⒉僮黝l率保持為低，那么可以提高LSI的使用期限和利用率。因?yàn)樵揚(yáng)LL是數(shù)字的，那么可以實(shí)現(xiàn)一個(gè)與溫度變化或供電電壓無關(guān)的系統(tǒng)。由于一個(gè)寬的捕獲范圍或鎖存范圍，可以減少存取時(shí)間。
可以校正不對稱偏移作為數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)，并且可以提高具有不對稱偏移(劣質(zhì)磁盤)的普通磁盤的重放能力。
通過校正不符合該格式的游程長度數(shù)據(jù)，可以提高劣質(zhì)磁盤的重放能力。因?yàn)榭梢员O(jiān)控校正數(shù)據(jù)的所有數(shù)據(jù)項(xiàng)，那么可以簡單地分析劣質(zhì)磁盤的誤差類型。
可以準(zhǔn)確地校正同步模式，因而進(jìn)一步增強(qiáng)用于同步模式的保護(hù)功能。
通過使用相位控制環(huán)路增益和死區(qū)以及不符合該格式的游程長度數(shù)據(jù)的相位控制開/關(guān)功能，可以重放無法按照常規(guī)重新播放的劣質(zhì)磁盤。
為VCD提供兩個(gè)端口，即粗調(diào)端口和微調(diào)端口。這使得有可能提高執(zhí)行無縫操作和跟隨一個(gè)RF信號時(shí)間域中的波動(dòng)并與此同時(shí)抑制添加到控制電壓的噪聲的影響的能力。
通過設(shè)置nTap模式，可以用一個(gè)高C/D比率來執(zhí)行重放操作，并可以抑制16相雙端VCO10的相位偏移的影響。
可以計(jì)算一個(gè)來自虛信道時(shí)鐘的RF信號的邊緣的相位誤差，因而使得有可能測量具有高精度的一個(gè)抖動(dòng)值。
可以在任何重放速度準(zhǔn)確地測量抖動(dòng)值，而且可以根據(jù)該重放速度執(zhí)行該RF信號的波形整形。
通過在一個(gè)LSI中對該抖動(dòng)測量器進(jìn)行積分，可以測量一個(gè)RF信號的抖動(dòng)而不必使用一個(gè)大批量供應(yīng)抖動(dòng)測量器?？梢允褂枚秳?dòng)測量，例如在一個(gè)最終制造過程中檢查產(chǎn)品。
10.16相VCO的相位誤差確定10-1相位誤差在該實(shí)施例的上述數(shù)字PLL系統(tǒng)中，通過使用從16相雙端VCO10提供的16個(gè)相位時(shí)鐘(CLK1，CLK2，...，CLK16)，在脈寬測量電路2中測量一個(gè)輸入RF信號的脈寬。
因此，除非該16個(gè)相位時(shí)鐘具有一致相位差(360°/16＝22.5°)，否則不能正確地測量脈寬，因而影響該播放性能。因此必需檢測是否16個(gè)相位時(shí)鐘經(jīng)由正確的相位差。
一種用于檢測相位差的一個(gè)偏移的方法將要直接用一個(gè)測試器來測量該16個(gè)相位時(shí)鐘。然而，因?yàn)?6相雙端VCO10根據(jù)輸入到該測試器的一個(gè)測試信號進(jìn)行異步振蕩，那么不能確定該參考點(diǎn)，因而沒能測量該相位差。因此，必須由另一種方法來測量該相位差。
如圖79B和79C所示，存在兩類16個(gè)相位時(shí)鐘的相位差，而且更具體地說，由圖79C所示的一個(gè)時(shí)鐘內(nèi)的抖動(dòng)分量導(dǎo)致如圖79B所示的常數(shù)相位誤差和相位誤差。
圖79A舉例說明沒有相位誤差的理想狀態(tài)，其中時(shí)鐘CLK1到CLK16具有一致相位差在22.5°。
