專利名稱：使用載波參考信號對稱調(diào)制的低失真d類放大器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及D類開關型放大器并且具體應用到D類模擬功率放大器，特別是音頻頻率放大器。
背景技術：
提供以下的描述來幫助讀者理解本申請人所要分析的電路，同時還幫助讀者理解電路發(fā)明的相關知識。但，通過其所公開的這些參考既不試圖，本身也不提供任何承諾，而是根據(jù)全球任何國家的法律公開這些通用的知識具有新穎性或顯而易見性的評定。
所知的幾種商用的開關型放大器模式包括D類放大器。許多使用中的系統(tǒng)包括輸出連接到具有脈沖寬度調(diào)制的調(diào)制輸入的第一伺服循環(huán)放大器。脈沖寬度調(diào)制器的輸出連接到輸出開關級的輸入。負反饋路徑連接到給伺服放大器的輸入輸出的輸出開關級而放大器的輸入連接到伺服放大器的輸入。該系統(tǒng)可以概念性地作為飼服循環(huán)放大器的輸出，并做為誤差信號的積分，而該誤差信號與所度量輸出開關級的輸出信號和放大器的輸入信號之間的差別成比例。該積分的誤差信號被反饋到所述的調(diào)制輸入。
在一些系統(tǒng)中的脈沖寬度調(diào)制器包括一個三角波振蕩器，其輸出信號作為提供給比較器輸入的載波參考信號。在一些不多見的系統(tǒng)中，該載波參考信號是鋸齒波形而非三角板形。該飼服飼服飼服循環(huán)放大器的輸出還提供給比較器的輸入。該比較器和三角波振蕩器起到所述的脈沖寬度調(diào)制器的作用，其中該比較器的輸出起到脈沖寬度調(diào)制器輸出的作用。
伺服循環(huán)放大器多數(shù)都具有電流-電壓積分器發(fā)送功能。
該系統(tǒng)使用負反饋來降低失真，即，提高精確性。但，該系統(tǒng)也能產(chǎn)生固有失真。即，該系統(tǒng)即便對幾近完美的電子元件(換句話說，也就是在理想環(huán)境下所生產(chǎn)的元件)也會產(chǎn)生失真。
此外，電子缺陷是明顯的，例如特定功率輸出開關級中，還能產(chǎn)生進一步的誤差。
使用這些基本功能的系統(tǒng)的詳細描述參見Motorola的申請記錄AN1042。
不具有負反饋或伺服循環(huán)放大器和脈沖寬度調(diào)制器的直接輸入信號調(diào)制的D類放大器通過Zetex集成電路ZXCD 1000使用。假定在這種系統(tǒng)概念中的所有元件都是理想的，則與上述所描述的伺服循環(huán)系統(tǒng)相反，其不會產(chǎn)生失真。但，在實際中這種直接的調(diào)制系統(tǒng)與伺服途徑相比，具有以下幾個問題由于反饋而使輸出噪聲增加。
從性能低于理想的，實際的電子元件所產(chǎn)生的失真在低頻上更大，其中伺服循環(huán)系統(tǒng)的負反饋相關聯(lián)。
這種直接調(diào)制系統(tǒng)的輸出信號與提供干線的輸出級成比例并通過其中的干線變量來調(diào)制。由于負反饋，這種效果在伺服循環(huán)系統(tǒng)中降低了，特別是在其中的低頻具有更多的負反饋。
D類放大器已由Bang和Olufsen研發(fā)，該公司將其稱之為“ICEpower”產(chǎn)品。這種系統(tǒng)的原理如在多個音頻引擎協(xié)會所公開和專利US6,297,692中描繪了。其公開了一種模擬開關放大器，其中整個的放大器通過在前級的伺服循環(huán)放大器路徑和負反饋路徑中的元件而設定支配電極。
在此我將盡力解釋一些Bang和Olufsen ICEpower模型250A，500A，250ASP和500ASP，對我而言，會導致以下的性能例如，在24kHz更高功率的失真在以下則切斷，在4歐姆則出現(xiàn)大約1％(100kHz測量的帶寬)。如果結果很精確，則比通常所設計的傳統(tǒng)模擬放大器要低2級振幅。從我所知道的本領域的一般知識，我猜想ICEpower單元與D類放大器產(chǎn)品的其他帶寬相比執(zhí)行地更好。
雖然我所指的是在商業(yè)上能夠應用的特定的D類放大器，但我確定該單元可以改變但所取得的結果卻不一定要與之一致，但暗示了與這種放大器存在一定的困難。
使用ICEpower基本原則的電路公開在2002年12月的“Radio Technique”，第58-64頁。
