專利名稱：基于超寬帶無線電多頻帶ofdm的頻率產(chǎn)生的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及寬帶RF通信系統(tǒng)，特別是超寬帶(UWB)通信系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
從2002年二月以來，在FCC報(bào)告和規(guī)則02-48所規(guī)定的條件下，超寬帶信號已經(jīng)在美國是合法的了。簡而言之，UWB信號在從3.1GHz到10.7GHz的頻帶中不得以多于-41.2dBm/MHz的功率譜密度發(fā)射。在別處，甚至需要進(jìn)一步降低該功率以為保護(hù)已有業(yè)務(wù)。因?yàn)橛霉β首V密度來描述功率限制，發(fā)射功率與帶寬成比例，所以期望在經(jīng)濟(jì)和可行性限制內(nèi)盡可能多的占用帶寬，以及由此最大化可能的鏈路范圍。然而，鑒于隨著載波頻率而增加的RF路徑損耗，及增加的半導(dǎo)體器件的噪聲系數(shù)，初始的興趣集中于開發(fā)3.1-4.9GHz的頻譜。
形成了兩個(gè)用于UWB的競爭標(biāo)準(zhǔn)建議，一個(gè)由摩托羅拉支持并且另一個(gè)由被稱為多頻帶OFDM聯(lián)盟(MBOA)的公司聯(lián)合體支持。MBOA-OFDM(在下文中”MB-OFDM″)系統(tǒng)大量借用802.11a和802.11g的現(xiàn)有無線LAN概念。該OFDM信號由128個(gè)子載波組成。這些載波占用528MHz，所以該子載波間隔是4.125MHz。因?yàn)檩d波間隔是4.125MHz，導(dǎo)致OFDM符號長度必須是1/4.125e6＝242.42ns?？紤]到符號間干擾，應(yīng)用該符號長度(60.6ns)的1/4的零-能量前綴代替更傳統(tǒng)的周期前綴。最后增加了5個(gè)采樣的保護(hù)周期(9.47ns)?？偟腛FDM符號長度是312.5ns。
128個(gè)子載波的5個(gè)在頻帶邊緣被設(shè)置為零，從而實(shí)際的占用帶寬僅僅是507.375MHz(略寬于所要求的500MHz)。此外，128個(gè)子載波中僅僅有100個(gè)承載信息；其它或者是導(dǎo)頻，用戶定義的，或者為零。100個(gè)承載信息的音調(diào)傳送QPSK調(diào)制，從而每個(gè)提供2個(gè)比特，或者每個(gè)OFDM符號提供200個(gè)比特。從而總信息速率是(200/312.5e-9)，或者640Mbps。在考慮信道編碼冗余之后，最大保護(hù)數(shù)據(jù)速率是480Mbps(3/4速率碼)。
如上所述，單純的使用OFDM導(dǎo)致占用的頻譜僅僅超過500MHz，其低于5GHz之下可用UWB頻譜的三分之一。因?yàn)閭鬏敼β逝c占用帶寬成比例，不解決這個(gè)問題會對有效范圍具有重要的影響。MB-OFDM規(guī)范使用3-頻帶跳躍方案以實(shí)現(xiàn)帶寬的3-倍增加。采用的方法是在不同的頻帶中根據(jù)預(yù)先確定長度6的跳躍序列發(fā)射連續(xù)的OFDM符號。這些跳躍序列被設(shè)計(jì)成能最小化未協(xié)調(diào)的微網(wǎng)之間的沖突并且被稱作時(shí)間-頻率隔行掃描(TFITime-FrequencyInterleaving)碼。典型序列包括{1，2，3，1，2，3}，{3，2，1，3，2，1}，{1，1，2，2，3，3}等等，其中每個(gè)標(biāo)引表示一個(gè)具體的528MHz頻帶。
