專利名稱：Iq誤差補(bǔ)償?shù)淖赃m應(yīng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一般而言涉及無線電發(fā)射機(jī)和無線電接收機(jī)中的誤差補(bǔ)償，特別涉及IQ調(diào)制器和IQ解調(diào)器的誤差補(bǔ)償(I＝同相，Q＝正交相位)。
背景技術(shù)：
使用模擬IQ調(diào)制器體系結(jié)構(gòu)能夠?qū)⒃跓o線電發(fā)射機(jī)中從基帶到射頻(RF)的上變頻執(zhí)行為單步“直接變頻”，或者使用數(shù)字和模擬混頻器能夠所述上變頻執(zhí)行為多步“數(shù)字中頻”變頻。一般地，IQ調(diào)制器體系結(jié)構(gòu)是優(yōu)選的，因?yàn)樗峁└玫男阅懿⑶也惶珡?fù)雜。然而，這也需要一種校正由IQ調(diào)制器產(chǎn)生的所謂IQ誤差的簡(jiǎn)單而有效的方法。
按照常規(guī)，在IQ誤差補(bǔ)償器中補(bǔ)償IQ誤差，該補(bǔ)償器的參數(shù)通過適配器使用基帶信號(hào)和來自所謂的觀察接收機(jī)的信號(hào)來確定。該觀察接收機(jī)以兩個(gè)步驟將來自功率放大器的射頻(RF)信號(hào)變頻到基帶。在第一步驟中，模擬混頻器將其變頻成中頻，在那里它被數(shù)字化。然后通過數(shù)字混頻器將數(shù)字化的中頻信號(hào)數(shù)字變頻到基帶的IQ信號(hào)。然而，該已知方法的缺陷在于不得不使用幾個(gè)模擬本地振蕩器，一個(gè)用于IQ調(diào)制器，一個(gè)用于觀察接收機(jī)。除了增加成本之外，該方法導(dǎo)致難以消除發(fā)射機(jī)和觀察接收機(jī)本地振蕩器的相位噪聲。還存在觀察接收機(jī)本地振蕩器泄漏的危險(xiǎn)。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是使用用于IQ誤差補(bǔ)償?shù)挠^察接收機(jī)來減少發(fā)射機(jī)或接收機(jī)中本地振蕩器的數(shù)量。
根據(jù)所附權(quán)利要求來實(shí)現(xiàn)該目的。
簡(jiǎn)單地說，本發(fā)明基于以下理解事實(shí)上有可能為IQ調(diào)制器和觀察接收機(jī)使用同一模擬本地振蕩器，只要該觀察接收機(jī)是實(shí)零差觀察接收機(jī)，并且此外引入RF信號(hào)處理以獲得足夠的信息來確定補(bǔ)償器參數(shù)。


通過參考以下結(jié)合附圖進(jìn)行的描述可以最好地理解本發(fā)明及其更多的目的和優(yōu)點(diǎn)，在附圖中圖1是常規(guī)IQ調(diào)制器誤差補(bǔ)償發(fā)射機(jī)的框圖；圖2是根據(jù)本發(fā)明的IQ調(diào)制器誤差補(bǔ)償發(fā)射機(jī)的第一實(shí)施例的框圖；圖3說明了圖2的IQ調(diào)制器誤差補(bǔ)償發(fā)射機(jī)的各種信號(hào)的頻譜；圖4是根據(jù)本發(fā)明的IQ調(diào)制器誤差補(bǔ)償發(fā)射機(jī)的第二實(shí)施例的框圖；圖5是根據(jù)本發(fā)明的IQ調(diào)制器誤差補(bǔ)償發(fā)射機(jī)的第三實(shí)施例的框圖；圖6是根據(jù)本發(fā)明的IQ調(diào)制器誤差補(bǔ)償發(fā)射機(jī)的第四實(shí)施例的框圖；圖7是根據(jù)本發(fā)明的IQ調(diào)制器誤差補(bǔ)償發(fā)射機(jī)的第五實(shí)施例的框圖；圖8是根據(jù)本發(fā)明的IQ調(diào)制器誤差補(bǔ)償接收機(jī)的第一實(shí)施例的框圖；以及圖9是根據(jù)本發(fā)明的IQ調(diào)制器誤差補(bǔ)償接收機(jī)的第二實(shí)施例的框圖。
具體實(shí)施例方式
