專利名稱：電壓控制振蕩器及振蕩頻率調節(jié)方法
技術領域：
本發(fā)明涉及電壓控制振蕩器，具體地說，涉及PLL電路中采用的電壓控制振蕩器(VCO)的溫度變動和元件制造偏差引起的頻率特性的補償。
背景技術：
作為PLL電路中采用的傳統(tǒng)的電壓控制振蕩器，有例如圖2所示的振蕩電路20，該電路由電感21、與電感并聯(lián)的可變電容電容器22、負電阻23等的元件構成。該振蕩電路的振蕩頻率通過使控制端子24的電壓變化并使可變電容電容器的電容值變化來控制。來自PLL電路的構成要素即低通濾波器的輸出信號輸入控制端子。
一般，可變電容電容器22可由pn結電容或MOS電容構成，負電阻23，例如可由構成正反饋回路的多個晶體管構成。
可變電容電容器的電容、負電阻的浮置電容因元件的制造偏差、元件的溫度變化而變動，結果，振蕩電路的振蕩頻帶也變動。
圖2的傳統(tǒng)電路中，為了補償元件的制造偏差、元件的溫度變化引起的振蕩頻帶的變動，與前述的可變電容電容器22并聯(lián)多個微調電容25a，25b及26a～26d，將溫度補償用數(shù)字信號提供給輸入端子27a、27b，元件特性補償數(shù)據(jù)提供給輸入端子28a～28d，控制各微調電容的電容值，從而調節(jié)振蕩電路的振蕩頻帶進入期望的范圍。因此，需要元件特性補償用的4個，溫度補償用的2個，合計6個微調電容。
特愿2004-017101號公報微調電容的最小值不是無限小，因此若微調電容的數(shù)目增大，則與微調信號(數(shù)字信號)無關的浮置電容與LC共振器多個并聯(lián)，這些浮置電容的合計值若增大到與可變電容電容器22的可變幅度相比無法忽視的程度時，在頻率控制的精度上產生問題。
例如，振蕩頻率為2.5GHz時，LC電路的常數(shù)為2nH、2pF左右，微調電容的浮置電容值為1pF左右。但是，振蕩頻率若成為5GHz，則LC電路的元件常數(shù)分別為1nH、1pF左右，微調電容的浮置電容值達到與可變電容電容器的可變幅度相同的程度。這樣，振蕩頻率若變高，則象傳統(tǒng)一樣產生搭載多個微調電容的問題。
圖3是使微調電容的電容變化可切換頻率曲線的示意圖，例如，振蕩電路所必要的頻帶若為從4800到5000MHz，則從4800到4860MHz可選擇頻率曲線1(31)，從4860到4920MHz可選擇頻率曲線2(32)，在4920MHz以上可選擇頻率曲線3(33)。通過該選擇功能，頻率感度可抑制在100MHz/V左右，并可抑制振蕩器的相位噪聲。振蕩頻率高的LC共振器中，LC共振器連接的微調電容往往用于頻率曲線的切換。
對期望的振蕩頻率，難以再現(xiàn)性良好地進行頻率曲線的切換。這是因為，存在構成振蕩器的各元件的浮置電容·放大率的偏差、負電阻的源極·漏極電容的溫度變動等的變動要因，特別是微調電容的浮置電容的影響大。
本發(fā)明的課題是實現(xiàn)同時具備頻率曲線的切換功能和補償元件偏差引起的頻率曲線的變動的功能。

發(fā)明內容
本發(fā)明提供，為了頻率曲線的切換而指定微調電容的值時，通過邏輯合成頻率信息和元件偏差信息或溫度變動的補償信息，維持頻率曲線的再現(xiàn)性的電路。
本發(fā)明的電壓控制振蕩器，其特征在于，具備諧振電路，其包括負電阻元件、電感元件、根據(jù)外部施加的第一電壓改變電容的第一電容以及根據(jù)控制電壓改變電容的多個電容組成的第二電容；邏輯合成部件，其根據(jù)頻率信息和自動校正值確定輸出，根據(jù)基于上述邏輯合成部件的輸出的控制電壓，可改變上述第二電容的電容值。
根據(jù)本發(fā)明的振蕩電路，與傳統(tǒng)技術相比可減少必要的微調電容的數(shù)目，從而，可進行高頻LC振蕩電路的頻率曲線的切換、元件偏差補償、溫度變動補償。