下表示出如何從基礎(chǔ)640Mbps未編碼的比特率獲得從53.3到480Mbps的PHY-SAP數(shù)據(jù)速率，其中通過三個(gè)途徑引入冗余，包括卷積編碼(速率1/3、11/32、1/2、5/8和3/4)、至IFFT的共軛對稱輸入(引入1/2的因數(shù))和時(shí)間擴(kuò)展，其中完整OFDM符號可以在不同頻率上重復(fù)。

圖1顯示了MB-OFDM UWB提案中的子頻帶配置。子頻帶被分成組(組A，組B，組C和組D)。最初的實(shí)施方案打算利用組A的三個(gè)子頻帶。還建議了七個(gè)頻帶的可選方案，使用組A和C的子頻帶。組B和D中的子頻帶目前被保留給可能的將來應(yīng)用。
參見圖2，框圖示出了用于產(chǎn)生以下三個(gè)頻率(以MHz為單位)3432，3960和4488的已知的MB-OFDM UWB接收機(jī)頻率發(fā)生器。(除非另作說明，在這里給出的所有頻率值都以MHz為單位。)耦接至本地振蕩器203的PLL 201產(chǎn)生4224的頻率。這個(gè)信號被應(yīng)用于兩個(gè)不同的路徑210和220。第一路徑將4224信號直接連接至單邊帶(SSB)混頻器231的一個(gè)輸入。SSB混頻器的輸出信號是所需的中心頻率，即，3432，3960或者4488。
第二路徑包括另一個(gè)SSB混頻器221，除法器223和225，和選擇器227。4224輸入信號被連續(xù)地除以因數(shù)8并且在除以2，以產(chǎn)生應(yīng)用于選擇器的一個(gè)輸入的264信號。264信號還被應(yīng)用于SSB混頻器的一個(gè)輸入。到SSB混頻器的其它輸入是在第一除法器223之后得到的528信號。SSB混頻器輸出應(yīng)用于選擇器其它輸入的792信號。
按照上述方式，第二路徑220產(chǎn)生264和792的頻率。其中一個(gè)頻率被選擇器227選擇并且應(yīng)用于SSB混頻器231的第二輸入以產(chǎn)生所需的中心頻率。特別是，當(dāng)?shù)诙窂疆a(chǎn)生264信號時(shí)，SSB混頻器輸出4224±264的信號，即4488和3960。盡管在這個(gè)圖(或后繼圖)中未示出，SSB混頻器231產(chǎn)生總和與差值(″+1和-1″)信號，并且門電路被用于選擇所需的中心頻率。當(dāng)?shù)诙窂疆a(chǎn)生792信號時(shí)，SSB混頻器輸出4224±792的信號，即5016(未使用)和3432。
SSB混頻器除了具有可觀的面積和能量需求之外，還典型地產(chǎn)生含有顯著″毛刺″(即，不需要的頻率成分)的輸出信號。如圖2所示，當(dāng)多路SSB混頻器被級聯(lián)連接時(shí)，不需要的毛刺的電勢被極大地提高。此外，因?yàn)橐淮萎a(chǎn)生僅僅一個(gè)單一的所需的頻率，所以系統(tǒng)設(shè)計(jì)要求被迫確保校正頻率在需要的時(shí)候是有效并且穩(wěn)定的。因此，需要頻率發(fā)生器克服上述問題。

發(fā)明內(nèi)容
一般而言，本發(fā)明規(guī)定使用一個(gè)或多個(gè)頻率合成器(例如，PLL等等)和一個(gè)或多個(gè)單邊帶混頻器，產(chǎn)生至少三個(gè)本地振蕩器信號，以接收占用一個(gè)頻率帶寬的相應(yīng)子頻帶的一個(gè)通信信號。根據(jù)某些實(shí)施方案，沿著給定的本地振蕩信號的輸出路徑僅僅遇到一個(gè)單邊帶混頻器，從而減少了毛刺。根據(jù)某些其它實(shí)施方案，三個(gè)本地振蕩信號被連續(xù)地產(chǎn)生。


