專利名稱：產生代表具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)中匹配誤差的數字信號的方法及使用該方法具有 ...的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種方法，用于產生具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)中，通道間配對誤差的數字信號表示，抑制這樣計算所得誤差的一種方法，以及使用這種方法的時間交叉模數轉換系統(tǒng)。
背景技術：
模數轉換器的兩個主要特征當然是用位數表示的分辨率和采樣頻率。
為了提高模數轉換器的速度，傳統(tǒng)的解決辦法包括在對主時鐘進行分頻和偏移的基礎之上，使用若干個順序控制的并行轉換通道。
然而，這種具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)存在和通道間非完美配對相關的誤差。具體而言，這些誤差可能源自各個通道間的電壓偏移、增益差別、頻率或相位響應差別以及采樣時刻的偏差。
為了保持這種結構的優(yōu)點，使通道間的配對誤差最小是必不可少的。這種最小化可以通過盡可能地減小通道間的差別(先驗的)或者對數字化的信號進行校正(后驗的)來進行。
有一些技術可以被用來使具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)中，通道間的配對誤差最小。
1986年12月30日授權的小Black的美國專利US 4,633,226提出，將特定數量的元件組合在這些通道之間，以減小不匹配元件的數目。這種解決方案預先假定對每個通道上使用的模數轉換器進行修改，這種修改并不總是可能的。
傳統(tǒng)上采用的另一個解決方案從通道配對誤差的根源著手。具體地說，這種方法提出對采樣時鐘的相位(如1988年8月9日授權的Jenq的美國專利US 4,763,105)、偏移電壓、每個通道的增益之差進行調整。這種方法預先假定對和每個通道相關的每個參數進行調整。因此，這樣做會導致實現(xiàn)起來復雜。此外，這些調整，尤其是對采樣時鐘相位的調整，是額外的噪聲源。因此，這種方法會降低具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)的動態(tài)性能。
對信號的處理也可以校正配對誤差，尤其是通過使用數字均衡濾波器。為此，這種均衡器可以使用通道相對于一個作為基準的通道的響應差別，例如，如同1993年8月24日授權的Apple等的美國專利US 5,239,299所指出的一樣。這種解決方案，在數字轉換之后，校正通道配對誤差的影響。這種校正依賴于所用濾波器的品質。因此，這種校正不可能在整個頻譜上都是理想的，除非使用數量驚人的硬件。
因此，這些技術或者從源著手，即針對轉換通道間的(模擬)差別，或者通過處理隨采樣信號積累的誤差的影響，從數字化的信號著手。在后一種情況下，操作是雙重的，因為首先要在轉換器的輸出端提取信號的誤差，然后消除它們。

發(fā)明內容
通過對具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)通道間的配對誤差進行校正，本發(fā)明能夠緩解或者至少是減少這些缺點，這種校正直接產生這些誤差的數字信號表示，并在轉換系統(tǒng)的輸出端將其從數字信號中減去。
本發(fā)明的目的之一是一種方法，用于產生在每個通道上包括一個模數轉換器的，具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)通道間配對誤差的數字信號表示。所述方法包括確定所述數字信號的頻譜，該頻譜作為具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)對至少一個模擬校準信號的頻率響應的函數。
除了數字處理這一優(yōu)點以外，所提出的方案不那么復雜，因為不需要在轉換器的輸出端提取信號的誤差。
本發(fā)明的另一個目的是抑制模數轉換器通道間配對誤差的一種方法，包括根據前述產生方法，產生通道間配對誤差的數字信號表示，并在模數轉換器輸出端的信號中直接減去所產生的數字信號。
本發(fā)明的目的還在于一種具有時間交叉的采樣頻率為Fs的模數轉換系統(tǒng)，該系統(tǒng)包括-N個由采樣頻率為Fs/N的時鐘驅動的模數轉換器；-產生模塊，用于產生配對誤差的數字信號表示并由頻率為Fs的所述時鐘驅動；-減去模塊，用于在所述模數轉換器的輸出端減去由所述產生模塊產生的數字信號。
