專利名稱：直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器的混波器的制作方法
技術(shù)領域：
本發(fā)明是關(guān)于一種直接轉(zhuǎn)換型(Direct Conversion或Homodyne)射頻接收器(Radio Frequency receiver，RF receiver)，特別是關(guān)于直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器其中的混波器(Mixer)。
背景技術(shù)：
傳統(tǒng)的無線電子產(chǎn)品其中的射頻接收器是以“外差式射頻接收器”為主流技術(shù)。外差式射頻接收器，又稱異頻混波(heterodyne)接收器。此類型的射頻接收器具有良好的性能表現(xiàn)，其它種結(jié)構(gòu)的射頻接收器，例如直接轉(zhuǎn)換型(direct conversion)射頻接收器、寬中頻(wideband IF)射頻接收器或低中頻(low IF)射頻接收器，亦可指為外差式射頻接收器的變形技術(shù)或衍生技術(shù)。
外差式射頻接收器通常將所接收的射頻信號，藉由至少兩次的降頻步驟以得到所需的基頻電信號。例如，高頻的射頻信號是經(jīng)由第一降頻步驟，以降至中頻，再由第二降頻步驟，以降至可在電子產(chǎn)品中被辨識與工作的低頻電信號(接近于直流電頻率)。
外差式射頻接收器雖然擁有良好的性能，但是因為必須使用到價格昂貴、且無法整合于集成電路芯片中的一些電子元件，且其整體結(jié)構(gòu)較為復雜，因此，在現(xiàn)今技術(shù)要求單芯片整合的趨勢下，外差式射頻接收器具有不易實現(xiàn)與生產(chǎn)成本過高的缺點。
相較之下，直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器則較符合于單芯片整合的趨勢。直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器又稱為同頻混波(Homodyne)射頻接收器，而由于直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器可視為一個“中頻被定在零”的外差式簡化結(jié)構(gòu)，因此其又稱為零中頻(Zero IF)射頻接收器。請參照圖1，直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器10是藉由直接混合所接收到的射頻信號(通常處于高頻)，與位于相同頻率范圍的本地振蕩信號(LO)，以一次的降頻步驟即產(chǎn)生所需的低頻電信號。相較于前面所提到的外差式結(jié)構(gòu)，直接轉(zhuǎn)換型的結(jié)構(gòu)顯得較直接且自然。并且，直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器之中，由鏡頻(image frequency)所造成的假像信號并不存在，此則為另一項優(yōu)于外差式射頻接收器的好處。
典型的直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器10的前級電路(front end circuit)，系包含低噪聲放大器(LNA)14，以及混波器(mixer)16a與16b；后級電路則包括基頻放大器(ba seband amplifier)22a與22b、低通濾波器(LPF)23a與23b、模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)24a與24b、以及數(shù)字信號處理器(DSP)26。其中，混波器16a、基頻放大器22a、低通濾波器23a、以及模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器24a系屬I路徑，而另一組相同的元件(圖中標號16b、22b、23b與24b)是屬Q(mào)路徑。
在已知技術(shù)中，有時會在低噪聲放大器14之前進一步設置射頻前端濾波器(preselection filter)12，以將天線11所收下來的信號進行濾波，可將所欲使用的頻帶以外的干擾信號(out-of band signal)予以濾除；有時，射頻前端濾波器12亦可將射頻信號中的鏡頻作部分地抑制。射頻前端濾波器12的輸出端是耦合于低噪聲放大器14進行信號的放大。以IEEE 802.11b無線局域網(wǎng)絡規(guī)范為例，接收到的射頻信號、射頻前端濾波器12與低噪聲放大器14皆處于2.4GHz至2.48GHz的頻率范圍。