圖79B舉例說明這樣一種狀態(tài)，例如，其中時(shí)鐘CLK9經(jīng)常偏離虛線表示的理想狀態(tài)，由箭頭F表示的一個(gè)總數(shù)來。
圖79C舉例說明這樣一種情況，例如，其中具有抖動(dòng)分量的時(shí)鐘信號CLK9在箭頭J所表示的范圍內(nèi)波動(dòng)，該箭頭J遠(yuǎn)離虛線所表示的理想狀態(tài)。
在該實(shí)施例中，以下述方式確定由抖動(dòng)導(dǎo)致的常數(shù)相位誤差和相位誤差。
10-2 相位誤差確定的結(jié)構(gòu)在圖1所示的數(shù)字PLL系統(tǒng)中，為了確定相位誤差，結(jié)構(gòu)選擇器91、VCO檢測計(jì)算電路92、時(shí)鐘選擇電路93、1/6換算器94、以及控制/測量值輸出電路95。
如上所述，選擇器91通常選擇該不對稱校正電路1的輸出。當(dāng)確定相位誤差時(shí)，選擇器91選擇不對稱校正電路1的輸出或1/6換算器94的輸出。更具體地說，當(dāng)確定常數(shù)相位誤差時(shí)，選擇器91選擇RF信號作為與16個(gè)相位時(shí)鐘異步的RF信號，上述被選擇的RF信號是不對稱校正電路1的輸出。相反地，當(dāng)確定由抖動(dòng)所導(dǎo)致的相位誤差時(shí)，選擇器91選擇1/6換算器94的RF信號作為與16個(gè)相位時(shí)鐘異步的RF信號。
將選擇器91所選擇的RF信號和來自16相雙端VCO10的相位時(shí)鐘提供給VCO檢測計(jì)算電路92。然后，VCO檢測計(jì)算電路92通過使用16個(gè)相位時(shí)鐘，在RF信號上執(zhí)行采樣處理，以致在對時(shí)鐘CLK1到CLK16之間所產(chǎn)生的RF信號的改變點(diǎn)進(jìn)行計(jì)算。
時(shí)鐘選擇電路93選擇時(shí)鐘CLK1到CLK16中的一個(gè)時(shí)鐘并輸出所選擇的時(shí)鐘到1/6換算器94。1/6換算器94選擇由時(shí)鐘選擇電路93所選擇的時(shí)鐘并提供該經(jīng)過換算的時(shí)鐘到選擇器91作為與16個(gè)相位時(shí)鐘異步的RF信號。
控制/測量值輸出電路95控制選擇器91的切換操作以及在時(shí)鐘選擇電路93內(nèi)的時(shí)鐘選擇?？刂?測量值輸出電路95讀取由VCO測量計(jì)算電路92所計(jì)算的值，并從一個(gè)端口96輸出該計(jì)算值。為一個(gè)LSI提供端口96，該LSI充當(dāng)該實(shí)施例的數(shù)字PLL系統(tǒng)。
盡管在該實(shí)施例中，在一個(gè)LSI中將上述用于確定相位誤差的結(jié)構(gòu)積分作為數(shù)字PLL系統(tǒng)，但是可以為一個(gè)外部測量裝置提供該用于確定相位誤差的機(jī)構(gòu)。在這種情況下，作為數(shù)字PLL系統(tǒng)的LSI，形成用于一個(gè)二進(jìn)制RF信號和16個(gè)相位時(shí)鐘的輸出端口和用于1/6換算器94的輸出的輸出端口并可以將其連接到外部測量裝置，因而形成圖1所示的數(shù)字PLL系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)。
10-3 確定常數(shù)相位誤差以下討論用于檢測上述兩類相位誤差的測試。首先參照圖82A和80B描述一種用于檢測來自理想相位誤差的16個(gè)相位時(shí)鐘的常數(shù)偏移。