附圖簡述通過閱讀以實例形式給出的說明，以及與之相關的附圖，本發(fā)明的特征和優(yōu)點將更加清楚，其中

圖1是說明現(xiàn)有技術中具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)的原理框圖；圖2說明現(xiàn)有技術中用來對具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)進行采樣的各種時鐘信號；圖3是現(xiàn)有技術中在具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)的輸出端得到的采樣信號的頻譜圖；圖4是本發(fā)明中對具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)的配對誤差進行頻率校正的原理框圖；圖5是本發(fā)明中基于具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)的頻率響應，確定校準信息IC的示例性實施例；圖6是本發(fā)明中，在用于產生配對誤差信號表示的模塊里出現(xiàn)的，在用于產生“梳狀”信號的設備的輸出端的信號的頻譜；圖7是本發(fā)明中計算校準信息的模塊的實例框圖；圖8是本發(fā)明中幅度調制設備輸出端的信號頻譜，該信號出現(xiàn)在用于產生配對誤差信號表示的模塊里；圖9是本發(fā)明中出現(xiàn)在用于產生配對誤差信號表示的模塊中的幅度調制設備的框圖；圖10是本發(fā)明中在減去用于產生配對誤差信號表示的模塊獲得的信號以后，數字信號的頻譜。
具體實施例方式
圖1示出了具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)。這個具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)包括N個通道。每個通道n包括一個由時鐘Hi驅動的模數轉換器CANi。
如圖2所示，具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)的采樣時鐘He具有頻率Fs時，每個時鐘Hi的頻率為Fs/N。此外，時鐘Hi相對于相鄰通道的時鐘Hi-1的偏移是一個周期1/Fs。
因此，在每個通道以Fs/N的頻率在和相鄰通道偏移為1/Fs的時刻對模擬輸入信號EA進行采樣。此后，模數轉換器CANi輸出端的采樣信號由多路器MUX進行復合，以得到以頻率Fs采樣的數字信號e(nTs)。
在對主時鐘進行分頻和偏移的基礎之上，把若干個順序控制的轉換通道并行排列，是提高模數轉換器速度的傳統(tǒng)解決方案。
然而，這種具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)存在和通道之間非完美配對相關的誤差。在如圖1所示的具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)中，各個通道間的配對誤差是誤差源。
具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)的各個通道間的配對誤差，以頻率k.Fs/N周圍雜散頻譜的形式，出現(xiàn)在采樣信號的頻譜中，如圖3所示。Fs是采樣時鐘的頻率，N是具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)的通道數目。圖3的采樣信號的頻譜是針對頻率為Fin的正弦輸入所獲得的。
這些匹配涉及偏移電壓這種誤差會導致在固定頻率k.Fs/N出現(xiàn)幅度和通道間的偏移電壓相關的譜線。
增益這種誤差會導致在頻率k.Fs/N周圍出現(xiàn)幅度和通道間的增益偏差相關的頻譜。這種現(xiàn)象類似于幅度調制。
相位或同步這種誤差會導致在頻率k.Fs/N周圍出現(xiàn)幅度和通道間采樣時鐘的時間偏差相關的頻譜。這種現(xiàn)象類似于頻率調制。
通帶這種誤差會引起輸入信號的增益和相位不同，由此引起前兩種誤差的組合。
本發(fā)明包括一種方法，利用借助于校準獲得的信息對頻率為k.Fs/N的信號的數字調制，產生相位和幅度與誤差的相位和幅度相近的信號，并將該信號從數字化的信號中減去。