低噪聲放大器14的輸出端是分別耦合于混波器16a與16b。本地振蕩器18提供本地振蕩信號，經(jīng)由除頻器15產(chǎn)生正交相位分別輸入I、Q路徑上的混波器16a與16b。以IEEE 802.11b無線局域網(wǎng)絡規(guī)范為例，本地振蕩器18操作于2.4GHz，以使得高頻的射頻信號，可直接轉(zhuǎn)換成低頻的電信號。基頻放大器19a與19b則分別耦合于混波器16a與16b，以將混波器16a與16b所得出的電信號予以放大。之后，利用基頻的低通濾波器23a與23b來抑制所需頻帶之外的干擾信號，在直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器10之中，低通濾波器23a與23b可視為負責頻道選擇的元件。最后，則經(jīng)由模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器24a與24b以將信號予以數(shù)字化，而送進數(shù)字信號處理器26，以進行與射頻信號相關(guān)的預定應用的運算。
直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器的結(jié)構(gòu)有著不少優(yōu)點，例如外差式射頻接收器所需的中頻電路的各元件予以省除，因此整體的電路復雜度系可降低，可減輕系統(tǒng)應用設計者的研發(fā)重擔。而也正因為復雜度降低，因此，單芯片整合的理念是可在直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器的結(jié)構(gòu)下實現(xiàn)。高整合度、低成本、低功率消耗與高頻寬為其優(yōu)點。
然而，直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器10雖然可整合于單芯片中，但其性能表現(xiàn)卻不如傳統(tǒng)的外差式射頻接收器般優(yōu)異。由于直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器10系將信號直接降頻至直流電(DC)附近，因此，其中的混波器16a與16b在本地振蕩信號混合(LO self-mixing)與低頻表現(xiàn)上更顯敏感。也因為這樣的特性，因此造成了直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器10具有嗓聲指數(shù)(noise figure，NF)偏高、線性度不足、與直流電壓偏移(DC-offsets)等缺點。
嗓聲指數(shù)由于在直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器10中大部分的放大功能都放在混波器16a(與16b)之后的電路上，因此，低頻噪聲就成了需要注意的重點。在基頻帶中，就算是只有數(shù)微伏(μV)的微弱噪聲，也相當容易在后級電路放大而造成可觀的噪聲。若是使用具有較高增益的射頻電路來改善基頻帶電路的噪聲問題，則又需考慮到因此較高增益所帶來的線性度問題。
上述基頻帶的噪聲，其中最主要的來源為閃爍噪聲(flicker noise)，或稱為頻率反比噪聲(1/f noise)。閃爍噪聲的大小是與基頻帶的直流電頻率成反比，因此，操作于低頻的混波器16a(與16b)的輸出會有特別高的轉(zhuǎn)換增益。而在互補金屬氧化物半導體(CMOS)制程的直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器10中，MOS元件又會帶來特別高的閃爍噪聲，已知技術(shù)中曾有加大金屬氧化物半導體(MOS)元件尺寸的做法，但如此一來又會增加其電容值，且耗費更多本地振蕩器18能量或是在高噪聲頻率帶降低了本地振蕩的振幅。
線性度表現(xiàn)關(guān)于直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器10的線性度表現(xiàn)，主要是決定于前級電路的混波器16a(與16b)之中。電路的實現(xiàn)上，混波器16a(與16b)可區(qū)分為轉(zhuǎn)換電路(switching stage)與負載電路(loading stage)。在常見的各種制定規(guī)格中，大多對于混波器16a(與16b)的第二階截止點倍增斜率(即IIP2參數(shù))與第三階截止點倍增斜率(即IIP3參數(shù))有所規(guī)范。