以這種測試方法，輸入與來自16相雙端VCO10的16個(gè)相位時(shí)鐘異步的一個(gè)RF信號并以16時(shí)鐘信號對其進(jìn)行采樣。然后，計(jì)算時(shí)鐘之間的RF信號的改變點(diǎn)(一個(gè)二進(jìn)制信號的H/L改變點(diǎn)信號邊緣)。
在這種情況下，因?yàn)镽F信號與VCO時(shí)鐘頻率異步，那么該RF信號的改變點(diǎn)均勻地出現(xiàn)在16個(gè)相位時(shí)鐘的一個(gè)周期內(nèi)。
圖80A舉例說明相位差的理想狀態(tài)，而且在此狀態(tài)中，一致在相鄰時(shí)鐘之間的視頻信號的改變點(diǎn)的數(shù)量。
在圖80A的底下，表示在相鄰時(shí)鐘之間的視頻信號的改變點(diǎn)的數(shù)量。在該實(shí)例中，在16個(gè)相位時(shí)鐘的一個(gè)周期內(nèi)存在800個(gè)RF信號的改變點(diǎn)，而且通常在理想相位狀態(tài)中相鄰的時(shí)鐘之間計(jì)算50個(gè)改變點(diǎn)。
然而，如果如圖80B所示存在相位誤差，那么在相鄰時(shí)鐘之間的RF信號的改變點(diǎn)的數(shù)量是不一致的。
例如，如圖80B中所示，時(shí)鐘CLK9通常偏離理想狀態(tài)，然后檢查相鄰時(shí)鐘之間的RF信號的800個(gè)改變點(diǎn)的分布。在這種情況下，因?yàn)橛沙?shù)相位誤差在時(shí)鐘CLK8和CLK9之間的間隔變大，那么計(jì)算80個(gè)改變點(diǎn)。相反地，如果在時(shí)鐘CLK8和CLK9之間的間隔變小，那么僅僅計(jì)算20個(gè)改變點(diǎn)。
即，由于常數(shù)相位誤差，時(shí)鐘信號之間的改變點(diǎn)的數(shù)量變?yōu)椴灰恢碌摹Ｍㄟ^測量相鄰時(shí)鐘之間的RF信號的改變點(diǎn)的數(shù)量，可以檢測常數(shù)相位誤差。
以下參照圖81的流程圖來討論根據(jù)上述方法一個(gè)用于確定常數(shù)相位誤差的測量過程。
在步驟F101中，將選擇器91設(shè)置為異步RF信號。也就是說，控制/測量值輸出電路95控制選擇器91來選擇來自不對稱校正電路1的輸出。
在步驟F102中，在VCO檢測計(jì)算電路92中計(jì)算RF信號的改變點(diǎn)的數(shù)量。也就是說，當(dāng)在時(shí)鐘邊緣重置/開始計(jì)算的時(shí)侯計(jì)算RF信號的邊緣。
在步驟F103中，當(dāng)在VCO檢測計(jì)算電路92在每一個(gè)時(shí)鐘的邊緣重置計(jì)算時(shí)，控制/測量值輸出電路95讀取該計(jì)算值，并從端口96輸出讀取的計(jì)算值。重復(fù)步驟F102和F103直至在步驟F104這哦個(gè)結(jié)束該測試。
作為上述測試過程的一個(gè)結(jié)果，從端口96依次地上輸出在圖80A和80B所表示的值，也就是說在時(shí)鐘之間的RF信號的改變點(diǎn)的計(jì)算值。
將一個(gè)邏輯測試器鏈接到端口96以致可以監(jiān)控輸出計(jì)算值，因而使得有可能確定相位誤差。如果在時(shí)鐘之間的計(jì)算值是一致的，則該相位狀態(tài)是理想的，而且如果他們是不一致的，則出現(xiàn)相位誤差。