抑制配對誤差的這種方法的主要優(yōu)點為-通過對采樣信號進行數字處理的校正；-對由交叉引起的誤差的直接處理。
因此這種方法是對處理的雙重簡化無需從有用信號中提取誤差，同時對計算精度的要求較低。
圖4示出了實施本發(fā)明的抑制方法，從而能夠消除或減小配對誤差的實例。
一開始，作為具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)對至少一個校準信號的頻率響應的函數，確定配對誤差數字信號表示的頻譜。校準信號包括一個已知的模擬信號。因此，這個步驟也稱為“校準階段”，在這個步驟中，把已知模擬信號注入具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)。然后確定各條雜散譜線的幅度和一些相位。在這個頻率響應的基礎之上，可以確定校準信息IC，具體包括通道間的各偏移電壓和/或增益和/或相位等的偏差的值。
通過分析采樣信號的頻譜，可以確定校準信息IC。具體而言，具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)輸出端的采樣信號s(n)是周期為NxN(n)的離散周期信號，可以將它寫成傅立葉級數的形式xN(n)=Σl=0N-lClej2πlNn]]>其中Cl=1NΣk=0N-lxN(k)e-j2πlNk]]>xN(n)=Σl-0N-lΣk=0N-lxN(k)ej2πlN(n-k)=Σl=0N-l1Nej2πlNnΣk=0N-lxN(k)e-j2π1Nk]]>如果具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)的輸入e(t)為一任意信號，則采樣信號為信號e1(t)，其中e1是限于ω0的通帶對e影響的結果。
于是有N個通道，具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)的輸出為s(n)＝ΔVk+(1+ΔGk)e1k(nTS+Δtk)＝ΔVk+e1k(nTS+Δtk)+ΔGke1k(nTS+Δtk) 其中k≡n[N]其中
ΔVk是通道k的偏移電壓；ΔGk是通道k的幅度增益誤差(將增益歸一化為1)；Δtk是通道k的時間偏差；Δωk是通道k的通帶偏差(相對于-3dBω0的標稱通帶)；Ts是采樣時鐘的周期；e1k是限于ω0+Δωk的通帶對e影響的結果。
通常，和采樣周期相比，時間偏差很小；和1相比，增益偏差很?。缓屯◣啾?，通帶偏差很小。因此，N通道具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)的輸出可以進行一階近似s(n)=e1k(nTS)+ΔTk+de1dt(nTS)Δtk+e1k(nTS)ΔGk+de1dω0(nTS)Δωk]]>其中k≡n[N]。
如果將限于ω0的通帶的影響視為一階系統(tǒng)引起的，e1(t)的拉普拉斯變換為E1(P)=ω0p+ω0E(p),]]>因此ω0的變化靈敏度為dE1dω0(P)=pp+ω0E(p)=1ω0pp+ω0E(p)=1ω0E2(p),]]>e2(t)表示用響應為p/(p+ω0)的高通濾波器對e1(t)濾波的結果。
通過使用傅立葉級數表達式，N通道具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)的輸出誤差Δs(n)＝s(n)-e(nTs)可以表示為Δs(n)=Σl=0N-1ej2πlNn1NΣk=0N-1ΔVke-j2πlNk+e1(nTs)1NΣk=0N-1ΔGke-j2πlNk+de1dt(nTs)1NΣk=0N-1Δtke-j2πlNk+e2(nTs)1NΣk=0N-1Δωkω0e-j2πlNk]]>因此誤差的頻譜為
F(Δs(ω))]]>=Σl=-∞+∞ejωnTSΣl=0N-1ej2πlNn1NΣk=0N-1ΔVke-j2πlNk+e1(nTs)1NΣk=0N-1ΔGke-j2π1Nk+de1dt(nTs)1NΣk=0N-1Δtke-j2π1Nk+e2(nTs)1NΣk=0N-1Δωkω0e-j2π1Nk]]>=1NΣl=0N-11(ω-lωSN)F(ΔV(l))+1NΣl=0N-1F(e1(ω-lωSN))F(ΔG(l))+1NΣl=0N-1F(de1dt(ω-lωSN))F(Δt(l))+1NΣl=0N-1F(H(e1(ω-lωSN)))F(Δω(l))ω0]]>其中符號如下1(ω)是一個信號，在ω＝0時等于1，其它情況等于0；F(e1)是e1(t)的傅立葉變換；F(de1/dt)是de1/dt的傅立葉變換；F(ΔV)是矢量ΔVk的(離散)傅立葉變換；F(ΔG)是矢量ΔGk的(離散)傅立葉變換；F(Δt)是矢量Δtk的(離散)傅立葉變換；F(Δω)是矢量Δωk的(離散)傅立葉變換；H是高通濾波器p/(p+ω0)的頻率響應。