第1實施例的電壓控制振蕩器的構成示意圖。
傳統(tǒng)的電壓控制振蕩器的構成例的示意圖。
通過改變微調電容的電容值可進行頻率曲線切換的示意圖。
回路內安裝有本發(fā)明的電壓控制振蕩器44的鎖相回路(PLL)的一般結構示意圖。
自動校正值的算出例的示意圖。
全加法器12的構成和輸入輸出信號的關系的示意圖。
振蕩頻率和頻率信息的關系的一例示圖。
元件偏差引起的自動校正值的確定及自動校正值和振蕩頻率信息的合成的順序示意圖。
電壓控制振蕩器的頻率特性(控制電壓對振蕩頻率特性)的一例的示意圖。
第2實施例的電壓控制振蕩器的結構示意圖。
邏輯合成電路110的詳細結構方框圖。
頻率曲線切換判定器111的詳細電路圖。
邏輯合成電路110內部的全加法器112的結構電路圖。
溢出防止器113的詳細電路圖。
頻率曲線切換判定器的輸入輸出信號的關系的例示圖。
第3實施例的電壓控制振蕩器的構成示意圖。
邏輯合成電路170的詳細結構方框圖。
溫度計175的溫度特性的一例示圖。
溫度計的構成示意圖。
11微調電容11a～11d構成微調電容的各電容12全加法器13頻率信息14自動校正值15a～15d輸入端子16監(jiān)視器輸出17控制端子18可變電容電容器19a電感19b負電阻19c緩沖電路110，170邏輯合成電路具體實施方式
以下，參照圖面，說明本發(fā)明的實施例。另外，各圖面以可理解本發(fā)明的程度概略表示。
(1)第1實施例圖1是第1實施例的電壓控制振蕩器的構成示意圖。該振蕩電路10形成，采用頻率曲線的切換用的微調電容11來實現(xiàn)頻率曲線的切換和元件偏差補償?shù)碾娐方Y構。
微調電容11的電容值由全加法器12(構成邏輯合成部件)輸出的4比特的數(shù)據(jù)控制。構成微調電容11的各電容(11a～11d)的電容值成為與2的冪成比例的值。即，與第0比特的電容值相比，第1～3比特的電容值成為2，4，8倍。
全加法器12邏輯合成頻率信息13和自動校正值14(元件偏差補償?shù)倪m當值)。該自動校正值14根據(jù)上述專利文獻1所述的方法，在電路的啟動時設定。以下，說明該自動校正值的確定方法。
(S1)圖4是將本發(fā)明的電壓控制振蕩器10安裝到回路內的鎖相回路(PLL)的一般的結構示意圖，步驟S1中，確定該鎖相回路的分頻數(shù)即電壓控制電路的振蕩頻率。例如，令基準頻率f_ref為1MHz，為了獲得4900MHz的振蕩頻率，在分頻器45內部的寄存器45b設定值4900。從而，分頻計數(shù)器45a將輸出信號作為時鐘信號，計數(shù)到4900，從而生成分頻信號并輸入比較器41。
(S2)控制數(shù)據(jù)(B3，B2，B1，B0)＝(1000)作為元件偏差補償用的可變電容電容器的初始值，提供給輸入端子(15a～15d)。
(S3)為了變更上述控制數(shù)據(jù)的第n比特的數(shù)據(jù)，最初令n＝3。
(S4)控制數(shù)據(jù)的第n比特設定成″1″(高電源電壓)(n＝3的場合，通過初始值設定已將第3比特設定成″1″)。
(S5)使鎖相回路和振蕩器動作，待機到振蕩頻率確定為止(例如，500μsec)。
(S6)讀入監(jiān)視器輸出端子16的值(參照圖5的響應欄)，作為第n比特的確定值。監(jiān)視器電路由在一個輸入端子(反相輸入端子)輸入基準電壓，另一個輸入端子(正相輸入端子)從控制端子17輸入向可變電容電容器18施加的電壓的比較器構成。
(S7)從n的值減1。
(S8)n＞0的場合，重復(S4)～(S7)的處理。
(S9)n＝0的場合，將到(S8)為止確定的控制數(shù)據(jù)的值作為自動校正值(4比特)的確定值。
圖5是自動校正值的算出例的示意圖。