本發(fā)明結(jié)合附圖可以從以下說明書中更充分地理解。附圖中圖1是示出了MB-OFDM UWB提案中的子頻帶結(jié)構(gòu)的圖。
圖2是已知的MB-OFDM UWB接收機(jī)頻率發(fā)生器的框圖；圖3是根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施方案的頻率發(fā)生器的框圖；
圖4是頻率發(fā)生器的另一個(gè)實(shí)施方案的框圖；圖5是圖4的頻率發(fā)生器的一個(gè)變型的框圖；圖6是圖4的頻率發(fā)生器的另一個(gè)變型的框圖；圖7是頻率發(fā)生器的進(jìn)一步實(shí)施方案的框圖；圖8是一個(gè)表，概述了圖7的頻率發(fā)生器的操作；具體實(shí)施方式
現(xiàn)在參考圖3，框圖示出了根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施方案的頻率發(fā)生器。提供了由共用的晶體振蕩器XO驅(qū)動的兩個(gè)PLL 310和320。第一PLL包括第一VCO，VCO1，其接收控制信號311并且產(chǎn)生相同的輸出信號313和315?；鶞?zhǔn)除法器317向下分頻晶體振蕩器的輸出信號并且將產(chǎn)生的信號應(yīng)用到頻率/相位比較器319。類似地，輸出除法器318向下分頻晶體振蕩器的輸出信號并且將產(chǎn)生的信號應(yīng)用到頻率/相位比較器319。頻率/相位比較器319產(chǎn)生由環(huán)形濾波器316過濾的誤差信號以便產(chǎn)生控制信號311。在該說明的實(shí)施方案中，第一PLL產(chǎn)生528的頻率，其等于子頻帶間隙。
第二PLL 320具有相似配置。在該說明的實(shí)施方案中，其產(chǎn)生3960的頻率，是子頻帶#2的中心頻率。第一和第二PLL的輸出信號在SSB混頻器331中混合在一起以產(chǎn)生3432和4488的頻率，分別對應(yīng)于子頻帶#1和#3。
注意，在以下描述的上述實(shí)施方案和其它實(shí)施方案中，一個(gè)或多個(gè)VCO可以在一些多路頻率上運(yùn)行，用被向下分頻的相關(guān)輸出信號示出。在一些情況下這樣的配置可以簡化VCO的設(shè)計(jì)。此外，可以使用不同于PLL的頻率合成技術(shù)，例如直接數(shù)字合成(DDS)或延遲鎖定環(huán)(DLL)。
替換實(shí)施方案在圖4中說明。在這個(gè)實(shí)施方案中，PLL1產(chǎn)生8976的頻率并且PLL2產(chǎn)生6864的頻率。使用除法器401和403將這些頻率除以2以得到4488和3432的頻率，分別對應(yīng)于子頻帶#3和子頻帶#1。因此，在這個(gè)實(shí)施方案中，用于三個(gè)子頻帶中的兩個(gè)子頻帶的頻率被直接產(chǎn)生，結(jié)果減少了毛刺。直接產(chǎn)生的兩個(gè)頻率中的一個(gè)是子頻帶#3，由于現(xiàn)有的頻譜應(yīng)用，其可能需要最大要求的毛刺過濾需求。通過直接產(chǎn)生用于子頻帶#3的頻率，與使用一個(gè)或多個(gè)SSB混頻器(以及產(chǎn)生的毛刺)產(chǎn)生子頻帶#3相比，過濾要求被降低。
用于子頻帶#3和子頻帶#1的頻率被再次向下除以2(405，407)，并且產(chǎn)生的頻率在SSB混頻器409中被混合在一起以獲得用于子頻帶#2的頻率(4488/2+3432/2＝7920/2＝3960)。
