專利名稱：用于數(shù)字信號的音量控制設備的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及數(shù)字音量控制設備，尤其涉及用于數(shù)字音頻信號的音量控制設備，該設備包括邏輯單元，向該邏輯單元提供要進行控制的數(shù)字輸入信號，并且該邏輯單元提供音量得到控制的數(shù)字輸出信號，由從音量控制元件的輸出信號導出的控制信號決定所述數(shù)字輸入信號的音量控制。
背景技術(shù)：
音量控制元件可以是如音頻裝置中的手動控制設備的形式，可以是自動音量控制器或計算機的一部分，該計算機提供輸出信號，從該輸出信號導出控制信號。
在當前市場上，可以得到用于數(shù)字音頻信號的各種音量控制設備，這些設備有時候以軟件實現(xiàn)并在數(shù)字信號處理器上運行，或以硬件實現(xiàn)，并常常與其它信號處理模塊集成在一起。實際上，以硬件實現(xiàn)的數(shù)字音量控制設備具有乘法器形式的邏輯單元，其中，乘法運算的字長很大。例如，當應用具有24比特普通字長的脈沖編碼調(diào)制(PCM)音頻輸入信號并且必須在約-83dB至約+11.5dB范圍內(nèi)控制這些音頻輸入信號的音量時，為了在整個控制范圍內(nèi)得到2dB的分辨率，必須應用至少18比特的控制信號。要在整個控制范圍內(nèi)得到1.5dB分辨率，需要至少20比特的控制信號。然而，24比特的音頻輸入信號與18或20比特的控制信號的乘法運算需要大且較貴的乘法器。另外，在音量變化期間，即，音量控制設備的動態(tài)模式期間，甚至約1.5dB的分辨率也不足以避免可聽見的“喀嚦”聲。
從US-A-6405092可知如開始所描述的一種數(shù)字音量控制設備。在第一實施例中，所述專利說明書中的邏輯單元由移位器形成，從而根據(jù)控制信號，所提供的字可以雙向移位。這意味著只得到了6dB的分辨率。為了得到更高分辨率，例如1.5dB，在所述專利說明書中的另一個實施例中，利用了乘法器，該乘法器具有多個加法器，以將多個移位后的輸入字相加，而在具有1.5dB音量階梯的音量變化期間，仍然可以聽到“喀嚦”聲。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種數(shù)字音量控制設備，其中，避免使用大且昂貴的乘法器，并得到了音量控制中的高分辨率。
因此，根據(jù)本發(fā)明，在開始段中描述的數(shù)字音量控制設備的特征在于，該數(shù)字音量控制設備還包括轉(zhuǎn)換裝置，用于以第一采樣頻率接收控制信號，該控制信號的形式為一連串具有k個有效位的m-比特字，并以較高的、第一采樣頻率至少k/j倍的第二采樣頻率將控制信號轉(zhuǎn)換成中間信號，該中間信號包括一連串具有j個有效位的m-比特字；平均裝置，用于通過將該中間信號與數(shù)字輸入信號相乘產(chǎn)生相乘后的信號，并通過對相乘后的信號求平均產(chǎn)生輸出信號。
具體地，當將量化器設計成提供m-比特字，該m-比特字只具有提供到噪聲整形器的字的最高有效位，即j＝1時，可以由簡單的移位寄存器構(gòu)成該邏輯單元。這種情況下，替代復雜的乘法運算，可以只執(zhí)行多個連續(xù)的移位操作。值j＝2或3的情況下，邏輯單元中仍然需要簡單的乘法運算。
應用低通濾波器的優(yōu)點是，避免了可聽見的“喀嚦”聲。音量變化期間，出現(xiàn)許多音量階梯，每個音量階梯比例如1.5dB小得多。當在穩(wěn)定階段例如出現(xiàn)1.5dB音量階梯時，在動態(tài)狀態(tài)下，即，在音量變化期間，低通濾波器引入了小得多的音量階梯。
通常，在音頻系統(tǒng)中可以得到過采樣的數(shù)字輸入信號。例如，激光唱機(CD-player)的值fs約為44.1kHz的標準采樣率的情況下，以及，因為該音頻系統(tǒng)的其它部分中的數(shù)字輸入信號需要約11MHz的采樣率，即，256*fs，所以除了幅度分辨率之外，還可以得到時間分辨率。當該低通濾波器在64*fs時鐘頻率下運行時，上采樣器可以以四倍的更高頻率(即，256*fs)提供字。這說明，每四個上采樣器的時鐘周期期間，由低通濾波得到的一個信號和全零組成的三個信號形成的信號輸入到噪聲整形器，使得，通過連續(xù)合拍地產(chǎn)生四個由2的冪組成的乘法因數(shù)，可以得到對應于期望的乘法因數(shù)的平均乘法運算。對應于利用復雜乘法器情況下的音量控制的高分辨率，在不使用加法器的情況下，僅通過多個連續(xù)移位操作實現(xiàn)期望的乘法。
本發(fā)明不僅涉及數(shù)字音量控制設備，而且涉及包括這樣一個數(shù)字音量控制設備的音頻裝置。


通過以下優(yōu)選實施例的描述并參考附圖，進一步說明本發(fā)明。
圖1示出了根據(jù)本發(fā)明的數(shù)字音量控制一個實施例的框圖；圖2示出了進一步說明該框圖的操作的示圖。