在相同出版物的140-144頁中還公開了代替作為第一級的積分器的伺服循環(huán)放大器的通用伺服循環(huán)系統(tǒng)，設計為第二級的伺服系統(tǒng)。這要求在低頻上具有更多的反饋?；闹嚨厥?，在高頻處，其中相對于第一級的系統(tǒng)可以得到更少的負反饋，該失真由于在伺服循環(huán)放大器的輸出信號的形狀而變得更糟。
因此本發(fā)明的目的是提供一種有助于降低失真的改進的放大器或至少為公眾提供一種選擇。
發(fā)明公開在本發(fā)明的一種實施中，提供了一種電子D類放大器，其具有輸入提供的放大器的輸入信號的放大器，輸出可以產(chǎn)生放大器輸出信號的放大器，輸出開關級，包括振蕩器和第一比較器的脈沖寬度調(diào)制器，至少一個伺服循環(huán)放大器，產(chǎn)生并修改放大器輸入信號的輸入信號處理器，其中振蕩器的輸出產(chǎn)生包括至少正和負時間導數(shù)分量的載波參考信號，其由提供給振蕩器的調(diào)制輸入的輸入信號處理器的輸出信號而調(diào)制，從而至少對稱調(diào)制載波參考信號，振蕩器包括至少一個積分元件，放大器輸入連接到伺服循環(huán)放大器的輸入，該伺服循環(huán)放大器還包括至少一個積分元件，放大器的輸入還連接到輸入信號處理器的輸入，伺服循環(huán)放大器的輸出連接到脈沖寬度調(diào)制器的調(diào)制輸入，脈沖寬度調(diào)制器的輸出連接到輸出開關級的輸入，和輸出開關級的輸出連接到放大器的輸出，其中負反饋路徑將輸出開關級的輸出連接到伺服循環(huán)放大器的輸入。
優(yōu)選地，本發(fā)明進一步的特征在于振蕩器的積分元件的前級轉(zhuǎn)換功能至少為第二級的，并且飼服循環(huán)放大器的積分元件的前級轉(zhuǎn)換功能至少為第二級。
優(yōu)選地，本發(fā)明進一步的特征在于輸入信號處理器包括具有有關時間的至少一個導數(shù)的前級轉(zhuǎn)換功能。
優(yōu)選地，本發(fā)明進一步的特征在于包括適配的提供輸出開關信號的電源電極以便載波參考信號的峰值記錄在提供輸出開關級的電源電極之間的差別。
優(yōu)選地，本發(fā)明進一步的特征在于伺服循環(huán)放大器的輸出連接到所述的第一比較器的輸入，振蕩器的載波參考輸出信號反饋到比較器的輸入，并且比較器的輸出為脈沖寬度調(diào)制器的輸出。
優(yōu)選地，本發(fā)明進一步的特征在于其中輸出開關級的前級增益，伺服循環(huán)放大器的前級增益，和振蕩器的調(diào)制前級增益和輸入信號處理器，以及載波參考輸出信號的平均頻率，以及負反饋路徑的增益，都被選擇來降低在相對于提供給放大器輸入的信號的在放大器輸出上的信號失真。
優(yōu)選地，本發(fā)明的進一步特征在于其中振蕩器包括具有至少比100MHz大的統(tǒng)一增益帶寬的寬帶放大器。
優(yōu)選地，本發(fā)明的進一步特征在于輸出載波參考信號的平均頻率，從輸出開關級的輸出和在該級中的電勢電流流的輸出來的峰值信號，都與D類功率音頻放大一致。
在本發(fā)明更具體的形式中放大的方法包括將要放大的信號引入到具有上述特征的放大器中的步驟。
附圖簡要描述為了更好的理解，將參考附圖進行更詳細的描述

圖1是本發(fā)明的功能性的結構圖，圖2是本發(fā)明的系統(tǒng)的典型電路，圖3顯示了與傳統(tǒng)技術的第二級伺服循環(huán)系統(tǒng)所比較的本發(fā)明的系統(tǒng)的波形的實例，圖4顯示了用于D.C.輸入信號的三角波載波參考信號和伺服循環(huán)放大器輸出的波形，圖5顯示了根據(jù)本發(fā)明的包含具有載波參考信號調(diào)制輸入的D類放大器基本元件的電路，和圖6是在用于正弦波輸入信號頻率fIn和由另一個正弦波信號頻率fm斜度調(diào)制的D類輸出的頻譜。
執(zhí)行本發(fā)明的最佳模式就我的經(jīng)驗而言，本領域的許多著作僅僅是現(xiàn)有解決方式，有時也會涉及相對深奧的數(shù)學。就我的經(jīng)歷進一步而言，在D類放大器領域中的研究者似乎在產(chǎn)生失真中并沒有多少具有有用的數(shù)學模型。為了幫助讀者理解在現(xiàn)有技術中D類放大器所產(chǎn)生的失真，以及在本發(fā)明中所公開的解決方案，可以用數(shù)學模型來更方便地理解。