ωs＝2π/TS因此，從雜散頻譜可以看出-和偏移電壓相關的譜線，位于是Fs/N倍數的頻率處，值等于1NF(ΔV(l));]]>-和增益誤差相關的頻譜，包括e1(t)的頻譜，分布在是Fs/N倍數的頻率周圍，值等于1NF(e1(ω))F(ΔG(l));]]>-和相位誤差相關的頻譜，包括de1(t)/dt(t)的頻譜，分布在是Fs/N倍數的頻率周圍，值等于1NF(de1dt(ω))F(Δt(l));]]>-和通帶誤差相關的頻譜，包括高通濾波器p/(p+ω0)對e1(t)的濾波結果，分布在是Fs/N倍數的頻率周圍，值等于1NF(H(e1(ω)))F(Δω(l)).]]>因此，配對誤差的數字信號表示包括-頻率線fos=FSN,]]>l＝0，1，Λ，N-1，幅度為Aos=1NΣk=0N-1ΔVke-j2πlNk,]]>對應于偏移誤差的信號表示Vcos(n)=1NΣl=0N-1Σk=0N-1ΔVkej2π1N(n-k);]]>-頻率fos=FSN,]]>l＝0，1，Λ，N-1周圍的頻譜，通過幅度為Ag=1NΣk=0N-1ΔGke-j2πlNk]]>的譜線的輸入信號的幅度調制得到，對應于增益誤差Vcg(n)=1Ne1(nTS)Σl=0N-1Σk=0N-1ΔGkej2π1N(n-k)=e1(nTS)·Cg(n)]]>的信號表示；-頻率fos=FSN,]]>l＝0，1，Λ，N-1周圍的頻譜，通過幅度為Ap=1NΣk=0N-1Δtke-j2π1Nk]]>的譜線的輸入信號的導數的幅度調制得到，對應于相位誤差Vcp(n)=1Nde1dt(nTS)Σl=0N-1Σk=0N-1Δtkej2π1N(n-k)=de1dt(nTS)·Cp(n)]]>的信號表示；-頻率fos=FSN,]]>l＝0，1，Λ，N-1周圍的頻譜，通過用幅度為Ab=1NΣk=0N-1Δωkω0e-j2πlNk]]>的譜線的信號e1(t)的p/(p+ω0)高通濾波的結果進行幅度調制得到，對應于通帶誤差Vcb(n)=1Ne2(nTS)]]>Σl=0N-1Σk=0N-1Δωkω0ej2π1N(n-k)=e2(nTS)·Cb(n)]]>的信號表示。
因此，校準階段包括在具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)的輸入端注入已知頻率已知幅度的模擬信號(尤其是純正弦波)，如同圖5示出的校準方法實例所示。
對具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)輸出端的采樣信號的頻譜分析由以下事實得到簡化-和偏移電壓相關的雜散譜線和矢量ΔVk的離散傅立葉變換成正比；-和增益誤差相關的雜散譜線和矢量ΔGk的離散傅立葉變換成正比；-和相位誤差相關的雜散譜線和矢量Δtk的離散傅立葉變換成正比；-和通帶誤差相關的雜散譜線和矢量Δωk/ω0的離散傅立葉變換成正比；-因此，矢量ΔVk、ΔGk、Δtk、Δωk的分量可以通過傅立葉逆變換從采樣信號的頻譜中提取出。
一開始，注入信號Vn(t)＝0，記錄下模數轉換器輸出端的采樣信號，并用傅立葉變換計算其頻譜。從頻率為kFs/N處的值，通過傅立葉逆變換，提取出系數αosk，βosk，在此基礎之上，計算表示偏移電壓誤差的信號VCos(n)。
隨后，注入有若干個ωin值的信號Vn(t)＝Acosωin(t)，記錄模數轉換器輸出端的采樣信號，并通過傅立葉變換計算其頻譜。此后，將值kFs/N±Fin作為ωin的函數來加以提取。
通過對系數αgk，βgk進行離散傅立葉逆變換提取原點，在此基礎之上，計算乘以輸入信號就能夠產生增益誤差信號表示的系數Cg(n)。
通過對系數αbk，βbk進行離散傅立葉逆變換提取拐點，在此基礎之上，計算乘以輸入信號就能夠產生通帶誤差信號表示的系數Cb(n)。
基于同樣的采樣信號，提取作為ωin函數的曲線Vn(kFs/N+/-Fin)/jωin。通過離散傅立葉逆變換從原點提取系數αpk，βpk的信息，在此基礎之上，計算乘以輸入信號就能夠產生相位誤差信號表示的系數Cp(n)。
因此這樣確定的整個一組信號VCos和系數Cg(n)、Cb(n)和Cp(n)構成了校準信息IC。