發(fā)明詳述圖1的框圖中示出了用于數(shù)字音頻信號的音量控制設備，其中參考標號1表示分貝-線性解碼器(dB-to-linear decoder)。將n-比特字形式的輸入信號輸入到該解碼器，該輸入信號來自用于數(shù)字音頻輸入信號的手動音量控制元件，并覆蓋了預定音量范圍。例如，當這些輸入信號以6-比特字形成，并覆蓋從-83至+11.5dB大約94.5dB的音量范圍時，它們具有約1.5dB的分辨率。在解碼器1中，將對數(shù)標度的n-比特字解碼成由線性標度的m-比特字形成的輸出信號，m＞＞n。為了在至少本例中整個音量范圍內(nèi)保持1.5dB的分辨率，可以由20-比特字形成輸出信號，其中，最多有效位個數(shù)k＝4比特(4個“1”)。
00000000001101100000，對應于 58,7dB00000000010000000000 60,2dB00000000010011000001 61,7dB00000000010110100000 63,2dB00000000011011000000 64,7dB00000000100000000000 66,2dB在該例以及以下例子中，上述值是以0dB為基準得到的。實際音量值必須減小-83dB。
將解碼器1的輸出信號輸入到低通濾波器2。考慮到節(jié)省成本，使用一階IIR(無限脈沖響應)濾波器。不過，也可以使用高階IIR濾波器。
為了得到緩慢的音量變化，低通濾波器2具有3.5Hz的截止頻率，并將其設計成，在音量變化開始之后的某一時間，其輸出信號的值總會等于其輸入信號的值。通過這種方法，在穩(wěn)定狀態(tài)下，該低通濾波器的輸出信號仍然包含最多僅4個比特有效的字。不但可以應用IIR濾波器，而且可以使用FIR(有限脈沖響應)濾波器。這種濾波器的長度決定于截止頻率。對于如該實施例中的低截止頻率值，必須使用較長的濾波器，即，具有很多濾波器系數(shù)的濾波器，可以認為這是一個缺點。
接下來，將低通濾波器2的輸出信號輸入到純上采樣器3，其中，利用因數(shù)4對音量的增加進行上采樣。該上采樣器在每第4個時鐘周期產(chǎn)生一個等于輸入的樣值，并且，在其它時鐘周期采樣值為零。對應于本例的20-比特字中的有效位的最大數(shù)量，選擇上采樣因數(shù)為4，對下一級的操作進行說明之后，會更加清楚采樣因數(shù)的選擇，該下一級為噪聲整形器4，將來自上采樣器的樣值輸入到其中。
噪聲整形器4由量化器5和具有延遲一個時鐘周期的元件7的反饋環(huán)6形成，該反饋環(huán)6將量化器的輸入信號(Sin+Sf)與輸出信號(Sout)之間的差，即，誤差信號(Sd)，反饋到噪聲整形器的輸入端(Sin)。噪聲整形器的輸入信號與延遲的誤差信號(Sf)之間的和在隨后的時鐘周期被輸入到量化器。該例中，量化器只允許最高有效位通過，而將該20-比特字的其它位變?yōu)榱?。通過觀察連續(xù)的時鐘周期t0、t1、t2、t3中的信號Sin、Sout、Sd、Sf，噪聲整形器在穩(wěn)定狀態(tài)下的操作將變得很清楚
t0Sd＝00000000000000000000Sin＝00000000010011000001(61,7dB)Sf+Sin＝00000000010011000001Sout＝00000000010000000000Sd＝00000000000011000001t1Sin＝00000000000000000000Sf+Sin＝00000000000011000001Sout＝00000000000010000000Sd＝00000000000001000001t2Sin＝00000000000000000000Sf+Sin＝00000000000001000001Sout＝00000000000001000000Sd＝00000000000000000001t3Sin＝00000000000000000000Sf+Sin＝00000000000000000001Sout＝00000000000000000001Sd＝00000000000000000000因此，4個時鐘周期之后，誤差信號重新為零，并且開始4個時鐘周期的下一循環(huán)。該噪聲整形器4在這4個時鐘周期內(nèi)的輸出信號為00000000010000000000000000000000100000000000000000000100000000000000000000000001這些輸出信號形成乘法因數(shù)，通過該乘法因數(shù)控制例如24-比特音頻信號的音量。該例中，利用將數(shù)字輸入信號輸入到該音量控制設備的頻率的四倍頻率產(chǎn)生這些乘法因數(shù)。穩(wěn)定狀態(tài)下，該乘法因數(shù)序列是重復的，如圖2A所示。替代24-比特音頻信號與20-比特乘法因數(shù)之間的乘法運算，該乘法運算簡化為四個乘法運算，利用僅有一個有效位的字進行這四個乘法運算。替代復雜乘法器形式的邏輯單元，現(xiàn)在可以由簡單的移位寄存器(桶形移位器)8構(gòu)成該邏輯單元，該移位寄存器8具有用于執(zhí)行連續(xù)移位操作的20個移位位置。對于圖2A中所示的乘法因數(shù)和圖2B中所示的數(shù)字輸入信號，移位寄存器的輸出信號如圖2C中所示。要強調(diào)的是，這些圖形僅示出了穩(wěn)定狀態(tài)，即，沒有出現(xiàn)音量變化的狀態(tài)。