因此，以下的描述通過有用的數(shù)學模型來幫助理解，而不應當在一些場合作為嚴格的科學解釋。
對于常見的現(xiàn)有技術的D類放大器系統(tǒng)的增益和頻率，D類放大器可以作為大致上的非線性的非開關型模擬放大器，其包含了第一級的近似值。
伺服放大器的卷線方式與D類放大器一樣，即當積分器的誤差信號等于輸出和輸入信號之間的差分時，輸出作為對D類放大器的輸出開關級的模擬的緩沖級，但包括在積分伺服放大器的輸出和給輸出放大級的輸入之間的變化時間期的改進元件。
對于包括該變化時間期改進元件的原因可以從圖4中輕易地看出。該圖顯示了飼服循環(huán)放大器109的輸出和用于D.C.輸入信號的三角波載波參考信號100。這些信號可以從如圖5所示的現(xiàn)有技術中的D類放大電路中產(chǎn)生。為了簡化分析，該電路的輸出111選擇+/-u伏的電壓而在振蕩器112的輸出的三角波的峰值也為+/-u伏。
三角波振蕩器112具有連接到比較器正向輸出開關級116的反向輸入的輸出114。在114的三角波具有T個基本周期。比較器正向輸出開關級116的輸出111為D類放大器的輸出。圖5中D類放大器的輸入110為電流信號。其反饋到D類放大器的反向輸入，作為伺服循環(huán)運算放大器115的反向輸入。伺服循環(huán)運算放大器115的非反向輸入接地120。值C的電容119連接在伺服循環(huán)運算放大器115的輸出117和其反向輸入之間。輸出117連接到比較器的非反向輸入和開關級116。值R的電阻118連接在比較器正向輸出開關級116的輸出111和飼服循環(huán)放大器115的反向輸入之間。從而形成從D類放大器的輸入到輸出的負反饋。在這種電路中，飼服循環(huán)放大器連接來作為積分器。115和119的結合可以通過飼服循環(huán)放大器而實現(xiàn)。
在110的D.C.輸入信號產(chǎn)生圖4所示的信號。該D.C.輸入信號為值為-i的D.C.電流并在飼服循環(huán)放大器115的輸出117產(chǎn)生value×volts的平均偏移104，關于伺服循環(huán)運算放大器115的輸出信號109的振蕩。(標記fin和fm將在以后描述)。當輸出111為-u伏時，伺伏循環(huán)放大器的輸出信號109具有正斜度(i+u/R)/C伏/秒，而當輸出111為+u伏時，具有正斜度(i-u/R)/C伏/秒。三級波載波參考信號100在+u102和-u103對稱地具有大約0V 101的峰值。該信號出現(xiàn)在三角波振蕩器112的輸出114。當伺服循環(huán)放大器的輸出電壓109等于三角波電壓100時，開關在111轉(zhuǎn)向，即在時間t1的105處，以及在時間t3的107處。在非對稱的t1和t3產(chǎn)生的提前周期涉及三角波102的峰值。在相同的任務循環(huán)中，對稱的時間出現(xiàn)在106的t2，108的t4。如果104在t2增加到剛好位于極限下+u，則提前周期為0秒。
提前周期＝t2-t1＝t4-t3＝T(1-(x/u)2)/(16RC) (i)這種非線性的提前功能主要由固有失真而產(chǎn)生。
為了簡化以下的分析，假定輸入信號為振幅v和頻率fin的正弦信號并且與伺服循環(huán)放大器的輸出(這里僅僅指高頻)大致同相，并成比例。非線性的功能(i)由該系統(tǒng)的以多個特性而產(chǎn)生1.有關輸出信號水平的失真大約與(vfin)2成比例v2由等式(i)的平方而得，而fin2從相位與頻率fin成比例的的fin因數(shù)而得到，而fin的另一個因素從與開環(huán)循環(huán)前級增益成比例的反饋因子而得到，從而降低了用于積分器的前級增益而導致的頻率。
2.由于對成性，僅僅理想的諧波失真被忽略，絕大多數(shù)的三次諧波都由于相對平滑的非線性轉(zhuǎn)換函數(shù)(i)而產(chǎn)生。對稱性使得三次諧波的相位積分，其當在輸出開關級的輸出測量時涉及正弦輸入信號的基波。三次諧波的標記與在峰值輕微延遲的正弦波的基波相一直。
3.伺服循環(huán)放大器的輸出對于基波的峰值而固有的非對稱，即便在伺服循環(huán)輸出上的基波頻率fIn為鋸齒狀.