圖6是全加法器12的構成和輸入輸出信號的關系的示意圖，全加法器12由帶進位的4比特的加法器61～64構成。自動校正值4位數(shù)據(jù)的各比特中，第0比特比特與加法器61連接，第1比特與加法器62連接，第2比特與加法器63連接，第3比特與加法器64連接。
頻率信息由2比特構成，振蕩頻率和頻率信息具有圖7所示的關系。即，全加法器12的頻率信息S僅在頻率信息為(01)時設定成″1″，全加法器12的頻率信息A僅在頻率信息為(11)時設定為″1″。
微調電容11、可變電容電容器18由n-MOS晶體管組成。微調電容11在施加電壓為0V時(即(B3，B2，B1，B0)＝(0，0，0，0)時)電容最小，施加電壓等于電源電壓時(即，(B3，B2，B1，B0)＝(1，1，1，1)時)電容最大。電容變化通常為每比特0.02pF，在0.01pF～0.03pF的范圍變化。微調電容的電容值以2的冪變化，其最大值通常為0.30pF，在0.15pF～0.45pF的范圍變動。
可變電容電容器18在施加電壓為電源0V時電容最大，在施加電壓等于電源電壓時電容最小。該可變電容電容器的電容值例如為0.08pF，該場合，存在0.04pF～0.12pF左右的元件偏差。
電感19a，例如是電感1nH、串聯(lián)電阻4Ω的電感。
緩沖電路19c中，對電感19a及可變電容電容器18、微調電容11組成的LC共振器串聯(lián)了0.1pF的電容。振蕩器的輸出從緩沖電路的輸出取出。
以下，詳細說明第一實施例的電壓控制振蕩器的動作。
圖8是元件偏差引起的自動校正值的確定及自動校正值和振蕩頻率信息的合成的順序的示意圖。
在電壓控制振蕩器10和包含它的鎖相回路40啟動的時刻，自動校正啟動信號81成為″11″，為了補償元件偏差，確定最佳微調電容的值4比特(自動校正值)(82)。
自動校正期間中，指定的振蕩頻率(由圖4的分頻器中設定的分頻比確定的頻率)是一定值。例如，圖4的寄存器45b中設定的值為4900，基準頻率為1MHz的場合，指定的振蕩頻率成為4900MHz。
自動校正期間中，自動校正的值N從2進制數(shù)的上位開始確定值，最終確定全部4比特的值，例如，N＝8(1000)→4(0100)→6(0110)→7(0111)(參照圖5)。
全加法器12的輸出與電壓控制振蕩器的狀態(tài)(自動校正前，自動校正動作中，自動校正結束后)無關，邏輯合成自動校正的偽值或確定值與振蕩頻率對應的頻率信息(83)。
根據(jù)圖7，指定的振蕩頻率為4860-4919MHz時，由于振蕩頻率信息為(00)，不進行對全加法器12的運算，全加法器12的輸出4比特與自動校正值N相同。此時，電壓控制振蕩器表示出圖9的頻率曲線92的特性。
指定的振蕩頻率為4800-4859MHz的范圍的場合，圖7中，由于頻率信息為(11)，因而全加法器12的值(自動校正值N)加1后輸出，該場合，電壓控制振蕩器可表示圖9的頻率曲線93的特性，在控制電壓范圍的中央部分獲得指定的振蕩特性。頻率曲線從曲線92向曲線93移動的理由是，施加到微調電容11的4比特的數(shù)據(jù)增加1，微調電容增加1比特的量。
指定的振蕩頻率為4920MHz以上時，圖7中，由于頻率信息為(01)，因而全加法器12的各比特中輸入值″1″(即加″-1″)，從全加法器12輸出自動校正值N減1后的值。該場合，電壓控制振蕩器由于表現(xiàn)圖9的頻率曲線91的特性，因而可在控制電壓范圍的中央部分獲得指定的振蕩特性。頻率曲線從曲線92向曲線91移動的理由是，施加到微調電容的4比特的數(shù)據(jù)減1，微調電容減少1比特的量。
如上所述，根據(jù)第1實施例，可獲得以下的效果。
(A1)由于根據(jù)自動校正值和指定的頻率信息確定用數(shù)字信號可控制的微調電容的電容值，因而可減少微調電容的數(shù)目。