本例中，只有移位寄存器8的28個最高位通過?？梢杂梢浑AIIR濾波器實現(xiàn)低通濾波器9，該低通濾波器9對移位寄存器8的輸出字進行濾波，并將其減小為24-比特字。也可以使用高階IIR濾波器或FIR濾波器。當應用FIR濾波器時，其輸出信號如圖2D所示。當使用一階IIR濾波器時，一些高頻分量仍然存在。
在穩(wěn)定狀態(tài)下，該4-循環(huán)乘法運算處理在功能上等效于，對數(shù)字輸入信號進行從64*fs到256*fs的上采樣，然后通過4-抽頭FIR濾波器。如果系數(shù)設置成首先是最大值，之后為依次減小的值，這種概念上的FIR濾波器不能抑制64*fs和128*fs附近的頻率。因此，輸出中含有64*fs和128*fs附近的假信號，當使用另外一個IIR或FIR濾波器9時，能夠濾除這些假信號。
在音量變化的情況下，例如4.5dB的變化，從00000000001001100001(55.5dB)到00000000010000000000(60dB)，為了消除在音量變化期間可聽到的現(xiàn)象，低通濾波器2實現(xiàn)逐漸的音量變化。這意味著，由24-比特字的較長序列形成該濾波器輸出信號，該24-比特字的值在以上兩個變化值之間，還可以具有多于4個有效位。這意味著，通常，每4個時鐘周期之后的時刻，誤差信號Sd不會是零。
在剛要達到最終值00000000010000000000之前的某一時刻，信號Sf+Sin為00000000001111111111時，在之后的4個時鐘周期內(nèi)信號Sin、Sout、Sd和Sf為
t0Sf+Sin＝00000000001111111111Sout＝00000000001000000000Sd＝00000000000111111111t1Sin＝00000000000000000000Sf+Sin＝00000000000111111111Sout＝00000000000100000000Sd＝00000000000011111111t2Sin＝00000000000000000000Sf+Sin＝00000000000011111111Sout＝00000000000010000000Sd＝00000000000001111111t3Sin＝00000000000000000000Sf+Sin＝00000000000001111111Sout＝00000000000001000000Sd＝00000000000000111111以及，考慮到過去4個時鐘周期的誤差，新的連續(xù)4個時鐘周期開始t0Sin＝00000000010000000000St+Sin＝00000000010000111111Sout＝00000000010000000000Sd＝00000000000000111111t1Sin＝00000000000000000000Sf+Sin＝00000000000000111111Sout＝00000000000000100000Sd＝00000000000000011111t2Sin＝00000000000000000000Sf+Sin＝00000000000000011111Sout＝00000000000000010000Sd＝00000000000000001111t3Sin＝00000000000000000000Sf+Sin＝00000000000000001111Sout＝00000000000000001000Sd＝00000000000000000111
雖然低通濾波器2的輸出達到穩(wěn)定狀態(tài)，但是仍然有誤差信號Sd。該誤差信號將在接下來的四個時鐘周期內(nèi)消失。