我已經(jīng)揭示了可以與輸入信號的派生成比例的調(diào)制三角波載波參考信號的斜度。如果該斜度信號在相位和增益上改變來補償閉環(huán)循環(huán)相位和放大器的增益，則消除失真就是成功的。調(diào)制的一個例子是正向斜度增加并且下一個反向斜度邊小，以便頻率保持大致不變。
為了有助于理解消除在相比于固有失真的非調(diào)制系統(tǒng)的調(diào)制系統(tǒng)中的所產(chǎn)生的失真的原因，我將著重強調(diào)與現(xiàn)有技術中的為調(diào)制系統(tǒng)相比，斜度調(diào)制載波參考系統(tǒng)的各種特性。當放大時很容易想到正弦波產(chǎn)生在片段邊緣上的輸出。在這種環(huán)境下，當輸出信號的振幅接近峰值時，所變換的輸出的任務周期在峰值處接近0％，而在相反地標記峰值處則接近100％，且斜度調(diào)制大約為0。因此，在這些峰值輸出處的調(diào)制和未調(diào)制的波形都是相近的?？紤]到這些三角波和正弦波的峰值都要來作為調(diào)制和未調(diào)制系統(tǒng)的參考點，為了理解起見，即在這兩種系統(tǒng)中111和114在峰值的輸出信號是一致的。假定調(diào)制和未調(diào)制系統(tǒng)的輸出振幅和平均載波頻率都調(diào)整為相同的。如果斜度調(diào)制的為m
a.在轉(zhuǎn)換的輸出在其峰值附近的時間中，如所描述的，調(diào)制m為零，但dm/dt在其峰值附近，這使得三角波隨著在相對于伺服循環(huán)輸出信號增加的載波參考頻率出現(xiàn)，從而也在其峰值附近。因此在調(diào)制系統(tǒng)中，關于峰值的輸出轉(zhuǎn)換轉(zhuǎn)向相比于未調(diào)制系統(tǒng)就變得更接近峰值。由于對稱性，當伺服循環(huán)的輸出信號的平均值通過0伏時，在調(diào)制系統(tǒng)和未調(diào)制系統(tǒng)中同時出現(xiàn)轉(zhuǎn)換轉(zhuǎn)向。
b.調(diào)制使得飼服飼服飼服循環(huán)放大器的輸出信號平均起來除了在峰值處都先于未調(diào)制的系統(tǒng)。由于逐漸累計效應，這種領先多出現(xiàn)在零和接近峰值處。
這與上述的第2點一致。從非線性效應的角度來看，調(diào)制三角波載波信號調(diào)制的因子導致非線性的固有消除。
為了更進一步顯示處載波參考信號調(diào)制的效果，參考圖6來描述，其中圖示了調(diào)制系統(tǒng)的輸出信號的振幅頻率圖譜。振幅的垂直軸具有對數(shù)標度，而頻率的水平軸具有一個線性標度。所示的圖譜為具有頻率為fin的正弦波的輸入信號，頻率為fm的正弦波，以及要反饋給三角波振蕩器的調(diào)制輸入113的振幅為m的調(diào)制系統(tǒng)的輸出。fin三次諧波的振幅通過頻率3fin的的列133來表示。頻率fm的調(diào)制信號的振幅由列135來表示。頻率fin-(fm-fin)的側(cè)帶的振幅由列134來表示。而頻率3fin-(fm-fin)的另一個側(cè)帶振幅由列136來表示，其振幅大致與m(finv)2成比例。
因此，如果頻率fm＝fin并且振幅m＝kv，則對于所選定的k值以及在fin和fm之間的相對相位，可以消除由列133和136所表示的信號。當fin大致與fm積分時，發(fā)生相位選擇。實際上，對于優(yōu)選的消除，相對相位應當還補償放大器的閉環(huán)相位。