圖4的時(shí)鐘產(chǎn)生電路的變型在圖5和6中被分別說明。由PLL產(chǎn)生的特定的頻率和除法器的特定的結(jié)構(gòu)可能具有很多合理配置，像圖5和6的典型實(shí)施方案說明的一樣。
雖然最初的MB-OFDM方案預(yù)想使用子頻帶#1-3的三子頻帶系統(tǒng)，但是其它系統(tǒng)可以擴(kuò)展使用不同三個(gè)子頻帶的組合，或者可以使用很多子頻帶。例如，四個(gè)用于附加可用的子頻帶為子頻帶#6-9，分別對應(yīng)于6336，6864，7392，和7920的頻率。
參見圖7，所示的時(shí)鐘產(chǎn)生電路能夠產(chǎn)生上述所有的頻率。在圖7的時(shí)鐘產(chǎn)生電路中，由PLL1和PLL2產(chǎn)生的頻率分別是7392和12672。7392信號對應(yīng)于子頻帶#8并且被直接輸出。它也被輸入到SSB混頻器701用于產(chǎn)生子頻帶#1-3，6，7和9。12672信號通過可編程的1/K除法器703被向下分頻，其中K可以是2，3或者6，后面是1/4除法器705。1/4除法器的輸出信號被輸入到SSB混頻器。通過SSB混頻器產(chǎn)生的輸出信號包括子頻帶#6，7和9的頻率。后面的這些頻率是子頻帶#1，2和3的各自的頻率的兩倍。因此通過將SSB混頻器的輸出信號除以2(707)獲得子頻帶#1，2和3的頻率。
圖8歸納了圖7的電路如何產(chǎn)生所涉及的每個(gè)頻率，子頻帶#8是個(gè)例外，是直接產(chǎn)生的。
上述時(shí)鐘產(chǎn)生電路使用兩個(gè)PLL和一個(gè)SSB混頻器。根據(jù)本發(fā)明其它實(shí)施方案的其它時(shí)鐘產(chǎn)生電路可以使用更多或者更少數(shù)目的PLL和/或SSB混頻器。
參見圖9，示出了時(shí)鐘產(chǎn)生電路，其使用兩個(gè)PLL 910和920和兩個(gè)SSB混頻器931和933。第一PLL直接產(chǎn)生用于子頻帶#3的頻率。第二PLL產(chǎn)生的頻率是子頻帶間隙的兩倍(1056)。這個(gè)頻率被除以2(935)以獲得等于子頻帶間隙的頻率(528)。
兩個(gè)SSB混頻器用來產(chǎn)生分別用于子頻帶#1和2的頻率。為了產(chǎn)生子頻帶#1的頻率，4488信號與1056信號混合。為了產(chǎn)生子頻帶#1的頻率，4488信號與528信號混合。
參見圖10，時(shí)鐘產(chǎn)生電路被示出使用單一的PLL 1010和三個(gè)SSB混頻器1011，1013，和1015。PLL直接產(chǎn)生子頻帶#3的頻率?；祛l器1011和1013分別產(chǎn)生子頻帶#1和2的頻率，作為一個(gè)輸入使用子頻帶#3的頻率。其它輸入是等于子頻帶間隙(SSB混頻器1013)的528的頻率或者是等于子頻帶間隙(SSB混頻器1015)的兩倍的1056的頻率。后者的頻率通過一系列的二分頻除法器1017和SSB混頻器1015產(chǎn)生。SSB混頻器1015接收子頻帶#3(4488)的頻率和除法器鏈的最終輸出信號(即264的頻率)作為輸入，并且產(chǎn)生4224的頻率作為輸出信號。除法器鏈產(chǎn)生2112，1056和528的中間頻率。
在圖10的實(shí)施方案中，三個(gè)本地振蕩器信號被連續(xù)地產(chǎn)生，簡化了系統(tǒng)設(shè)計(jì)。
本領(lǐng)域的技術(shù)人員可以理解本發(fā)明可以以不脫離其精神及其實(shí)質(zhì)特點(diǎn)以其他具體形式實(shí)施。因此，從各方面來看，本說明書都被認(rèn)為是說明性而非限制性的。本發(fā)明的范圍通過附加的權(quán)利要求而不是上述說明書表示，并且在其等同物的含義和范圍內(nèi)的所有的變化都預(yù)定包含在其中。