t0Sin＝00000000010000000000Sf+Sin＝00000000010000000111Sout＝00000000010000000000Sd＝00000000000000000111t1Sin＝00000000000000000000Sf+Sin＝00000000000000000111Sout＝00000000000000000100Sd＝00000000000000000011t2Sin＝00000000000000000000Sf+Sin＝00000000000000000011Sout＝00000000000000000010Sd＝00000000000000000001t3Sin＝00000000000000000000Sf+Sin＝00000000000000000001Sout＝00000000000000000001Sd＝00000000000000000000現(xiàn)在，噪聲整形器已經(jīng)達到穩(wěn)定狀態(tài)。該噪聲整形器的輸出信號依次為000000000010000000000000000000010000000000000000000010000000000000000000010000000000000001000000000000000000000000100000000000000000000100000000000000000000100000000000010000000000000000000000000001000000000000000000001000000000000000000001
并且在穩(wěn)定狀態(tài)下000000000100000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000001000000000000000000000000000000等此外，該乘法因數(shù)是2的冪，使得，僅通過時間序列上的移位操作來實現(xiàn)音量變化。
在音量變化的另一種情況下，例如，-4.5dB變化，從00000000010000000000到00000000001001100001為了消除音量變化期間可聽到的現(xiàn)象，低通濾波器2實現(xiàn)逐漸的音量變化。這意味著，由24-比特字的較長序列形成該濾波器輸出信號，該24-比特字的值在以上兩個變化值之間，還可以具有多于4個有效位。
在剛要達到最終值00000000001001100001之前的某一時刻，信號Sf+Sin為00000000001001100010時，在之后的4個時鐘周期內(nèi)信號Sin、Sout、Sd和Sf為t0Sf+Sin＝00000000001001100010Sout＝00000000001000000000Sd＝00000000000001100010t1Sin＝00000000000000000000Sf+Sin＝00000000000001100010Sout＝00000000000001000000Sd＝00000000000000100010t2Sin＝00000000000000000000Sf+Sin＝00000000000000100010Sout＝00000000000000100000Sd＝00000000000000000010t3Sin＝00000000000000000000Sf+Sin＝00000000000000000010Sout＝00000000000000000010Sd＝00000000000000000000
以及，誤差信號再一次為零，同時進入穩(wěn)定狀態(tài)。
在本例中，k選為4，量化器傳遞的20-比特字只包含所輸入的m-比特字的最高有效位，使其它比特變?yōu)榱?，即，j＝1的情況。
顯然，k也可以為其它值。有效位的最大數(shù)量k＝3時，利用以下20-比特控制字，以約2dB的階梯變化是可能的00000000000100000000，對應于約 48dB00000000000101000100 50dB00000000000110010000 52dB00000000001000000000 54dB00000000001010001000 56dB這種情況下，上采樣器在兩個連續(xù)的濾波后的20-比特字之間只插入了兩個由全零組成的20-比特字，同時，噪聲整形器的操作頻率是分貝-線性解碼器1產(chǎn)生20-比特控制信號的頻率的三倍。根據(jù)所期望的音量控制變化的階梯大小，可以采用其它k值。
在該優(yōu)選實施例中，噪聲整形器的輸出字僅有一個有效位(j＝1)。然而，可以有兩個或更多有效位(j＝2或更大)。在2個時鐘周期的循環(huán)中，k＝4且j＝2的情況下，噪聲整形器的輸出中的兩個有效位表示2次簡單乘法運算，以得到與該數(shù)字輸入信號的期望乘法運算對應的平均乘法運算。
當音量范圍小于約94dB時，分貝-線性解碼器1的輸出字可以包括少于20比特。當該音量范圍大于約94dB時，甚至需要大于20比特，當然這取決于期望的音量階梯的大小。
當需要以硬件實現(xiàn)音量控制時，可以應用這種類型的音量控制。其操作需要的時鐘頻率至少為輸入采樣率的k/j倍(k和j如上定義)?？赡艿膽妙I(lǐng)域包括西格馬-德爾塔(sigma-delta)D/A轉(zhuǎn)換器和數(shù)字音頻放大器，因為這些設備使用上采樣的信號并常常缺少具有乘法器的信號處理核心。動態(tài)音量控制不需要乘法器，并且可以由很少的硬件元件集成，從而減低芯片面積。只要可用的時鐘頻率足夠高，該音量控制可以處理所有通用類型的當前信號格式，例如，來自CD-、DVD-或SACD源的信號。