在圖1中，顯示了使用本發(fā)明的D類放大器的一個實例的結構圖，放大器輸入1反饋飼服循環(huán)放大器3的輸入和輸入信號處理器4的輸入。振蕩器5的輸出信號在13產(chǎn)生載波參考信號。該載波參考信號包含至少有限的正向和負向時間導數(shù)分量；例如，三角波的正向和負向斜度。輸入信號處理器4的輸出信號提供給振蕩器5的調(diào)制輸入。正向和負向時間導數(shù)分量通過所述的輸出4而調(diào)制，因此至少調(diào)制對稱的載波參考信號。該調(diào)制包括將載波參考信號的頻率調(diào)制到一定程度。在13處的載波參考信號連接到第一比較器電路6的輸入。飼服循環(huán)放大器3的輸出還反饋到第一比較器6的輸入。振蕩器5和第一比較器6的組合在功能上形成脈沖寬度調(diào)制器。作為脈沖寬度調(diào)制器的輸出的比較器6的輸出控制按序控制輸出選擇8的驅(qū)動器7。輸出開關8通過電源導軌9和10提供。輸出開關級的輸出11通過負反饋路徑反饋給伺服循環(huán)放大器3的輸入。為了降低由電源導軌所產(chǎn)生的放大器的增益調(diào)制，振蕩器的載波參考信號的輸出振幅被控制與在電源導軌9和10之間的電勢成比例。輸出開關級的輸出11可以連接到載波頻率正諧波濾波器，有時也稱之為解調(diào)濾波器12。該濾波器的輸出連接到放大器輸出2。驅(qū)動器7和輸出開關8的組合在功能上形成輸出開關級，其還可以包括在其中的12。在進一步的實施例中，負反饋路徑還可以連接在放大器輸出2和對伺服循環(huán)放大器3的輸入之間。
除了輸出信號處理器的和振蕩器調(diào)制特性的功能，這種系統(tǒng)與上述所描述的通用類型一樣。但，以下將會描述振蕩器調(diào)制特性的充分提升。
載波參考信號對稱調(diào)制的特定某些類型會影響放大器的精確性。例如，至少包括有關時間的導數(shù)輸入信號處理器的前級發(fā)送功能，適于調(diào)制振蕩器載波參考信號對稱調(diào)制，并在一定程度上，適于調(diào)制振蕩器載波參考信號的頻率。直接與在系統(tǒng)其余部分中的特定調(diào)制增益和給定增益時間差分的輸入信號的輸出成比例的調(diào)制可以在固有失真接近零的系統(tǒng)中產(chǎn)生；即，當假定理想的電子分量在系統(tǒng)中時在數(shù)學上近似零失真。
但在實際中，對這樣的系統(tǒng)的潛在低失真通過通常在音頻功率放大器的輸出開關級上劇烈的電性瑕疵而降低，并常常產(chǎn)生數(shù)十安培的瞬間縫制電流同時還會從開關的最后時間所產(chǎn)生的交叉失真。
一種顯著降低電性瑕疵效應的方法是通過更高級別的伺服循環(huán)(即，比通常系統(tǒng)的第一級更大)來增加負反饋量。但這種特性實際上增加了高頻上的失真，正如以上所述。為了消除這個，在振蕩器和伺服放大器中的積分元件的前級轉(zhuǎn)換功能需要至少為第二級。這樣選擇以便載波參考信號能補償伺服循環(huán)放大器的轉(zhuǎn)換功能。這也使得本質(zhì)上降低由于在電子元件上的瑕疵而在接近零的水平上使用載波參考信號調(diào)制的失真成為可能。
由于輸出載波參考信號的平均頻率和從輸出開關級的輸出來的峰值信號以及在該級上的電流都與D類音頻功率放大器一致，因此使用這些技術可以產(chǎn)生與常見的-A類，B類，或-AB類模擬放大器性能類似的音頻功率放大器。
圖2給出了一個這樣的系統(tǒng)的實例。該放大器的輸入信號提供給放大器的輸入21而輸出信號可以從放大器的輸出22得到。每個放大器都位于導軌23。放大器的輸入21通過電阻25連接到由電阻30，電容27和28，以及運算放大器24組成的伺服循環(huán)放大器。這些相同的元件形成該伺服循環(huán)放大器的積分元件并且這些元件配置來形成第二級的前級轉(zhuǎn)換功能，即在21處的輸入信號和在29處的輸出信號之間的比率為-[1+R30(C27+C28)s]/(R25R30C27C28s2)......