接下來，將以后的叫作工作階段，也就是具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)對任意信號進行采樣，產生表示通道配對誤差的數字信號的階段。例如，所述數字信號可以以“梳狀”信號的形式產生，其頻譜包括kFs/N的頻率線(其中Fs是采樣頻率，N是具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)(CAN 10)的通道數目)，其幅度依賴于模數轉換器的頻率響應。特別地，這個信號可以作為頻率響應的函數通過調制頻率為kFs/N的梳狀信號獲得，例如，借助于校準信號IC。這些信號的頻譜和圖8所示的配對誤差的頻譜相同。
在圖4所示的實例中，模擬輸入信號EA由模數轉換系統(tǒng)CAN 10根據采樣時鐘He進行轉換。采樣時鐘He驅動產生梳狀類型信號的模塊11。
在采樣時鐘的基礎之上產生梳狀類型的信號可以包括產生對應于類型Ci=1NΣk=0N-1ΔCike-j2π1Nk]]>譜線的數字信號，可以將其表示成以下形式，其中包括實信號Ci(n)=1NΣl=0N-1Σk=0N-1ΔCikej2π1N(n-k)]]>=Σl=0N-1(1NΣk=0N-1ΔCikcos2πlNk)cos2πlNn+(1NΣk=0N-1ΔCiksin2πlNk)sin2πlNn]]>=Σl=0N-1αilcos2πlNn+βilsin2πlNn]]>該信號的頻譜包括圖6所示的譜線kFs/N。系數αil和βil可以在圖5所示的校準階段得到。圖7給出了計算Ci的實例，然后，對于n大于0小于N-1的值，組成校準信息IC的值Ci(n)可以存儲在存儲器中。在這以后，由n(任意值)循環(huán)尋址的這個存儲器使得輸出Ci的值成為可能。
計數器20由信號sycn同步，并且由采樣時鐘He驅動。這個計數器20允許將校準信息IC放在循環(huán)存儲器中。根據校準信號IC，將它分別放置在和偏移電壓21、增益誤差22、相位誤差23以及通帶誤差24相關的存儲器中。這些存儲器21、22、23、24的寫入由命令CE控制，它們分別提供VCos、Cg(n)、Cp(n)和Cb(n)的值。
在這個實例中，在對具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)校準階段采樣的輸入信號進行調制之前計算VCos、Cg(n)、Cp(n)和Cb(n)的值，這些值存儲在存儲器中，由幅度調制模塊在具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)的工作階段作為校準信息使用。
如圖4所示，幅度調制模塊12接收所得的梳狀信號，通過使用校準信息IC的采樣信號e(nTs)實現(xiàn)其調制。
該信號可以由輸入信號或從采樣信號中提取的信息(導數、高通濾波)進行調制。由此通過合適的校準信息IC的乘積獲得增益誤差Vcg(n)和/或相位誤差Vcp(n)和/或通帶誤差Vcb(n)的信號表示即關于各個輸入信號e(nTs)、其導數de/dt(nTs)的近似s’(n)或對輸入信號的高通濾波結果e2(n)的各個系數Cg、Cp或Cb的信號表示。
圖9示出了調制模塊12的實施例的實例。存儲器121和123分別提供形成高通濾波器H 122和旁通濾波器124所需的系數。模數轉換器輸出端的采樣梳狀信號e(nTs)可以-直接由對應于系數Cg的校準信息IC相乘，以獲得增益誤差Vcg(n)的信號表示；-由旁通濾波器124濾波，然后和對應于系數Cp的校準信息IC相乘，以獲得相位誤差Vcp(n)的信號表示；或者-由濾波器H 122濾波，然后和對應于系數Cb的校準信息IC相乘，以獲得通帶誤差Vcb(n)的信號表示。
將所有這些配對誤差VCos(n)、VCg(n)、CCp(n)和CCb(n)的信號表示相加，以提供配對誤差(所有原因結合)的數字信號表示。
然后，由加法器13(見圖4)將配對誤差的數字信號表示從數字信號中減去。
這種具有時間交叉，校正了配對誤差的模數轉換系統(tǒng)，在各種應用中轉換速度方面都具有有益效果。主要應用于儀器系統(tǒng)和數字接收系統(tǒng)，具體地說-儀器和測試系統(tǒng)，數字示波器；-數字接收機，特別是雷達和電子戰(zhàn)；
-直接轉換接收機，特別是用于RF解調和軟件無線電環(huán)境中。
權利要求