(A2)根據(jù)(A1)的效果，各個微調電容的浮置電容減少，因而使用電容小的微調電容的LC型電壓控制振蕩器中，可再現(xiàn)性良好地進行頻率曲線的切換。
(2)第2實施例圖10是第2實施例的電壓控制振蕩器的構成示意圖。該實施例中的電壓控制振蕩器在采用邏輯合成電路110取代第1實施例中的全加法器這點上不同，其他構成要素與第1實施例的構成要素相同。
圖11是邏輯合成電路110的詳細構成的方框圖，具備頻率切換判定器111；全加法器112；溢出防止器113；以及由4電路組成的異或(EXOR)電路114。
圖12是頻率曲線切換判定器111的詳細電路圖。自動校正啟動信號en_b為有效(″0″)時，響應指定頻率，輸出圖15所示的輸出信號minus、plus。en_b為無效(″1″)時，minus、plus都輸出″0″。
圖13是邏輯合成電路110內部的全加法器112的結構電路圖，除了輸入信號及其連接關系，與第1實施例中的全加法器12的構成相同。自動校正值4比特向輸入信號trim[3:0]輸入。頻率曲線切換判定器111的一個輸出信號plus與第0比特加法器(LSB)的進位輸入ci連接，另一個輸出minus與各加法器的一個加法輸入(b)連接。該全加法器112的4位輸出信號cal[3:0]與由4電路組成的EXOR電路114的一個輸入端子連接。最上位的加法器(MSB)的進位信號cout與溢出防止器113連接。
圖14是溢出防止器113的詳細電路圖。該電路如下動作，例如，輸入信號cout為″1″，plus為″1″時，輸出信號reverse為″1″；輸入cout為″0″，plus為″1″時，reverse成為″0″。
以下，說明第2實施例中的電壓控制振蕩器的動作。
電源接通后的自動校正值N的確定值為0(0000)時，圖9的頻率曲線在最高頻率側(頻率曲線91)。該場合，即使指定4920MHz以上的頻率作為振蕩頻率，由于應該移動的頻率曲線不存在，因而該實施例的電壓控制振蕩器如下維持現(xiàn)狀的頻率曲線。
即，若指定4920MHz以上的振蕩頻率；則如圖15，頻率曲線切換判定器的輸出minus成為″1″。該場合，全加法器112中，由于各加法器加″1″，輸出成為cal[3:0]＝(1111)，進位輸出成為cout＝″0″。若將該全加法器的加法結果4位直接提供給微調電容，則振蕩頻率曲線從N＝(0000)對應的頻率曲線91向頻率曲線93移動，振蕩器無法達到指定的頻率。
該場合，由于cout＝″0″，minus＝″1″，plus＝″0″，因而溢出防止器的輸出信號reverse成為″1″，該信號提供給各EXOR電路。此時，全加法器112的輸出cal[3:0]也向各EXOR電路提供″1″，因而供給微調電容11的數(shù)據(jù)保持為(0000)。即，頻率曲線停留在最高頻率側。
自動校正的確定值N為15(1111)時，頻率曲線在最低頻率側。此時，指定的振蕩頻率即使在4800-4859MHz的范圍，由于沒有應該移動的低頻側曲線，因而電路如下維持現(xiàn)狀的頻率曲線。如圖15所示，通過使指定的振蕩頻率在4800-4859MHz的范圍，頻率曲線切換器的輸出plus成為″1″。全加法器112中，由于LSB側的加法器加″1″，因而輸出為cal[3:0]＝(0000)，進位輸出為cout＝″1″。此時，全加法器的輸出數(shù)據(jù)若提供給微調電容，則振蕩頻率曲線從最低頻率側向最高頻率側移動，振蕩器無法達到指定的頻率。
該場合，由于cout＝″1″，minus＝″0″，plus＝″1″，溢出防止器113將邏輯″1″的輸出作為輸出信號reverse提供給各EXOR電路114，另外，由于全加法器112的輸出cal[3:0]也向各EXOR電路114提供″0″，因而提供給微調電容11的數(shù)據(jù)保持為(1111)。即，頻率曲線停留在最低頻率側。