(ii)其中，s為拉普拉斯變量(對正弦cw而言＝“-jw”)如果值C27＝C28，則從6dB/octave到12dB/octave的轉(zhuǎn)換發(fā)生在s＝2/(R25C27)放大器的輸入21還連接在輸入信號處理器上，在該例子中非反向的微分器由電阻32，35，37，和39，電容31和36，以及運算放大器33和38組成。這些運算放大器33的第一個和通常的反向微分器卷線一樣，而高頻(音頻)相位和增益補償(R35，C36，和R32，C31)大致補償了在放大器輸入21和輸出開關級70和71之間的(音頻)高頻前級閉環(huán)轉(zhuǎn)換函數(shù)。忽略這種很低且相對較小的相位補償，這種反向微分器的轉(zhuǎn)換功能大致為-R35C31s......(ii)這種反向微分器的輸出由電阻37和39以及運算放大器38組成的反相器而反向。作為輸入信號處理器的輸出的微分器的非反向輸出40反饋到包括電阻42，45，51，53和56，和電容43和44(以及87和96)，和運算放大器41，第二比較器50，模擬開關54的振蕩器的調(diào)制輸入。振蕩器的“積分元件”包括電阻42，45和56，電容43和44以及運算放大器41；它也被構建來產(chǎn)生第二級的轉(zhuǎn)換功能?？梢詮膬煞N獨立的觀點出發(fā)來簡單地考慮這種形式。
第一，如果輸出40保持在0V，則關于在55的輸入的“積分元件”的輸出46之間的前級轉(zhuǎn)換比率具有與伺服循環(huán)放大器相同的形式，即等式(ii)-[1+R45(C43+C44)s]/(R56R45C43C44s2)......(iv)第二，如果在55處的信號強制為0V，則關于在40的輸入的“積分元件”的輸出46之間的前級轉(zhuǎn)換比率為-[1+{R45(C43+C44)+(R42C44)}s]/(R42R45C43C44s2)......(v)根據(jù)放大器的輸入信號，位于46和55的前級轉(zhuǎn)換強制為0V-R35C31R39/(R37R42R45C43C44s)-R39R35C31[R45(C43+C44)+R42C44]/(R37R42R45C43C44)...(vi)
(不再考慮R32C31和R35C36相位補償效應)輸出46通過電阻51反饋到第二比較器50的輸入52。第二比較器50的輸出控制模擬開關54，其在58和57的電壓之間進行選擇。開關54的輸出55還通過電阻53反饋第二比較器50的輸入52作為正反饋路徑并通過電阻56反饋“積分元件”的輸入作為負反饋路徑。開關54的輸出55發(fā)送近似方形波的信號，該波的任務周期通過放大器輸入信號的微分調(diào)制而它的頻率也輕微地調(diào)制。振蕩器46的輸出發(fā)送近似于三角波的載波參考信號但由于振蕩器的積分元件的第二級前級轉(zhuǎn)換功能所有次序的時間導數(shù)都具有近似零的斜度。換句話說，三角波的斜度依據(jù)冪因子稍微“變形”。此外，正和負斜度，或正和負時間導數(shù)，以及載波參考信號的頻率，都通過給小量的放大器的輸入信號而調(diào)制。這種特性補償了用于轉(zhuǎn)換功能和各種電路元件的各種參數(shù)的特定選擇的放大器的固有失真。例如，這樣的轉(zhuǎn)換功能可以是輸出開關級的前級增益，伺服循環(huán)放大器的前級增益以及振蕩器和微分器的調(diào)制前級增益，載波參考輸出信號的平均頻率，和放大器的增益。