10-4 確定抖動(dòng)相位誤差現(xiàn)在參照82A和82B討論用于確定由抖動(dòng)分量導(dǎo)致的相位誤差的方法。
在該測試中，將16個(gè)相位時(shí)鐘中的一個(gè)時(shí)鐘換算成1/6并用作RF信號，即該RF信號與16個(gè)相位時(shí)鐘同步。然后以該16個(gè)相位時(shí)鐘對RF信號進(jìn)行采樣操作，計(jì)算相鄰時(shí)鐘之間的RF信號的改變點(diǎn)的數(shù)量，因而能檢測RF信號與每個(gè)時(shí)鐘之間的定時(shí)。
圖82A和82B舉例說明將通過換算而產(chǎn)生的信號用作RF信號，例如，時(shí)鐘CLK1。
圖82A舉例說明沒有抖動(dòng)分量的16個(gè)相位時(shí)鐘的理想狀態(tài)。
由于一個(gè)寫延遲，對通過換算時(shí)鐘CLK1而生成的RF信號進(jìn)行一個(gè)預(yù)定時(shí)間周期的延遲。在這種情況下，如果在時(shí)鐘中不存在抖動(dòng)分量，RF信號的改變點(diǎn)總是出現(xiàn)在時(shí)鐘信號CLK8和CLK9之間。這是因?yàn)閾Q算的RF信號的一個(gè)頻率延遲和寫延遲，將RF信號的改變點(diǎn)從時(shí)鐘信號CLK1的定時(shí)延遲了一個(gè)固定時(shí)間周期。
因此，僅僅計(jì)算在時(shí)鐘信號CLK8和CLK9之間的改變點(diǎn)的數(shù)量。
圖82B舉例說明這種相位狀態(tài)，其中由于抖動(dòng)分量而在時(shí)鐘CLK9中存在一個(gè)波動(dòng)。在這種情況下，RF信號的改變點(diǎn)并不總是出現(xiàn)在時(shí)鐘信號CLK8和CLK9之間。也就是說，由于在時(shí)間區(qū)域內(nèi)時(shí)鐘CLK中的一個(gè)波動(dòng)，RF信號的改變點(diǎn)出現(xiàn)在時(shí)鐘信號CLK9和CLK10之間。
更具體地說，在這種情況下，檢查通過換算時(shí)鐘CLK1所產(chǎn)生RF信號的改變點(diǎn)的定時(shí)，而且如果固定RF信號的改變點(diǎn)與單獨(dú)信號的改變點(diǎn)之間的定時(shí)關(guān)系，那么由于抖動(dòng)分量而在時(shí)鐘CLK9中不存在波動(dòng)。如果上述定時(shí)關(guān)系改變，則由于抖動(dòng)分量而在時(shí)鐘CLK9中出現(xiàn)相位誤差。
因此，通過依次切換要換算并用作RF信號的時(shí)鐘來進(jìn)行上述確定。然后，可以為所有使用CLK1到CLK16測量由于抖動(dòng)分量的而存在相位誤差或缺乏相位誤差。
以下參照圖83的流程圖來討論一種通過上述方法，用于確定由于抖動(dòng)分量的相位誤差的測試過程。
在步驟F201中，將選擇器91設(shè)置成與16個(gè)相位時(shí)鐘同步的RF信號。即，控制/測量值輸出電路95控制選擇器91來選擇來自1/6換算器94的輸出。
控制/測量值輸出電路95在步驟F202中設(shè)置變量n到1，并在步驟F203中設(shè)置變量R到1。變量n是一個(gè)用于在時(shí)鐘選擇電路93中指定將要選擇的時(shí)鐘的變量，而且變量R是測量數(shù)據(jù)，其中通過該測量檢查RF信號和一個(gè)時(shí)鐘的定時(shí)關(guān)系。
在步驟F204中，控制/測量值輸出電路95指示時(shí)鐘選擇電路93來選擇時(shí)鐘CLK(n)。首先，在時(shí)鐘選擇電路93中選擇該時(shí)鐘CLK1并在1/6換算器94中對時(shí)鐘信號CLK1進(jìn)行換算，結(jié)果是RF信號。