在以下的描述中，相同的附圖標(biāo)記將被用于具有相同或相似功能的元件。
在無線電發(fā)射機(jī)中，通常在基帶上通過數(shù)字信號(hào)處理來產(chǎn)生信號(hào)，然后將該信號(hào)變頻成模擬RF信號(hào)。在“直接變頻”發(fā)射機(jī)中，通過兩個(gè)獨(dú)立的數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)將基帶信號(hào)的實(shí)部(I)和虛部(Q)轉(zhuǎn)換為模擬信號(hào)。通過兩個(gè)獨(dú)立的RF混頻器將來自DAC的輸出信號(hào)調(diào)變(transpose)到RF，并且將這兩個(gè)RF混頻器輸出加在一起以形成最終的RF信號(hào)。這兩個(gè)混頻器的射頻本地振蕩器信號(hào)是正交相位，因此該布置也被稱為模擬“IQ”(“同相”和“正交相位”)調(diào)制器。
模擬IQ體系結(jié)構(gòu)具有優(yōu)于上述數(shù)字IF體系結(jié)構(gòu)的若干重要優(yōu)點(diǎn)。濾波和本地振蕩器信號(hào)產(chǎn)生通常較簡(jiǎn)單，并且較少數(shù)量的所涉及頻率意味著對(duì)于寄生信號(hào)的較小危險(xiǎn)。尤其是，IQ調(diào)制器體系結(jié)構(gòu)(用于同一類型的DAC)給出了與數(shù)字IF體系結(jié)構(gòu)相比的雙倍帶寬(實(shí)際上，由于IQ體系結(jié)構(gòu)中較為簡(jiǎn)單的濾波，帶寬通常顯著地以多于兩倍的倍數(shù)進(jìn)行加倍，這是由于以下事實(shí)較少的帶寬必須作為“保護(hù)頻帶”而被“浪費(fèi)”。)。然而，IQ調(diào)制器具有IQ調(diào)制器誤差的問題。最重要的IQ誤差(或者“非理想性”)是載波泄漏，即兩個(gè)信號(hào)路徑的增益不是正好相等，并且總相位差不是恰好等于RF周期的四分之一。
在數(shù)字域中，能夠通過一些附加的數(shù)字信號(hào)處理來補(bǔ)償IQ誤差。這不困難，只要在足夠精確的定量細(xì)節(jié)上已知IQ誤差。換句話說，如果通過模型來描述非理想的IQ調(diào)制器，那么上述問題在于知道模型參數(shù)的值。然后在數(shù)字信號(hào)處理中實(shí)施“逆IQ誤差”(“IQ補(bǔ)償”)是容易的。由于產(chǎn)品參差(spread)以及由溫度、老化、濕度等等引起的漂移，IQ調(diào)制器參數(shù)處于變化中并且決不會(huì)先驗(yàn)地知道。于是標(biāo)準(zhǔn)的解決方案是具有自適應(yīng)IQ誤差補(bǔ)償。通過“觀察接收機(jī)”來監(jiān)控輸出信號(hào)，并且為了最大的輸出信號(hào)質(zhì)量而調(diào)節(jié)IQ補(bǔ)償器參數(shù)。
在無線電發(fā)射機(jī)中對(duì)于非理想性的自適應(yīng)校正的原理不限于IQ調(diào)制器。特別地，獨(dú)自使發(fā)射機(jī)的高功率RF放大器充分線性是困難的。因此，常常根據(jù)與用于IQ調(diào)制器的相同的原理進(jìn)行RF功率放大器非線性的自適應(yīng)校正(一般稱為“自適應(yīng)預(yù)失真線性化”)。在無線電發(fā)射機(jī)中，優(yōu)選地具有用于發(fā)射機(jī)的單個(gè)觀察接收機(jī)，根據(jù)該觀察接收機(jī)，可以使得所有的補(bǔ)償器(IQ誤差補(bǔ)償器、RF功率放大器預(yù)失真器、以及可能的更多類型)自適應(yīng)。