溢出防止器113的輸出為″0″時，即，指定振蕩頻率在4860-4919MHz的范圍時，或全加法器的加法結果不發(fā)生溢出時，異或的輸出與全加法器的輸出一致。
如上所述，第2實施例可獲得以下的效果。
(B1)元件偏差補償?shù)淖詣有Ｕ闹礜為0或15時，即確定頻率曲線在最高或最低頻率側時，通過將頻率曲線從最高頻率側向最低頻率側移動，有無法獲得期望的振蕩頻率的問題，或者，通過將頻率曲線從最低頻率側向最高頻率側移動，有無法獲得期望的振蕩頻率的問題，但是根據(jù)該實施例中的邏輯合成電路，頻率曲線在最高頻率側的場合，頻率曲線切換判定器即使指定更高頻側的曲線，頻率曲線也不移動，在鎖相回路維持可振蕩的狀態(tài)。同樣，頻率曲線在最低頻率側的場合，頻率曲線切換判定器即使指定更低頻側的曲線，頻率曲線也不移動，在鎖相回路維持可振蕩的狀態(tài)。
(B2)根據(jù)(B1)的效果，即使是元件偏差補償?shù)淖詣有Ｕ闹党蔀?或15的電路也不必廢棄，可提高生產成品率。
(3)第3實施例圖16是第3實施例的電壓控制振蕩器的結構示意圖。該實施例中的電壓控制振蕩器在采用內置溫度計的邏輯合成電路170取代第1實施例中的全加法器這點上不同，其他構成要素與第1實施例的構成要素相同。
圖17是邏輯合成電路170的詳細構成的方框圖，具備頻率切換判定器171；第1全加法器172；溢出防止器173；由4電路組成的異或(EXOR)電路174；溫度計175；第2全加法器176；第2溢出防止器177；由4電路組成的EXOR電路178。頻率曲線切換判定器171、第1及第2全加法器172、176、第1及第2溢出防止器173、177的詳細構成與第2實施例中的對應要素的構成相同。
溫度計175，例如具備圖18所示的特性，輸出2比特的輸出信號temp[1:0]，該輸出與第2全加法器176和第2溢出防止器177連接(temp
與其反相信號連接)。
圖19是該實施例的溫度計的結構示意圖，具備輸出不依賴于溫度的電流11的第1電流源；輸出依賴于溫度的電流12、13的第2、第3電流源；具有生成基準電壓用的電阻值R1的第1電阻；具有生成依賴于溫度的電壓用的電阻值R2、R3的第2、第3電阻；溫度檢測用的電壓比較器C1、C2。
電壓比較器C1比較由電阻R1生成的基準電壓(＝R1×I1)和由第3電阻生成的依賴于溫度的電壓(＝13×R3)，絕對溫度超過例如320°K時輸出電平″1″的信號temp
。同樣，電壓比較器C2比較由電阻R1生成的基準電壓(＝R1×I1)和由第2電阻生成的依賴于溫度的電壓(＝I2×R2)，絕對溫度超過例如350°K時輸出電平″1″的信號temp[1]。溫度和輸出信號的關系的一例如圖18所示。
以下，說明第3實施例的電壓控制振蕩器的動作。
電源接通后的頻率信息輸入頻率曲線切換判定器171，響應指定的頻率信息，輸出圖15所示的信號minus、plus。該信號輸入第1全加法器172和第1溢出防止器173。第1全加法器172及第1溢出防止器173的動作與第2實施例的全加法器112及溢出防止器113相同。
即，指定的頻率信息為4800-4859MHz時從第1全加法器172輸出自動校正值N加1后的值，頻率信息為4860-4919MHz時輸出自動校正值N的值，頻率信息為4920MHz以上時輸出自動校正值N的值減1后的值。
自動校正值N為0或15時，與第2實施例同樣，通過第1溢出防止器173和EXOR電路174的動作，控制全加法器的輸出不進行從0到15，或從15到0的變化。
第3實施例中，EXOR電路174的輸出4比特提供給第2全加法器176的輸入端子trim[3:0]。