振蕩器的輸出46通過電阻61反饋到第一比較器60的輸入，通過電阻62作為伺服循環(huán)放大器的輸出29。振蕩器(包括元件41，42，43，44，45，46，50，51，52，53，54，55，56，和電源導軌記錄系統(tǒng))和比較器(包括元件60，61，62，63)的組合作為脈沖寬度調(diào)制器，其中第一比較器60的輸出作為脈沖寬度調(diào)制器的輸出，以及在29處的輸入。第一比較器的輸出控制輸出開關71的驅(qū)動器70。功率通過電源導軌72和73提供給開關的輸出。輸出開關71的輸出74反饋到伺服循環(huán)放大器的輸入而通過電阻76作為負反饋路徑。輸出開關71的輸出74還反饋到能消弱載波頻率正向諧波的濾波器，該濾波器也稱之為解調(diào)濾波器75。該解調(diào)濾波器的輸出為放大器的輸出22。所述的開關驅(qū)動器70和輸出開關71可以形成輸出開關級，而解調(diào)濾波器75可以包括在輸出開關級之中。
在電源導軌72和73之間電勢的差別可以通過包括運算放大器80，電阻81，82，85和88，以及電容86和87的差分放大器而測量。該差分放大器的輸出57由于電容和負反饋而在所有低頻上具有低阻抗。電容86為了穩(wěn)定必須形成本地支配。在57處的信號通過由電阻92，94和95，電容93和96以及運算放大器90組成的反向放大器而反向。該反相器的輸出58在所有頻率上都具有低阻抗。因此57和58記錄在電源導軌72和73之間的電壓的差分，其按序使得振蕩器載波參考信號的輸出峰值在提供輸出開關級的電源導軌之間的電勢差分。這種特性補償了電源的變化和調(diào)制。
可以理解的是，可以有很多的方式來執(zhí)行上述的等式，特別是(ii)，(iv)，和(vi)，因此圖2僅僅是一種方式的實例。而且，三角波也僅僅是載波參考信號的一個實例，另外，例如僅僅是使用上述的第二級循環(huán)積分元件來描述的載波參考信號。
執(zhí)行等式(ii)，(iv)，和(vi)的另一種方式除了微分器的反向級還包括電阻37和39以及運算放大器38，以便輸入信號處理器可以作為反向微分器。這樣的系統(tǒng)也能產(chǎn)生本質(zhì)上很低的失真，但用于微分器增益和振蕩器的第二級微分元件的微分值，即R45(C43+C44)，可以比較于以上描述的非反向微分器系統(tǒng)。
由于通常載波參考信號相對較高的頻率(＞＝500kHz)，今后其毫無疑問地增加了電子元件，從而對載波信號的精確性是很有益的，因此在積分元件中使用寬頻運算放大器的整個放大器由于相對高的設備增益而在載波參考信號頻率上出現(xiàn)諧波。例如，具有超過100MHz的寬帶增益單元的寬帶放大器更好用。
圖3圖示了在未調(diào)制的載波參考系統(tǒng)和此處描述的調(diào)制系統(tǒng)之間的差別。這里，信號的建立如以上比較于未調(diào)制系統(tǒng)的描述所述。在該圖中輸入信號在相對于載波參考信號(大約500kHz)而在相對更高的頻率(大約35kHz)上設定并接近過載水平以便增強差別。用于這里所描述的第二級調(diào)制系統(tǒng)的載波參考波形95如波形95所示而未調(diào)制系統(tǒng)如波形96所示。用于未調(diào)制系統(tǒng)的伺服循環(huán)放大器(圖2中的29)的輸出瑞波形98所示，而這里所公開的調(diào)制系統(tǒng)的波形如97所示。正如所看見的，相應于伺服循環(huán)波形導數(shù)的中斷的輸出級開關時間發(fā)生在調(diào)制系統(tǒng)(95，97)和未調(diào)制系統(tǒng)(96，98)的差分時間。相應于開關時間的本地峰值如果比調(diào)制系統(tǒng)要晚則通過未調(diào)制系統(tǒng)的“L”來定義，如果要早則通過“E”來定義。如果時間差別是負的，則不表示出來。在該實例中，未調(diào)制系統(tǒng)的開關時間開始時相對滯后，隨后提早。這發(fā)生在大約當伺服循環(huán)信號提早通過上述的零伏時的時間。
通觀整篇說明書的目的是描述本發(fā)明而不是限定。
權利要求