圖1是典型常規(guī)IQ調(diào)制器誤差補(bǔ)償系統(tǒng)的框圖。在該圖以及后面的附圖中，通過虛線來表示模擬實(shí)信號(hào)，通過實(shí)線來表示實(shí)數(shù)字信號(hào)，以及通過雙實(shí)線來表示復(fù)信號(hào)。如圖1的左下部分所示，復(fù)數(shù)字基帶信號(hào)被轉(zhuǎn)發(fā)到功率放大器(PA)預(yù)失真器10，該預(yù)失真器10對(duì)信號(hào)進(jìn)行預(yù)失真以抵消由射頻PA18所產(chǎn)生的失真。將預(yù)失真器10的復(fù)數(shù)字輸出信號(hào)轉(zhuǎn)發(fā)到IQ誤差補(bǔ)償器12，該IQ誤差補(bǔ)償器12補(bǔ)償由IQ調(diào)制器14所產(chǎn)生的誤差，該IQ調(diào)制器14在載波頻率fC上將復(fù)數(shù)字基帶信號(hào)變頻成實(shí)值模擬RF信號(hào)，該信號(hào)由PA18進(jìn)行放大。從本地振蕩器16中獲得載波信號(hào)。
耦合器20將來自PA18的實(shí)模擬RF信號(hào)的一小部分帶給觀察接收機(jī)22。觀察接收機(jī)22的輸入信號(hào)被轉(zhuǎn)發(fā)到模擬混頻器26，在模擬混頻器26中將該輸入信號(hào)與本地振蕩器24的cos(2πfDNt)相乘?；祛l器26的實(shí)模擬輸出信號(hào)在低通濾波器28中進(jìn)行濾波，并且以時(shí)鐘32所提供的采樣率Fs將所得到的實(shí)模擬中頻信號(hào)在A/D轉(zhuǎn)換器(ADC)30中進(jìn)行A/D轉(zhuǎn)換。在數(shù)字混頻器34中使用來自振蕩器36的復(fù)信號(hào)exp(-i2πFDIFt)將所得到的實(shí)數(shù)字信號(hào)下變頻成復(fù)數(shù)字基帶信號(hào)。在此，假設(shè)FDIF＝fC-fDN。所得到的復(fù)數(shù)字信號(hào)在低通濾波器38中進(jìn)行濾波以形成下變頻復(fù)數(shù)字基帶信號(hào)。如果系統(tǒng)的所有部件都是理想的，那么原始基帶信號(hào)和下變頻信號(hào)應(yīng)該相同(一直到環(huán)路的比例因子和時(shí)間延遲)。由于這些信號(hào)通常因IQ調(diào)制器14和功率放大器18中所產(chǎn)生的失真而不相等，所以在適配器40中比較上述兩個(gè)信號(hào)，其目的是調(diào)節(jié)預(yù)失真器10和IQ誤差補(bǔ)償器12的參數(shù)以使所述信號(hào)盡可能相等。
常規(guī)IQ調(diào)制器誤差補(bǔ)償系統(tǒng)的缺陷在于，它需要分別工作在不同頻率fc和fDN的兩個(gè)模擬本地振蕩器16、24。首先，這導(dǎo)致振蕩器部件的高成本。其次，消除發(fā)射機(jī)和觀察接收機(jī)的本地振蕩器的相位噪聲是復(fù)雜的。還存在觀察接收機(jī)振蕩器泄漏的危險(xiǎn)。
如前段所述，使用兩個(gè)模擬本地振蕩器的現(xiàn)有系統(tǒng)具有若干缺陷。通過為發(fā)射機(jī)中的上變頻和觀察接收機(jī)中的下變頻使用單個(gè)模擬振蕩器來消除這些缺陷將是所期望的。顯而易見的解決方案是使用通過與IQ調(diào)制器相同的本地振蕩器所驅(qū)動(dòng)的模擬IQ解調(diào)器。如果能夠使用理想的IQ解調(diào)器，那么這將很好地起作用。然而，在實(shí)際中，IQ解調(diào)器具有與IQ調(diào)制器相同類型的非理想性。所以，在實(shí)際中不可能單獨(dú)確定發(fā)射機(jī)的IQ誤差，而僅能夠確定發(fā)射機(jī)的IQ調(diào)制器和觀察接收機(jī)的IQ解調(diào)器的組合誤差。根據(jù)本發(fā)明，代替使用IQ解調(diào)器，建議使用零差觀察接收機(jī)。零差觀察接收機(jī)使用與IQ調(diào)制器相同的本地振蕩器在單個(gè)下變頻中將模擬實(shí)RF信號(hào)下調(diào)變到實(shí)基帶信號(hào)。下述為真實(shí)的所述零差觀察接收機(jī)還產(chǎn)生誤差，但這些能夠與IQ調(diào)制器誤差分開被確定，如以下所示。