在步驟F205中，VCO測試計(jì)算電路92計(jì)算RF信號的改變點(diǎn)的數(shù)量。
更具體地說，在每個(gè)時(shí)鐘的邊緣進(jìn)行重置/開始計(jì)算的時(shí)侯，VCO測試計(jì)算電路92計(jì)算RF信號的邊緣。如同參照圖82A和82B所討論的，在一個(gè)特定時(shí)鐘CLK(x)和CLK(x+1)之間計(jì)算RF信號的改變點(diǎn)。然后控制/測量值輸出電路95根據(jù)計(jì)算值是否為0或1來確定RF信號的改變點(diǎn)與時(shí)鐘之間的定時(shí)關(guān)系，并在步驟F206中從端口96輸出測量值。
在步驟F207中變量達(dá)到一個(gè)預(yù)定值Rth之前，在步驟F208中的一個(gè)增加變量R的時(shí)侯重復(fù)步驟F205和F206。也就是說，Rth次檢測在使用時(shí)鐘CLK1的RF信號的改變點(diǎn)與16個(gè)相位時(shí)鐘的每個(gè)時(shí)鐘之間的定時(shí)關(guān)系。
例如，將一個(gè)邏輯測試器連接到端口96以致監(jiān)控該輸出值。以這種方式，例如，在圖82B的情況中，可以確定由于抖動(dòng)分量而在時(shí)鐘CLK9中出現(xiàn)相位誤差。更具體地說，如果對所有的Rth次檢測RF信號的改變點(diǎn)總是出現(xiàn)在時(shí)鐘CLK8和CLK9之間，那么可以確定在時(shí)鐘CLK9中不包含抖動(dòng)分量。如果在時(shí)鐘CLK8和CLK9之間建立RF信號的改變點(diǎn)并在時(shí)鐘CLK9和CLK10之間建立該RF信號的改變點(diǎn)，即，如果對出現(xiàn)改變點(diǎn)的定時(shí)不是一致的，那么可以確定在時(shí)鐘CLK9中包含抖動(dòng)分量。
控制/測量值輸出電路95可以從端口96輸出定時(shí)關(guān)系信息。然而，可以從端口96中直接輸出時(shí)鐘之間的計(jì)算值，在此情況下，以一個(gè)邏輯測試器檢查該定時(shí)關(guān)系。
或者，可以增加時(shí)鐘之間達(dá)到Rth倍的計(jì)算值。例如，為了基于時(shí)鐘CLK1的RF信號，如果不存在抖動(dòng)分量，那么在時(shí)鐘CLK8和CLK9之間的添加值應(yīng)該變成Rth，而且在其他數(shù)據(jù)之間的值應(yīng)該變成0?？梢砸砸粋€(gè)邏輯測試器來檢查該添加值。
在步驟F209中控制/測量值輸出電路95確定該變量n是否達(dá)到16。如果F209的結(jié)果是不，則該處理過程返回到步驟F210，在步驟F20中變量n以1遞增，并返回到步驟F203。
然后，在步驟F203中將變量R設(shè)置為1，而且在步驟F204中控制/測量值輸出電路95指示時(shí)鐘選擇電路93來選擇時(shí)鐘CLK(n)。對時(shí)鐘CLK2進(jìn)行換算并用作這一次的RF信號，而且Rth倍檢查該定時(shí)關(guān)系，因而確定在時(shí)鐘CLK10中存在或不存在抖動(dòng)分量。
因此，增加變量n，并以這種方式，在選擇電路93中依次選擇時(shí)鐘(CLK3，CLK4，...，CLK16)。如果在步驟F209中確定變量n達(dá)到16，則完成該測試。然后，確定在所有時(shí)鐘CLK1到CLK16中抖動(dòng)分量的存在或不存在。