1.一種電子D類放大器包括一個放大器輸入用來提供放大器輸入信號，一個放大器輸出用來產(chǎn)生放大器輸出信號，一個輸出開關級，一個包括了振蕩器和第一比較器的脈沖寬度調(diào)制器，至少一個伺服循環(huán)放大器，一個處理并修改輸入的放大器信號的輸入信號處理器，其中振蕩器的輸出信號產(chǎn)生包括至少正和負時間導數(shù)分量的載波參考信號，其通過提供振蕩器的調(diào)制輸入的輸入信號處理器的輸出而調(diào)制，從而至少調(diào)制對稱的載波參考信號，和包括至少一個積分元件的振蕩器，連接到伺服循環(huán)放大器的放大器輸入，伺服循環(huán)放大器還包括至少一個積分元件，放大器輸入還連接到輸入信號處理器的調(diào)制輸入，伺服循環(huán)放大器的輸出連接到脈沖寬度調(diào)制器的輸入，脈沖寬度調(diào)制器的輸出連接到輸出開關級的輸入，和輸出開關級的輸出連接到放大器的輸出，其中負反饋路徑連接輸出開關級的輸出給伺服循環(huán)放大器的輸入。
2.如權利要求1的電子D類放大器，其中振蕩器的積分元件的前級轉(zhuǎn)換功能至少為第二級，并且伺服循環(huán)放大器的積分元件的前級轉(zhuǎn)換功能也至少為第二級的。
3.如權利要求1或2的電子D類放大器，其中輸入信號處理器包括至少具有關于時間的導數(shù)的前級轉(zhuǎn)換功能。
4.如權利要求1，2或3的電子D類放大器，進一步包括電源導軌，其提供了輸出開關級，其中載波參考信號的峰值記錄了在所述的提供輸出開關級的導軌電勢間的差分。
5.如以上任意權利要求的電子D類放大器，其中伺服循環(huán)放大器的輸出連接到所述第一比較器的輸入，振蕩器的載波參考輸出信號連接到比較器的輸入，而比較器的輸出為脈沖寬度調(diào)制器的輸出。
6.如以上任意權利要求的電子D類放大器，其中輸出開關級的前級增益，伺服循環(huán)放大器的前級增益，以及振蕩器和輸入信號處理器的調(diào)制前級增益，和載波參考輸出信號的平均頻率，負反饋路徑的增益都選擇來降低在相對于提供給放大器輸入的放大器輸出的信號的失真。
7.如以上任意權利要求的電子D類放大器，其中振蕩器包括具有至少比100MHz要大的寬帶增益單元的寬帶放大器。
8.如以上任意權利要求的電子D類放大器，其中平均的輸出載波參考信號頻率，以及從輸出開關級的輸出來的峰值信號和在該級中的電流都與D類功率音頻放大一致。
9.一種電子D類放大器如參考說明書并由一個或多個附圖所描述的那樣。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種D類放大器，其本質(zhì)上利用三角波載波參考信號的斜度調(diào)制失真；并按照與輸入信號的導數(shù)成比例調(diào)制。如果導數(shù)信號在相位和增益上改變以補償閉環(huán)相位和增益，則消除失真就是成功的。該放大器包括脈沖寬度調(diào)制器，其包括一個具有至少一個積分器和第一比較器(6)的振蕩器(5)，至少一個伺服循環(huán)放大器(3)，一個處理并修改輸入放大器信號的輸入信號處理器(4)。振蕩器的輸出產(chǎn)生包括至少正和負時間導數(shù)分量的載波參考信號(13)，其通過提供給振蕩器(5)的調(diào)制輸入的輸入信號處理器(4)的輸出而調(diào)制，因此至少對稱的調(diào)制載波參考信號。輸出開關級的輸出(11)通過負反饋路徑(15)反饋給伺服循環(huán)放大器(3)的輸入的。
文檔編號H03F3/38GK1762094SQ200480004043
公開日2006年4月19日 申請日期2004年2月11日 優(yōu)先權日2003年2月11日
發(fā)明者B·H·肯蒂 申請人:Bhc咨詢控股有限公司