權(quán)利要求
1.一種產(chǎn)生至少三個(gè)本地振蕩信號的方法，用于接收占用一個(gè)頻帶的相應(yīng)子頻帶的通信信號，該方法包括使用頻率合成直接產(chǎn)生至少第一本地振蕩器信號；以及通過將第一本地振蕩器信號和另一頻率信號混合產(chǎn)生至少第二本地振蕩器信號。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其中該另一頻率信號包括分離相鄰的子頻帶或者其整數(shù)倍數(shù)的偏移頻率。
3.如權(quán)利要求2所述的方法，其中該另一頻率信號包括分離相鄰的子頻帶的偏移頻率，進(jìn)一步包括通過將第一本地振蕩器信號和該偏移頻率的整數(shù)倍的另一頻率信號混合產(chǎn)生至少第三本地振蕩器信號。
4.如權(quán)利要求2所述的方法，其中該另一頻率信號包括分離相鄰子頻帶的偏移頻率的可選的整數(shù)倍。
5.如權(quán)利要求2所述的方法，包括產(chǎn)生用于三個(gè)鄰近的子頻帶的三個(gè)本地振蕩器信號，其中第一本地振蕩器信號對應(yīng)于三個(gè)子頻帶的中心子頻帶。
6.如權(quán)利要求1所述的方法，包括使用頻率合成直接產(chǎn)生第一和第三本地振蕩器信號；并且通過將從第一和第三本地振蕩器得到的信號混合產(chǎn)生第二本地振蕩器信號。
7.用于產(chǎn)生至少三個(gè)本地振蕩器信號的電路，用于接收占用頻帶的對應(yīng)的子頻帶的通信信號，包括用于合成第一本地振蕩頻率的裝置；以及響應(yīng)第一本地振蕩頻率和用于產(chǎn)生至少第二本地振蕩器信號的另一頻率信號的單邊帶混頻器。
8.如權(quán)利要求7所述的電路，其中該另一頻率信號包括分離相鄰的子頻帶或者其整數(shù)倍數(shù)的偏移頻率。
9.如權(quán)利要求8所述的電路，其中該另一頻率信號包括分離相鄰的子頻帶的偏移頻率，包括通過將第一本地振蕩器信號和該偏移頻率的整數(shù)倍數(shù)的另一頻率信號混合而產(chǎn)生至少第三本地振蕩器信號的另一單邊帶混頻器。
10.如權(quán)利要求8所述的電路，包括可編程除法器，用于產(chǎn)生分離相鄰子頻帶的偏移頻率的可選的整數(shù)倍作為另一頻率信號。
11.如權(quán)利要求8所述的電路，其中三個(gè)本地振蕩器信號用于三個(gè)鄰近的子頻帶，并且其中第一本地振蕩器信號對應(yīng)于三個(gè)子頻帶的中心子頻帶。
12.如權(quán)利要求7所述的電路，包括用于合成第三本地振蕩頻率的裝置，其中單邊帶混頻器混合源于第一和第三本地振蕩器信號的信號。
全文摘要
一般而言，本發(fā)明規(guī)定使用一個(gè)或多個(gè)頻率合成器(例如，PLL等等)和一個(gè)或多個(gè)單邊帶混頻器產(chǎn)生至少三個(gè)本地振蕩器信號，用于接收占用一個(gè)頻率帶寬的相應(yīng)子頻帶的通信信號。根據(jù)某些實(shí)施方案，沿著給定本地振蕩器信號的輸出路徑僅僅會遇到一個(gè)單邊帶混頻器，從而減少毛刺。根據(jù)某些其它實(shí)施例，連續(xù)地產(chǎn)生三個(gè)本地振蕩器信號。
文檔編號H03L7/16GK1922796SQ200580003174
公開日2007年2月28日 申請日期2005年1月26日 優(yōu)先權(quán)日2004年1月26日
發(fā)明者H·懷特, Y·張, D·布呂內(nèi)爾 申請人:皇家飛利浦電子股份有限公司