以前不建議所述解決方案的可能原因在于，現(xiàn)有技術(shù)的一般假設(shè)是具有自適應(yīng)預(yù)失真RF PA和/或預(yù)補(bǔ)償IQ調(diào)制器的發(fā)射機(jī)的觀察接收機(jī)不得不具有至少與輸入信號(hào)帶寬一樣大的數(shù)字帶寬(例如奈奎斯特帶寬)。然而，如以下所示，該假設(shè)不正確。事實(shí)上，觀察接收機(jī)可以具有任意小的數(shù)字帶寬(任意小的采樣率)和(在基帶上)下降到(失真)信號(hào)帶寬的一半的模擬帶寬。
圖2是根據(jù)本發(fā)明的IQ調(diào)制器誤差補(bǔ)償系統(tǒng)的基本結(jié)構(gòu)的框圖。該框圖的以下描述將經(jīng)常涉及圖3中各種信號(hào)的頻譜。如在圖1的常規(guī)系統(tǒng)中，復(fù)輸入信號(hào)S1被預(yù)失真、IQ誤差補(bǔ)償、上變頻和放大成RF信號(hào)，其一部分S2被轉(zhuǎn)發(fā)到零差觀察接收機(jī)42。在本應(yīng)用中，假設(shè)零差觀察接收機(jī)接收實(shí)RF信號(hào)，并且在單個(gè)混頻步驟中產(chǎn)生實(shí)基帶信號(hào)。所以，在混頻器26中將信號(hào)S2與本地振蕩器16的載波信號(hào)混頻以產(chǎn)生模擬信號(hào)S3，所述載波信號(hào)也驅(qū)動(dòng)IQ調(diào)制器14。在濾波器28中進(jìn)行低通濾波之后獲得模擬信號(hào)S4。最后，在ADC30中以采樣頻率FS對(duì)信號(hào)S4進(jìn)行A/D轉(zhuǎn)換以產(chǎn)生實(shí)數(shù)字信號(hào)S5，該實(shí)數(shù)字信號(hào)S5被轉(zhuǎn)發(fā)到適配器40。在輸入信號(hào)側(cè)，不是將信號(hào)S1直接轉(zhuǎn)發(fā)到適配器40，如圖1的常規(guī)系統(tǒng)所做的那樣，通過元件44僅提取實(shí)(I)分量。在下采樣器46中將該實(shí)分量下采樣到與信號(hào)S5相同的采樣率FS。所得到的信號(hào)S7被轉(zhuǎn)發(fā)到適配器40以作為參考信號(hào)。如果采樣率FS與元件44的采樣相同，那么可以省略下采樣器46。
研究圖3(應(yīng)該注意，圖3中的曲線僅是功率譜的草圖，其不是按比例繪制的)，注意到由于零差下變頻，圖3(c)中的信號(hào)S4的頻譜相對(duì)于圖3(a)中原始輸入信號(hào)S1的頻譜而失真。然而，還可以注意在圖3(c)中，信號(hào)S6(輸入信號(hào)的實(shí)部)的頻譜以正好相同的方式失真。對(duì)于圖3(d)中的數(shù)字化信號(hào)S5和下采樣信號(hào)S7而言存在相同的結(jié)論。所以，盡管信號(hào)S5和S7的頻譜已失真，但是仍舊在適配器40中對(duì)它們進(jìn)行比較，因?yàn)樗鼈兪艿搅讼嗤氖д妗?br> 在圖3(d)中，選擇高于奈奎斯特頻率的采樣率以避免混疊。所以，從圖3(c)到圖3(d)不存在進(jìn)一步失真。然而，如圖3(e)所示，采樣率可以被選擇低于奈奎斯特頻率(實(shí)際上為任意低)，因?yàn)閮蓚€(gè)信號(hào)都將受到相同的混疊。所述信號(hào)仍舊能在適配器40中進(jìn)行比較。
所以結(jié)論是，與普遍的觀點(diǎn)相反，具有任意低的采樣率的零差觀察接收機(jī)實(shí)際上可以用在IQ調(diào)制器誤差校正發(fā)射機(jī)中，只要將參考信號(hào)修改成下采樣到相同采樣率的輸入信號(hào)的實(shí)部。