IIP2參數(shù)與IIP3參數(shù)對整體的線性度表現(xiàn)有很大的影響。這是因為高頻信號就是在轉(zhuǎn)換電路中被直接降頻至所需的基頻帶；而負載電路則負責信號降頻之后的首次增益。因此，此二部分的設計會對整體的線性度表現(xiàn)有著關(guān)鍵的影響。
直流電壓偏移直流電壓偏移應該可以算是直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器10的前級電路所面臨到最嚴重的一個問題。其不但使得所想要的信號失真走樣，還可能造成后級電路的飽和。即使撇開互補金屬氧化物半導體(CMOS)制程中元件不匹配或是信號線不對稱等常見問題不談，本地振蕩信號、或是其它在基頻帶中較大的干擾信號所造成的自身混波現(xiàn)象，亦會導致直流電壓偏移。

發(fā)明內(nèi)容
在單芯片整合的發(fā)展趨勢下，本發(fā)明的主要目的是在于改善已知直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器所仍然具有的缺點。
本發(fā)明的另一目的是在于提供一種混波器，以使直接轉(zhuǎn)換射頻接收器具有低噪聲指數(shù)。
本發(fā)明的另一目的是在于提供一種混波器，以使直接轉(zhuǎn)換射頻接收器具有高線性度。
本發(fā)明提供一種直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器的混波器包括增益電路、負載電路及轉(zhuǎn)換電路。增益電路接收差動型式的射頻信號以產(chǎn)生第一增益信號。轉(zhuǎn)換電路將第一增益信號與本地振蕩信號混合，以直接降頻產(chǎn)生調(diào)制信號。負載電路包括一對第一晶體管、一對第二晶體管以及一對阻抗單元。阻抗單元提供增益參數(shù)。第一晶體管提供低阻抗，以使該調(diào)制信號繼續(xù)輸入至負載電路。第二晶體管提供高阻抗，以將輸入至負載電路的該調(diào)制信號導向該阻抗單元并輸出符合該增益參數(shù)的第二增益信號。
第二晶體管是為利用金屬氧化物半導體(MOS)制程時所寄生而成的直向(Vertical npn，Vnpn)型雙極性晶體管，藉此，本發(fā)明有效地提升了直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器在噪聲指數(shù)的議題上的性能。在另一實施例中，第一晶體管是利用金屬氧化物半導體(MOS)結(jié)構(gòu)以寄生而成橫向(Lateral pnp，Lpnp)型雙極性晶體管，藉此，可提升直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器在線性度上的表現(xiàn)。
關(guān)于本發(fā)明的優(yōu)點與精神可以藉由以下的發(fā)明詳述及所附圖式得到進一步的了解。


藉由以下詳細的描述結(jié)合所附圖示，將可輕易的了解上述內(nèi)容及此項發(fā)明的諸多優(yōu)點，其中圖1顯示一直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器典型結(jié)構(gòu)；
圖2為本發(fā)明一實施例直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器的前端電路圖；圖3為圖2的第一晶體管以直向npn型雙極性晶體管實施時的側(cè)剖面視圖；圖4為本發(fā)明另一實施例電路圖；圖5A為一典型pMOS元件側(cè)剖面視圖；圖5B為利用圖5A的pMOS元件所寄生而成的橫向pnp型雙極性晶體管側(cè)剖面視圖；以及圖6為本發(fā)明另一實施例電路圖。
直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器10、30天線11射頻前端濾波器12 低噪聲放大器14混波器16a、16b基頻放大器22a、22b低通濾波器23a、23b模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器24a、24b數(shù)字信號處理器26 接收端301輸出端303 偏壓31增益電路32本地振蕩器33本地振蕩信號331 轉(zhuǎn)換電路34除頻器15、35 負載電路36第一晶體管361 第二晶體管362第一部分36a 第二部分36b電容365 電阻367、368、369電流源37 反饋單元38射頻信號40第一增益信號42調(diào)制信號44第二增益信號46集電極119、298N型井192淺槽隔離結(jié)構(gòu)195 P型摻雜區(qū)197N型摻雜區(qū)198 發(fā)射極198’、298’基極191、291 柵極295增益電路電流源371