10-5 相位誤差確定的優(yōu)點(diǎn)根據(jù)上述相位誤差確定，可以容易地確定在該實(shí)施中的數(shù)字PLL系統(tǒng)中使用的16個(gè)相位時(shí)鐘的適用性。因此，可以有效地執(zhí)行用于為該實(shí)施例的數(shù)字PLL系統(tǒng)所供應(yīng)的LSI的測試，而且可以獲得關(guān)于LSI的結(jié)果(通過或失敗)。特別是，可以根據(jù)前面的方法來測量無法直接測量的16個(gè)相位時(shí)鐘的相位誤差，因而提高LSI的通過/失敗結(jié)果的可靠性。
如圖1所示，在一個(gè)LSI內(nèi)放置用于確定相位誤差的結(jié)構(gòu)。因此，可以檢測16個(gè)相位時(shí)鐘的相位差的偏移而無需提供一個(gè)用于邏輯測試器的特定裝置，因而減少了測試成本。邏輯測試器的提供能夠測量相位誤差。因此，可以鼓勵(lì)到外部機(jī)構(gòu)測量相位誤差，因而提高制造效率。
權(quán)利要求
1.一種用于在數(shù)字鎖相環(huán)系統(tǒng)中使用的N個(gè)相位時(shí)鐘的相位誤差確定方法，該數(shù)字鎖相環(huán)系統(tǒng)包括時(shí)鐘發(fā)生部件，用于根據(jù)輸入信號的頻率和游程長度數(shù)據(jù)的頻率生成參考時(shí)鐘，從而使用該參考時(shí)鐘生成N個(gè)相位時(shí)鐘；脈寬測量部件，用于使用N個(gè)相位時(shí)鐘測量通過二進(jìn)制輸入信號所生成的重放信號的脈寬，從而輸出脈寬數(shù)據(jù)；以及游程長度提取部件，用于通過虛擬信道時(shí)鐘計(jì)算脈寬數(shù)據(jù)來提取游程長度數(shù)據(jù)，所述相位誤差確定方法包括以下步驟輸入與N個(gè)相位時(shí)鐘異步的信號作為輸入信號；在N個(gè)相位時(shí)鐘的兩個(gè)相鄰時(shí)鐘之間的一個(gè)時(shí)間間隔期間檢測異步信號的改變點(diǎn)的數(shù)量；以及根據(jù)所檢測的改變點(diǎn)的數(shù)量來確定N個(gè)相位時(shí)鐘的相位誤差。
2.一種用于在數(shù)字鎖相環(huán)系統(tǒng)中使用的N個(gè)相位時(shí)鐘的相位誤差確定方法，該數(shù)字PLL系統(tǒng)包括時(shí)鐘發(fā)生部件，用于根據(jù)輸入信號的頻率和游程長度數(shù)據(jù)的頻率生成參考時(shí)鐘，從而使用該參考時(shí)鐘生成N個(gè)相位時(shí)鐘；脈寬測量部件，用于使用N個(gè)相位時(shí)鐘測量通過二進(jìn)制輸入信號所生成的重放信號的脈寬，從而輸出脈寬數(shù)據(jù)；以及游程長度提取部件，用于通過虛擬信道時(shí)鐘計(jì)算脈寬數(shù)據(jù)來提取游程長度數(shù)據(jù)，所述相位誤差確定方法包括以下步驟輸入與N個(gè)相位時(shí)鐘同步的信號作為輸入信號；檢測同步信號的改變點(diǎn)與N個(gè)相位時(shí)鐘的每個(gè)時(shí)鐘之間的定時(shí)關(guān)系；和根據(jù)所檢測的定時(shí)關(guān)系來確定N個(gè)相位時(shí)鐘的相位誤差。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的相位誤差確定方法，其中通過選擇和換算所述N個(gè)相位時(shí)鐘中的一個(gè)來生成同步信號，并且在對將要選擇的時(shí)鐘進(jìn)行連續(xù)切換時(shí)，檢測同步信號的改變點(diǎn)與N個(gè)相位時(shí)鐘的每個(gè)時(shí)鐘之間的定時(shí)關(guān)系。