盡管已經(jīng)示出零差觀察接收機(jī)的輸出信號(hào)S5實(shí)際上在適配器4中可以與實(shí)參考信號(hào)S7進(jìn)行比較，但是因?yàn)閮蓚€(gè)信號(hào)都受到了相同的失真，所以可能被爭(zhēng)論的是，這些信號(hào)中的信息內(nèi)容被減少到如此的程度，以至于不再可能將它們用于IQ調(diào)制器誤差補(bǔ)償器12的自適應(yīng)。畢竟，通過在元件44中獲取參考信號(hào)的實(shí)部，一半的信息被丟棄。現(xiàn)在將更詳細(xì)地討論該問題。
如上所述，模擬IQ調(diào)制器具有非理想性(IQ調(diào)制器誤差)。最重要的兩個(gè)是輸入復(fù)值基帶信號(hào)的DC漂移以及輸入信號(hào)的實(shí)(I)和虛(Q)分量的不平衡和混頻。第一非理想性可以被等價(jià)地描述為載波泄漏。后一非理想性可以被等價(jià)地描述為在頻域中相應(yīng)上下邊帶頻率分量之間的不平衡和混頻。在使用IQ體系結(jié)構(gòu)的發(fā)射機(jī)中，在數(shù)字復(fù)基帶中能夠補(bǔ)償IQ調(diào)制器誤差和功率放大器的非線性。然而，為了使之成為可能，觀察接收機(jī)的輸出信號(hào)不得不包含與IQ調(diào)制器和功率放大器的所有相關(guān)非理想性有關(guān)的無歧義信息。
零差觀察接收機(jī)將載波泄漏向下調(diào)變到零頻率。因?yàn)橛^察接收機(jī)的輸出是實(shí)值，所以這意味著“獲取”IQ調(diào)制器的復(fù)值DC漂移的“實(shí)部”。觀察接收機(jī)的輸出信號(hào)與IQ調(diào)制器的DC漂移的虛部無關(guān)，所以似乎不存在足夠的信息來補(bǔ)償IQ調(diào)制器DC漂移。而且，觀察接收機(jī)通常也不是理想的，并且提供它自己的DC漂移。所以，甚至似乎不可能確定IQ調(diào)制器的DC漂移的實(shí)部。僅觀察接收機(jī)的DC漂移與IQ調(diào)制器的DC漂移的實(shí)部之和似乎是可得到的。同樣，當(dāng)觀察接收機(jī)獲取信號(hào)的實(shí)部時(shí)，不會(huì)獲得有關(guān)上下邊帶頻率分量的獨(dú)立信息。所以，似乎不存在足夠可用的信息以使得發(fā)射機(jī)的I/Q不平衡和混頻誤差的補(bǔ)償自適應(yīng)。盡管上述討論主要針對(duì)DC漂移(由于零差觀察接收機(jī)中的額外DC漂移而使得它們更加難以確定)，但是類似的說明也適用于IQ不平衡。
在前段的討論中，注意的是忽略了功率放大器的非線性。證明了這實(shí)際上是針對(duì)在此討論問題的解決方案的一種暗示。如果IQ調(diào)制器和觀察接收機(jī)之間存在非線性，那么IQ調(diào)制器的載波泄漏信號(hào)將與信息信號(hào)混頻，并且形成附加失真分量。涉及兩個(gè)IQ調(diào)制器DC漂移參數(shù)的信息不僅將駐留在載波頻率信號(hào)分量中，而且駐留在多個(gè)失真信號(hào)分量中。在大多數(shù)情況中，即使在“獲取實(shí)部”之后，涉及DC漂移的三個(gè)或更多個(gè)獨(dú)立信號(hào)分量也將保留，并且能夠明確地確定這三個(gè)DC漂移參數(shù)值。
在前段中所述的特征需要充分非線性的功率放大器。如果不是這種情況，那么在IQ調(diào)制器和觀察接收機(jī)之間的路徑上有意添加附加非線性是可能的。圖4說明了所述實(shí)施例的實(shí)例。當(dāng)開關(guān)54處于上面的位置時(shí)，僅使用PA非線性本身。如果單獨(dú)PA的失真將證明是太小以至于不能使得IQ調(diào)制器自適應(yīng)，那么接入附加的非線性52，并且使得預(yù)失真器和IQ誤差補(bǔ)償器自適應(yīng)。然后凍結(jié)IQ誤差補(bǔ)償器參數(shù)，并且斷開額外的非線性52以使得預(yù)失真器自適應(yīng)到它的正確設(shè)置。圖4的實(shí)施例還包括加法器48，其對(duì)觀察接收機(jī)42所確定的DC漂移進(jìn)行相加；以及延遲元件50，其通過說明由包含觀察接收機(jī)的反饋環(huán)路引起的延遲來使得適配器40的輸入信號(hào)同步。作為選擇，可以認(rèn)為這些元件被包含在適配器40中。這是在圖2的實(shí)施例所采用的觀點(diǎn)，其中它們未被明確示出。