1.一種用于產生具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)(CAN 10)通道間配對誤差的數字信號表示的方法，這種模數轉換系統(tǒng)包括每個通道上的一個模數轉換器(CAN1，CAN2，...，CANN)，其特征在于包括作為具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)(CAN 10)對至少一個模擬校準信號(IC)的頻率響應的函數，確定所述數字信號(11～12)的頻譜。
2.如前一權利要求所述，用于產生配對誤差的數字信號表示的方法，其特征在于包括“梳狀”信號的產生，該“梳狀”信號的頻譜包括多條頻率線kFs/N(11)(其中Fs是采樣頻率，N是具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)(CAN 10)的通道數目)，以及依賴于所述模數轉換器的頻率響應的幅度(12)。
3.如前一權利要求所述，用于產生配對誤差的數字信號表示的方法，其特征在于所述幅度依賴于在所述模數轉換器頻率響應基礎之上確定的偏移電壓ΔVk(21)。
4.如權利要求2或3之一所述，用于產生配對誤差的數字信號表示的方法，其特征在于包括由所述轉換系統(tǒng)(CAN 10)數字化的所述輸入信號(EA)對所述“梳狀”信號(12)的幅度調制，因此，該調制把所述“梳狀”信號的頻譜變換為所述模數轉換器頻率響應的函數。
5.如前一權利要求所述，用于產生配對誤差的數字信號表示的方法，其特征在于所述幅度依賴于在所述模數轉換器頻率響應基礎之上確定的增益偏差ΔGk(22)。
6.如權利要求2到5中之一所述，用于產生配對誤差的數字信號表示的方法，其特征在于包括由所述轉換系統(tǒng)數字化的所述輸入信號的導數s’(n)對所述“梳狀”信號的幅度調制，因此，該調制(12)把所述“梳狀”信號的頻譜變換為所述模數轉換器頻率響應的函數。
7.如前一權利要求所述，用于產生配對誤差的數字信號表示的方法，其特征在于所述幅度依賴于在所述模數轉換器頻率響應基礎之上確定的采樣時鐘時間偏差Δtk(23)。
8.如權利要求2到7之一所述，用于產生配對誤差的數字信號表示的方法，其特征在于包括由所述轉換系統(tǒng)數字化的所述輸入信號的高通濾波結果e2(n)對所述“梳狀”信號的幅度調制(12)，因此，該調制把所述“梳狀”信號的頻譜變換為所述模數轉換器頻率響應的函數。
9.如前一權利要求所述，用于產生配對誤差的數字信號表示的方法，其特征在于所述幅度依賴于在所述模數轉換器頻率響應基礎之上確定的通帶誤差Δωk(24)。
10.一種方法，用于抑制模數轉換器(CAN 10)通道間的配對誤差，其特征在于包括如權利要求1到9中任意一個所述的，模數轉換器通道間配對誤差的數字信號(11～12)表示的產生，并從所述模數轉換器輸出端的信號中減去(13)所述產生的數字信號。
11.具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)，采樣頻率為Fs，具有N個模數轉換器(CAN1，CAN2，...，CANN)，由頻率為Fs/N的采樣時鐘(He)驅動，其特征在于還包括-產生模塊，由頻率為Fs的所述采樣時鐘(He)驅動，用于產生如權利要求1到9中任意一個所述的配對誤差(11～12)的數字信號表示；-減去模塊(13)，用于從所述模數轉換器的輸出信號中減去由所述產生模塊產生的數字信號。
12.如前一權利要求所述，具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)，其特征在于所述產生模塊包括-由頻率為Fs的所述時鐘(He)驅動，用于產生“梳狀”信號(11)的設備；-幅度調制設備(12)，和用于產生“梳狀”信號的所述設備(11)的輸出端連接，接收作為所述頻率響應函數而確定的校準信息(IC)。
全文摘要
本發(fā)明涉及用于產生具有時間交叉的模數轉換系統(tǒng)通道間配對誤差的數字信號表示的一種方法，用于抑制這樣計算出來的誤差的方法以及使用這些方法的時間交叉模數轉換系統(tǒng)。本發(fā)明提出一種不那么復雜的數字解決方案，因為不需要在轉換器的輸出端提取信號的誤差。本發(fā)明通過直接產生這些誤差的數字信號表示，并從轉換系統(tǒng)輸出端的數字信號中將其減去，來實現(xiàn)對配對誤差的校正。本發(fā)明的目的之一是一種方法，用于產生每個通道上包括一個模數轉換器(CAN
文檔編號H03M1/12GK1910821SQ200480041155
公開日2007年2月7日 申請日期2004年11月30日 優(yōu)先權日2003年12月5日
發(fā)明者帕特里克·格雷米耶 申請人:塔萊斯公司