4.一種數(shù)字鎖相環(huán)系統(tǒng)，包括時(shí)鐘發(fā)生部件，用于根據(jù)輸入信號的頻率和游程長度數(shù)據(jù)的頻率生成參考時(shí)鐘，從而使用該參考時(shí)鐘生成N個(gè)相位時(shí)鐘；脈寬測量部件，用于使用所述N個(gè)相位時(shí)鐘測量通過二進(jìn)制輸入信號所生成的重放信號的脈寬，從而輸出脈寬數(shù)據(jù)；游程長度提取部件，用于通過虛擬信道時(shí)鐘計(jì)算脈寬數(shù)據(jù)來提取游程長度數(shù)據(jù)；輸入選擇部件，用于選擇與所述N個(gè)相位時(shí)鐘異步的信號或與所述N個(gè)相位時(shí)鐘同步的信號作為輸入信號；以及改變點(diǎn)檢測部件，用于檢測由所述輸入選擇部件選擇的與所述N個(gè)相位時(shí)鐘的每個(gè)時(shí)鐘相關(guān)的輸入信號的改變點(diǎn)。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的數(shù)字鎖相環(huán)系統(tǒng)，其中所述改變點(diǎn)檢測部件在所述N個(gè)相位時(shí)鐘的兩個(gè)相鄰時(shí)鐘之間的一個(gè)時(shí)間間隔期間檢測異步信號的改變點(diǎn)的數(shù)量。
6.根據(jù)權(quán)利要求4所述的數(shù)字鎖相環(huán)系統(tǒng)，其中所述改變點(diǎn)檢測部件檢測同步信號的改變點(diǎn)與所述N個(gè)相位時(shí)鐘的每個(gè)時(shí)鐘之間的定時(shí)關(guān)系。
7.根據(jù)權(quán)利要求4所述的數(shù)字鎖相環(huán)系統(tǒng)，還包括時(shí)鐘選擇部件，用于選擇所述N個(gè)相位時(shí)鐘中的一個(gè)；以及同步信號發(fā)生器，用于通過對所述時(shí)鐘選擇部件選擇的時(shí)鐘進(jìn)行換算來生成同步信號。
全文摘要
在一種數(shù)字PLL系統(tǒng)中，使用N個(gè)相位時(shí)鐘(如16個(gè)相位時(shí)鐘)來生成脈寬數(shù)據(jù)，而不是用一個(gè)高頻時(shí)鐘來測量二進(jìn)制重放RF信號。然后用一個(gè)虛擬信道時(shí)鐘來計(jì)算脈寬數(shù)據(jù)，從而提取游程長度數(shù)據(jù)。在該數(shù)字PLL系統(tǒng)中，在N個(gè)相位時(shí)鐘的兩個(gè)相鄰時(shí)鐘之間的一個(gè)時(shí)間間隔期間檢測異步信號的改變點(diǎn)的數(shù)量，從而根據(jù)所檢測的改變點(diǎn)的數(shù)量來確定相位誤差。還可以根據(jù)與N個(gè)相位時(shí)鐘同步的信號的改變點(diǎn)和所述N個(gè)相位時(shí)鐘的每個(gè)時(shí)鐘之間的定時(shí)關(guān)系來確定相位誤差。
文檔編號H03L7/08GK1607731SQ20041009511
公開日2005年4月20日 申請日期2004年7月2日 優(yōu)先權(quán)日2003年7月2日
發(fā)明者中村忍, 工藤守, 大島悟, 山根潤, 清水寬文 申請人:索尼株式會社