具體實施例方式
本發(fā)明是提供一種利用互補金屬氧化物半導體(CMOS)制程制作的直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器的混波器，此混波器包括增益電路、轉(zhuǎn)換電路以及負載電路。
若依照圖1的結(jié)構(gòu)圖來看，本發(fā)明所提供的電路與所申請的保護范圍是屬于圖1的混波器16a(或16b)。特別值得一提的是，直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器10的前級電路中，低噪聲放大器14的電路結(jié)構(gòu)類似于本發(fā)明其中的增益電路，然而二者并不相同。
請參照圖2，圖2為本發(fā)明一實施例電路圖。如上述，混波器30包括增益電路32、轉(zhuǎn)換電路34以及負載電路36。增益電路32接收差動型式(differential type)的射頻信號40，以產(chǎn)生第一增益信號(first gain)42。射頻信號40是由天線所接收，在送至增益電路32的接收端301之前，可利用射頻前端濾波器(pre-selection filter，可參考圖1標號12)，將天線(圖1標號11)所收下來的信號進行濾波，以將所欲使用的頻帶以外的干擾信號予以濾除。之后，可利用耦合于混波器30前端的低噪聲放大器(請參考圖1標號14)，將信號放大后輸入至接收端301。其中，第一增益信號42為差動型式。
由于所接收的射頻信號40為差動型式，因此，本發(fā)明的電路設計也因應以平衡電路的方式設計之，其中，無論是增益電路32、轉(zhuǎn)換電路34或是負載電路36皆以對稱的方式設置。
轉(zhuǎn)換電路34用以將第一增益信號42與本地振蕩信號331混合，以直接降頻產(chǎn)生(direct down-convert)調(diào)制信號44。當然，調(diào)制信號44亦為差動型式。本地振蕩信號331是由本地振蕩器(local oscillator)33所提供，其頻率是接近于射頻信號40與第一增益信號42。本地振蕩信號331與第一增益信號42混合后，由于二者頻率相近，因此所得到的調(diào)制信號44的頻率是為二者頻率的差值，其是接近于直流電頻率。實施上，轉(zhuǎn)換電路34需為平衡關(guān)系良好的電路，以避免差動型式的信號產(chǎn)生偏移。
值得一提的是，由于圖2僅顯示本發(fā)明直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器其中的一個混波器30，所顯示的混波器30可應用于I路徑，而應用于Q路徑的前級電路亦應與之對稱，關(guān)于此結(jié)構(gòu)可參照圖1與相關(guān)的說明。因此，本地振蕩器33可耦合于除頻器(quadrature differential output)35，以形成I路徑與Q路徑所需的相位差。實施上，二者的相位差為九十度。
請繼續(xù)參考圖2的右半部。負載電路36包括一對第一晶體管(1sttransistor)361、一對第二晶體管(2ndtransistor)362以及一對阻抗單元(此實施例中，每一阻抗單元是指電阻368)。阻抗單元提供增益參數(shù)，用以轉(zhuǎn)換交流電流增益至交流電壓增益。
負載電路36是平行區(qū)分為第一部分36a與第二部分36b，此是為本發(fā)明中為了差動型式的信號所進行的對稱電路設計方式。
上述一對第一晶體管361是分別屬于第一部分36a與第二部分36b；而上述一對第二晶體管362亦分別屬于第一部分36a與第二部分36b。
上述一對阻抗單元亦分別屬于第一部分36a與第二部分36b，例如，本實施例中是為一對電容364分別屬于第一部分36a與第二部分36b，以及一對電阻368分別屬于第一部分36a與第二部分36b。
請單獨參照第一部分36a或第二部分36b其中之一第一晶體管361提供一低阻抗，相對于電流源37的高阻抗，因此可將調(diào)制信號44繼續(xù)輸入至負載電路36中。