溫度在低溫區(qū)域，例如，290°K以下時，溫度計175的輸出temp
(＝″0″)的反相信號輸入第2全加法器176的LSB側加法器的進位輸入(Ci)，全加法器176的輸出加1，該值經由EXOR電路178輸入微調電容11。該場合，微調電容的電容值增加1比特的量，從而頻率曲線向低頻側移動。
一般，LC振蕩電路的頻率曲線隨著溫度降低向高頻側移動。其理由主要是，與LC電路連接的晶體管的結電容隨著溫度降低而減少，以及構成負電阻的晶體管的互感上升，發(fā)送振幅飽和的頻率變高。從而，在溫度降低的同時通過增加微調電容，補償頻率曲線的溫度變動。
溫度在高溫區(qū)域，例如350°K以上時，由于溫度計175的輸出temp[1]向第2全加法器176的各比特的加法器輸入施加″1″(即減1)，因而提供給微調電容的值減1。該場合，由于微調電容的電容值減少1比特的量，頻率曲線向高頻側移動。LC振蕩電路的頻率曲線隨著溫度上升向低頻側移動，因而通過減少微調電容，補償頻率曲線的溫度變動。
EXOR電路174的輸出為(0000)時，頻率曲線在最高頻率側(例如，圖9的曲線91中表示的頻率特性)，溫度即使上升，也已經無法將頻率曲線向高頻側移動。該場合，若將第2全加法器176的輸出直接向微調電容輸入，則由于全加法器的輸出成為(1111)，電壓控制振蕩器的振蕩頻率從最高頻率側的曲線向最低頻率側的曲線移動，因此無法達到指定的振蕩頻率。
該實施例中，將第2全加法器176的輸出向第2溢出防止器177的輸入端子cout輸入，通過與第2實施例同樣的動作，第2溢出防止器177的輸出成為″1″。其結果，EXOR電路178的輸出維持(0000)的值。
同樣，EXOR電路178的輸出為(1111)時，頻率曲線在最低頻率側(例如，圖9的曲線93中表示的頻率特性)，溫度即使降低，也已經無法將頻率曲線向低頻側移動。該場合，若將第2全加法器176的輸出直接向微調電容輸入，則由于全加法器的輸出成為(0000)，電壓控制振蕩器的振蕩頻率從最低頻率側的曲線向最高頻率側的曲線移動，因此無法達到指定的振蕩頻率。
該實施例中，將第2全加法器176的輸出向第2溢出防止器177的輸入端子cout輸入，通過與第2實施例同樣的動作，第2溢出防止器177的輸出成為″1″。其結果，EXOR電路178的輸出維持(1111)的值。
該實施例中，將溫度計175的檢測溫度設定成290°K、320°K、350°K，但是可響應振蕩器的溫度特性而設定適當值。檢測溫度通過增減圖19的電阻R2和R3的值來變更。
如上所述，根據(jù)第3實施例，具有以下的效果。
(C1)微調電容的電容根據(jù)自動校正值N和頻率信息和溫度計信息確定，不必另外設置溫度補償用的微調電容，從而與傳統(tǒng)技術相比，可減少微調電容的數(shù)目。
(C2)根據(jù)(C1)的效果，各個微調電容附帶的浮置電容與傳統(tǒng)技術相比減少，因而在電容小的LC型電壓控制振蕩器中，可實現(xiàn)再現(xiàn)性良好的頻率曲線的切換功能、補償元件制造偏差引起的頻率曲線的變動的功能，以及補償振蕩頻率曲線的溫度依賴性的功能這三種功能。
(C3)頻率曲線在最高頻率側時，即使通過溫度數(shù)據(jù)指定更高頻側的曲線，頻率曲線也不移動，在鎖相回路維持可振蕩的狀態(tài)。同樣，頻率曲線在最低頻率側時，即使通過溫度數(shù)據(jù)指定更低頻側的曲線，頻率曲線也不移動，在鎖相回路維持可振蕩的狀態(tài)。結果，即使是元件偏差補償?shù)淖詣有Ｕ党蔀?或15的電路也沒有廢棄的必要，提高了生產成品率。
權利要求
1.一種電壓控制振蕩器，其特征在于，具備諧振電路，其包括負電阻元件、電感元件、根據(jù)外部施加的第一電壓改變電容的第一電容以及根據(jù)控制電壓改變電容的多個電容組成的第二電容；邏輯合成部件，其根據(jù)頻率信息和自動校正值確定輸出，根據(jù)基于上述邏輯合成部件的輸出的控制電壓，可改變上述第二電容的電容值。