雖然所討論的實施例中包括噪聲整形器，對于本領(lǐng)于技術(shù)人員顯然的是，也可以使用其它比特-流轉(zhuǎn)換器，例如西格馬-德爾塔調(diào)制器。
權(quán)利要求
1.一種數(shù)字音量控制設備，把要進行控制的數(shù)字輸入信號輸入到該數(shù)字音量控制設備，該數(shù)字音量控制設備提供音量受控的數(shù)字輸出信號，由控制輸入信號決定所述數(shù)字輸入信號的音量控制，其特征在于，該數(shù)字音量控制設備還包括轉(zhuǎn)換裝置，用于以第一采樣頻率接收所述控制信號，所述控制信號的形式為一連串具有k個有效位的m比特字，并以較高的、所述第一采樣頻率至少k/j倍的第二采樣頻率將所述控制信號轉(zhuǎn)換成中間信號，該中間信號包括一連串具有j個有效位的m比特字；平均裝置，用于通過將所述中間信號與所述數(shù)字輸入信號相乘來產(chǎn)生相乘后的信號，并通過對該相乘后的信號求平均來產(chǎn)生所述輸出信號。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的數(shù)字音量控制設備，其特征在于，所述轉(zhuǎn)換裝置包括用于對所述控制信號進行上采樣的上采樣器以及用于將該上采樣的控制信號轉(zhuǎn)換成所述中間信號的比特流轉(zhuǎn)換器。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的數(shù)字音量控制設備，其特征在于，所述比特流轉(zhuǎn)換器是噪聲整形器，該噪聲整形器包括組合器，其通過組合所述控制信號與m-比特誤差信號而產(chǎn)生m比特組合信號；量化器，其通過僅傳遞該組合信號的j個最高有效位，而將其余位設置為零，從而產(chǎn)生所述中間信號；以及反饋環(huán)路，用于根據(jù)所述量化器誤差產(chǎn)生所述誤差信號。
4.根據(jù)權(quán)利要求1至3中任意一項所述的數(shù)字音量控制設備，其特征在于，j＝1，從而，所述平均裝置包括一個移位寄存器，用于使所述中間信號與所述數(shù)字輸入信號相乘。
5.根據(jù)權(quán)利要求1至4中任意一項所述的數(shù)字音量控制設備，其特征在于，所述轉(zhuǎn)換裝置包括低通濾波器，用于在上采樣之前對所述控制信號進行濾波。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的數(shù)字音量控制設備，其特征在于，所述低通濾波器是無限脈沖響應濾波器。
7.根據(jù)權(quán)利要求1至6中任意一項所述的數(shù)字音量控制設備，其特征在于，所述平均裝置包括低通輸出濾波器。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的數(shù)字音量控制設備，其特征在于，所述低通輸出濾波器是無限脈沖響應濾波器。
9.根據(jù)權(quán)利要求7所述的數(shù)字音量控制設備，其特征在于，提供上采樣器，用于以因數(shù)k/j對所述數(shù)字輸入信號進行上采樣，以及，所述低通輸出濾波器由具有k/j個抽頭的有限脈沖響應濾波器形成。
1O、根據(jù)權(quán)利要求1至9中任意一項所述的數(shù)字音量控制設備，其特征在于，提供分貝-線性解碼器，用于根據(jù)n比特對數(shù)控制信號產(chǎn)生所述控制信號。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的數(shù)字音量控制設備，其特征在于，對于n＝6、m＝20和k＝4，所述音量裝置的所述輸出信號覆蓋約94dB的范圍。
12.一種音頻裝置，其包括根據(jù)上述權(quán)利要求中任意一項的數(shù)字音量控制設備。
全文摘要
一種數(shù)字音量控制設備，其包括用于數(shù)字輸入信號音量控制的邏輯單元。連續(xù)提供最多k比特有效的m－比特字，從具有量化器(5)元件的音量控制器(4)的輸出信號得到或由其提供通過量化器(5)的m－比特字，通過量化器(5)的m－比特字只具有這些濾波后的信號的j個最高有效位。噪聲整形器以提供m－比特字的頻率的k/j倍頻率操作。提供上采樣器3，用于調(diào)整濾波后的m－比特字的頻率，使適合于噪聲整形器。該操作頻率高于數(shù)字輸入信號的采樣率至少因數(shù)k/j。由通過量化器的m－比特字形成邏輯單元的控制信號。
文檔編號H03M7/00GK1765049SQ200480008141
公開日2006年4月26日 申請日期2004年3月24日 優(yōu)先權(quán)日2003年3月27日
發(fā)明者丹尼爾·申克爾, 阿德里安努什·J·M·范圖吉, 彼德魯斯·A·C·M·努吉坦恩 申請人:皇家飛利浦電子股份有限公司