第二晶體管362提供高阻抗，以將輸入至負載電路36的調(diào)制信號44導向阻抗單元(是指電阻368與電容365，于本實施例)，并藉由輸出端303，輸出符合阻抗單元的增益參數(shù)的一第二增益信號46。第二增益信號46亦符合輸入端301的射頻信號，而為差動型式。第二增益信號46由輸出端303輸出至直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器的后級電路。關(guān)于后級電路可參考圖1的相關(guān)說明。
實施上，電流源37提供轉(zhuǎn)換電路34與負載電路36所需的總電流。輸入至第一晶體管361的電流是為電流源37提供的電流與增益電路電流源371的電流的差值。該對第一晶體管361是具有共柵極，可通入偏壓(bias)31至第一晶體管361。實施上，第一部分36a與第二部分36b的二個第二晶體管362提供所需的高阻抗而有利于調(diào)制信號44經(jīng)由阻抗單元(365與368)，產(chǎn)生第二增益信號46并經(jīng)輸出端303輸出。其中，電阻367亦具有很高的阻抗值，以避免信號取道自電阻367。
該對第二晶體管362可具有共柵極。共柵極的接點可耦合于反饋單元(CMFB)38，以檢測信號的不對稱情況而予以反饋，如此一來可避免輸出的第二增益信號46的不對稱情形，例如信號偏移的杠桿現(xiàn)象等情況。另一實施例中，該對第二晶體管362可具有共源極，然而并不利用反饋單元38，而形成一電流鏡(current mirror)的方式實施之，可參考圖4。上述的實施方式，皆為了確保負載電路36的第一部分36a與第二部分36b的平衡關(guān)系，可有效地彌除直流電壓偏移的缺點。
本實施例中，提供高阻抗的第二晶體管362是為利用金屬氧化物半導體(MOS)制程所寄生(parastic)而成的直向npn(Vnpn)型雙極性晶體管，請參照圖3。
本發(fā)明考慮于由于一般直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器的互補金屬氧化物半導體(CMOS)制程下，并不具有雙極性晶體管的制程，而圖2所示的第二晶體管362若利用傳統(tǒng)的n型金屬氧化物半導體(n-MOS)實施，則n型金屬氧化物半導體(n-MOS)的頻率反比噪聲(1/f noise)較大，且會直接影響于輸出的第二增益信號46，因此會對于整體噪聲有很大的負面影響。
基于上述考慮，本發(fā)明是對于n型金屬氧化物半導體(n-MOS)結(jié)構(gòu)進行變更，在加入一深N型井(deep N-well)以作為集電極(collector)119之后，如圖3所示，則由集電極119、基極(base)191與發(fā)射極(emitter)198’而形成了所需的雙極性晶體管構(gòu)造。其中，標號195是為淺槽隔離結(jié)構(gòu)(STI)?；鶚O191主要是為原本n型金屬氧化物半導體(n-MOS)結(jié)構(gòu)所具有的P型井(p-well)。而發(fā)射極198’則為原本n型金屬氧化物半導體(n-MOS)結(jié)構(gòu)中的源極或漏極?；鶚O191二端所耦合的P型摻雜區(qū)197、以及集電極119二端所耦合的N型井192與N型摻雜區(qū)198，其可降低基極191與集電極119的阻坑。
藉由上述的實施方式，則可有效地降低直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器的噪聲比(noise to signal ratio)。由于在低頻(小于10MHz)的情形下，混波器30的噪聲來源主要為頻率反比噪聲(1/f noise)，而本發(fā)明所提供的直向npn(Vnpn)型雙極性晶體管(如圖3)，其頻率反比噪聲遠較n型金屬氧化物半導體(n-MOS)降低約一百倍，因此本發(fā)明混波器30在噪聲議題的性能上是大幅地提升。
請參照圖4，圖4為本發(fā)明另一實施例電路圖。其中第一晶體管361為利用金屬氧化物半導體(MOS)結(jié)構(gòu)所寄生而成的橫向pnp(Lpnp)型雙極性晶體管。本實施例將負載電路36中的第一晶體管361以雙極性晶體管實施之，如此一來，所提供的直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器的線性度是有效地被提升。在不少文獻中已有記載，位于負載電路36中，且迭加于轉(zhuǎn)換電路34之后的第一個p型金屬氧化物半導體(p-MOS)元件，其對于負載電路36的線性度表現(xiàn)(即IIP3參數(shù))有舉足輕重的負面影響。因此，對于第一晶體管361采用雙極性晶體管，以取代傳統(tǒng)的pMOS元件，雙極性晶體管具有較低的輸入阻抗(Zm)，而可產(chǎn)生較高增益(gm)。因此，就電流層面而言，調(diào)制信號44可在第一晶體管361看到較已知技術(shù)更低的阻抗，如此一來，可抑制因第一晶體管361所產(chǎn)生的非線性輸出，本發(fā)明在IIP3參數(shù)上的表現(xiàn)因此可有顯著地提升。