2.權利要求1所述的電壓控制振蕩器，其特征在于，上述邏輯合成部件是根據(jù)上述頻率信息對上述自動校正值進行加法或者減法的運算部件，是在該運算結果為規(guī)定值時將該運算結果值返回運算前的值的部件。
3.權利要求1所述的電壓控制振蕩器，其特征在于，上述邏輯合成部件，是根據(jù)頻率信息和溫度信息對自動校正值進行加法或者減法的運算部件，是在該運算結果為規(guī)定值時將該運算結果值返回運算前的值的部件。
4.權利要求1所述的電壓控制振蕩器，其特征在于，上述自動校正值是M比特組成的數(shù)據(jù)，是該電壓控制振蕩器作為PLL電路的VCO使用時，根據(jù)上述第一電容的控制端子施加的電壓和基準電壓的比較結果逐個比特地依次確定的值。
5.權利要求1所述的電壓控制振蕩器，其特征在于，上述頻率信息，是根據(jù)構成PLL電路的分頻電路的分頻比和基準頻率可從外部指定的信息，根據(jù)該信息可識別控制頻率區(qū)域不同的至少三個頻率特性曲線。
6.一種振蕩頻率調節(jié)方法，其特征在于，是具備諧振電路的電壓控制振蕩器的振蕩頻率調節(jié)方法，所述諧振電路包括負電阻元件、電感元件、根據(jù)外部施加的第一電壓改變電容的第一電容以及根據(jù)控制電壓改變電容的多個電容組成的第二電容，該方法具備根據(jù)外部指定的頻率信息補正自動校正值的第一步驟；該補正值與規(guī)定值不同時將該值直接輸出，該補正值成為規(guī)定值時將補正值返回原值的第二步驟；根據(jù)作為上述第二步驟的結果而獲得的上述補正值，生成上述控制電壓的第三步驟。
7.一種振蕩頻率調節(jié)方法，其特征在于，是具備諧振電路的電壓控制振蕩器的振蕩頻率調節(jié)方法，所述諧振電路包括負電阻元件、電感元件、根據(jù)外部施加的第一電壓改變電容的第一電容以及根據(jù)控制電壓改變電容的多個電容組成的第二電容，該方法具備根據(jù)外部指定的頻率信息和檢測的溫度信息，補正自動校正值的第一步驟；該補正值與規(guī)定值不同時將該值直接輸出，該補正值成為規(guī)定值時將補正值返回原值的第二步驟；根據(jù)作為上述第二步驟的結果而獲得的上述補正值，生成上述控制電壓的第三步驟。
8.權利要求6、7的任一項所述的振蕩頻率調節(jié)方法，其特征在于，上述自動校正值是M比特組成的數(shù)據(jù)，是該電壓控制振蕩器作為PLL電路的VCO使用時，根據(jù)上述第一電容的控制端子施加的電壓和基準電壓的比較結果，從最上比特依次確定的值。
9.權利要求6、7的任一項所述的振蕩頻率調節(jié)方法，其特征在于，上述頻率信息，是根據(jù)構成PLL電路的分頻電路的分頻比和基準頻率可從外部指定的信息，根據(jù)該信息可識別控制頻率區(qū)域不同的至少三個頻率特性曲線。
全文摘要
本發(fā)明實現(xiàn)同時具備頻率曲線的切換功能和補償元件偏差引起的頻率曲線的變動的功能。其具備諧振電路，其包括負電阻元件(19b)、電感元件(19a)、根據(jù)外部施加的第一電壓(17)改變電容的第一電容(18)以及根據(jù)控制電壓改變電容的多個電容組成的第二電容(11)；邏輯合成部件(12)，其根據(jù)頻率信息(13)和自動校正值(14)確定輸出，根據(jù)基于上述邏輯合成部件的輸出的控制電壓，可改變上述第二電容的電容值。
文檔編號H03B7/00GK1773862SQ20051012470
公開日2006年5月17日 申請日期2005年11月9日 優(yōu)先權日2004年11月9日
發(fā)明者藤田研, 村瀨友宏 申請人:沖電氣工業(yè)株式會社