但如前所述，在一般直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器的互補金屬氧化物半導體(CMOS)制程下，并不具有雙極性晶體管的制程。而若采用類似前述實施例的做法，對pMOS元件寄生而成直向pnp(vertical pnp)結(jié)構(gòu)，雖然概念上可行，但是在實際付諸制作時，發(fā)現(xiàn)性能非常低落。這是因為由P型摻雜區(qū)、N型井與深P型井(順序由上至下，未圖示)所組成的直向pnp型雙極性晶體管會因為集電極不具有隔離端子(isolated collector terminal)，意即-集電極(collector)與基極(substrate)形成短路，如此一來造成過低的β值(僅2.5)，而導致性能不彰。
基于這樣的理由，本發(fā)明是利用pMOS元件以寄生而成橫向pnp(Lpnp)型雙極性晶體管的方式，以實施之。請參照圖5A與圖5B，圖5A為一典型的pMOS元件，而圖5B則為利用圖5A的pMOS元件所寄生而成的橫向pnp(Lpnp)型雙極性晶體管。如圖5B所示集電極298、基極291與發(fā)射極298’形成了所需的雙極性晶體管構(gòu)造。其中，原本在pMOS元件中作為源極或漏極的P型摻雜區(qū)，其在本實施例中則成為集電極298或是發(fā)射極298’；原本pMOS元件中的N型井，其位于集電極298與發(fā)射極298’之間的部分用以作為基極291。操作上，需對于原本pMOS元件中的柵極295通入?yún)⒖茧娢?VDD)，以將pMOS關(guān)閉，以避免信號取道自柵極295。
經(jīng)由上述的實施方式，對于圖4所示的該對第二晶體管362采取雙極性晶體管以實施之，則至少可以使得IIP3參數(shù)維持在規(guī)范所需的性能，甚至，可超出規(guī)范所需的性能。一般而言，在模擬測試(simulation)中，若第二晶體管362為pMOS元件，則負載電路36的線性度(IIP3參數(shù))會因之而減損3～4dBm；若其為雙極性晶體管，則可使IIP3參數(shù)持平，甚至會有較佳的線性度結(jié)果。舉例而言，通道長度為0.3微米(μm)的CMOS制程下，規(guī)范的第二晶體管362需要具有高于10MHz的截止頻率(fT)，而在相同制程條件下，利用本發(fā)明的方法所形成的橫向pnp(Lpnp)型雙極性晶體管(如圖5B)，則非常容易可超越此標準。
請參照圖6，圖6為本發(fā)明另一實施例電路圖。本實施例是結(jié)合圖2實施例與圖4實施例的優(yōu)點，使其中的第一晶體管361，利用已知互補金屬氧化物半導體(CMOS)制程技術(shù)中的pMOS元件以寄生而成橫向pnp(Lpnp)型雙極性晶體管；另一方面，則使其中的第二晶體管362，利用已知互補金屬氧化物半導體(CMOS)制程技術(shù)中的nMOS元件以寄生而成直向npn(Vnpn)型雙極性晶體管。藉由上述的實施方式，是可提供如圖6所示具良好線性度與低噪聲的直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器的混波器30。并且，配合本發(fā)明具有良好的平衡電路的設計方式，本發(fā)明亦對于直流電壓偏移的問題有卓越的抑制效果。而本發(fā)明的另一項優(yōu)點，則在于可應用目前既有的互補金屬氧化物半導體(CMOS)制程，僅在集成電路布局(layout)上利用微小的變更，且不需要增加光罩或更改制程，而使得直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器不但仍能符合單芯片整合趨勢，并且具有更好的性能。綜合以上所述，本發(fā)明不但在技術(shù)上具有顯著的進步性，并且可融入于現(xiàn)行的產(chǎn)業(yè)與設備中，對于產(chǎn)業(yè)競爭力的提升助益甚巨。
本發(fā)明雖以較佳實例闡明如上，然其并非用以限定本發(fā)明精神與發(fā)明實體僅止于上述實施例爾。對本領域技術(shù)人員，當可輕易了解并利用其它元件或方式來產(chǎn)生相同的功效。是以，在不脫離本發(fā)明的精神與范圍內(nèi)所作的修改，均應包含在所述的權(quán)利要求范圍內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種利用互補金屬氧化物半導體制程制作的直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器的混波器，包括增益電路，接收差動型式的射頻信號，以產(chǎn)生第一增益信號；轉(zhuǎn)換電路，用以將該第一增益信號與本地振蕩信號混合，以直接降頻產(chǎn)生調(diào)制信號；以及負載電路，包括第一晶體管、第二晶體管以及阻抗單元，該阻抗單元提供增益參數(shù)，該第一晶體管提供低阻抗，以使該調(diào)制信號繼續(xù)輸入至該負載電路，該第二晶體管提供高阻抗，以將輸入至該負載電路的該調(diào)制信號導向該阻抗單元并輸出符合該增益參數(shù)的第二增益信號，其中，該第二晶體管是為利用金屬氧化物半導體結(jié)構(gòu)所寄生而成的直向npn型雙極性晶體管，藉此，可降低該直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器的噪聲比。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器的混波器，其中該第一晶體管是為利用金屬氧化物半導體結(jié)構(gòu)所寄生而成的橫向pnp型雙極性晶體管，以提升該直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器的線性度。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器的混波器，其中該第一增益信號、該調(diào)制信號以及該第二增益信號，皆為差動型式。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器的混波器，對應于差動型式的該射頻信號，而具有一對該第一晶體管以及一對該第二晶體管，且分別屬于該負載電路所平行區(qū)分的第一部分與第二部分。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器的混波器，其中該對該第一晶體管是具有共柵極，以維持該負載電路的該第一部分與該第二部分的平衡。
6.根據(jù)權(quán)利要求4所述的直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器的混波器，其中該對該第二晶體管是具有共柵極，以維持該負載電路的該第一部分與該第二部分的平衡。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器的混波器，其中該阻抗單元是選自電容、電阻或其任意組合。
8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器的混波器，其中該第二晶體管耦合于電阻以提供該高阻抗。
9.根據(jù)權(quán)利要求4所述的直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器的混波器，其中該對該第二晶體管，是形成電流鏡。
10.根據(jù)權(quán)利要求4所述的直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器的混波器，其中該對第二晶體管的共柵極接點是耦合于反饋單元，以檢測信號的不對稱情況而予以反饋。
全文摘要
一種直接轉(zhuǎn)換型射頻接收器的混波器包括增益電路、負載電路及轉(zhuǎn)換電路。增益電路接收差動型式的射頻信號以產(chǎn)生第一增益信號。轉(zhuǎn)換電路將第一增益信號與本地振蕩信號混合，以直接降頻產(chǎn)生調(diào)制信號。負載電路包括一對第一晶體管、一對第二晶體管以及一對阻抗單元。阻抗單元提供增益參數(shù)。第一晶體管提供低阻抗，以使該調(diào)制信號繼續(xù)輸入至負載電路。第二晶體管提供高阻抗，以將輸入至負載電路的該調(diào)制信號導向該阻抗單元并輸出符合該增益參數(shù)的第二增益信號。第二晶體管是為利用金屬氧化物半導體結(jié)構(gòu)所寄生而成的直向npn型雙極性晶體管。
文檔編號H03D1/18GK1731691SQ20051009659
公開日2006年2月8日 申請日期2005年8月25日 優(yōu)先權(quán)日2005年8月25日
發(fā)明者曾英哲, 鄭念祖 申請人:威盛電子股份有限公司