在圖4的實(shí)施例中，在IQ參數(shù)的自適應(yīng)期間預(yù)失真器10被設(shè)置為錯(cuò)誤設(shè)置。避免該特征的各種方法的確存在。一種可能性是在PA18之前代替地放置額外的非線性。然而，折衷可能是更寬頻帶的DAC和上變頻器以便實(shí)現(xiàn)線性化。另一種可能性是通過使得模型輸出信號(hào)盡可能等于觀察接收機(jī)信號(hào)來使IQ調(diào)制器和PA以及可能的額外非線性的模型的參數(shù)自適應(yīng)。然后直接從該模型中獲得正確IQ誤差補(bǔ)償器和預(yù)失真器參數(shù)值。
解決IQ調(diào)制器的三個(gè)自變量、實(shí)和虛DC漂移以及觀察接收機(jī)的DC漂移的另一方法是使得觀察接收機(jī)“獲取”由三個(gè)不同相位角移動(dòng)的PA輸出信號(hào)相位的“實(shí)部”。以這種方式，獲得DC漂移、I/Q混頻和平衡誤差的三個(gè)不同的投影。圖5說明了實(shí)施該想法的實(shí)施例。在該實(shí)施例中，適配器40控制移相器56以將本地振蕩器56的三個(gè)不同相移施加到零差觀察接收機(jī)中的混頻器。優(yōu)選的是，相位是2pi/3、0和-2pi/3，但其他值也是可能的，只要它們足夠不同以產(chǎn)生不同的I/Q混頻。適配器40的自適應(yīng)工作照常調(diào)節(jié)所有的補(bǔ)償器參數(shù)，以使適配器的兩個(gè)輸入信號(hào)變得盡可能相等。為了使這個(gè)起作用，參考輸入信號(hào)也不得不被給予與觀察接收機(jī)信號(hào)相同的相移，如由移相器58所示。由于觀察接收機(jī)相移的值可以以與發(fā)射機(jī)非理想性相同的方式漂移，所以適配器也不得不更新補(bǔ)償相移值。
在取出信號(hào)給觀察接收機(jī)的末級(jí)耦合器20之前，IQ補(bǔ)償器補(bǔ)償?shù)桨l(fā)射機(jī)中的所有載波泄漏，而不僅僅是IQ調(diào)制器的DC漂移。這是對(duì)于觀察接收機(jī)而言使用與發(fā)射機(jī)相同的本地振蕩器的附加優(yōu)點(diǎn)。然而，這僅適用于在移相器56之前的泄漏。移相器之后的泄漏不得不通過硬件來保持到足夠低的水平。理想的是，觀察接收機(jī)混頻器的本地振蕩器輸入不應(yīng)該從其RF輸入泄漏。實(shí)際上將發(fā)生一些泄漏。盡管這不是嚴(yán)重的問題。該泄漏例如能夠通過混頻器之前的隔離器被衰減到足夠低的水平。這可以是例如環(huán)行器類型的隔離器或具有足夠低反向增益的緩沖放大器。通過在圖3中使用適當(dāng)端接的定向耦合器20也能夠衰減潛在的泄漏。
通過為觀察接收機(jī)和發(fā)射機(jī)使用相同的本地振蕩器，消除了振蕩器的相位噪聲對(duì)所估計(jì)的參數(shù)值的有害影響。為了有效地消除相位噪聲，從本地振蕩器到觀察接收機(jī)混頻器的本地振蕩器輸入的時(shí)間延遲應(yīng)該被調(diào)節(jié)，以等于從本地振蕩器經(jīng)由IQ調(diào)制器和PA到觀察接收機(jī)混頻器的RF輸入的路徑的時(shí)間延遲。該延遲通常不該如此敏感以至于需要自適應(yīng)，但在設(shè)計(jì)上固定的延遲通常應(yīng)該是這樣的。
在一些應(yīng)用中認(rèn)為迄今為止所述的本發(fā)明實(shí)施例的自適應(yīng)太慢。正確參數(shù)可能緩慢收斂的原因在于適配器不具有以下先驗(yàn)知識(shí)，即迭代應(yīng)該在參數(shù)空間上具有什么方向以減少誤差。圖6說明了解決該潛在問題的實(shí)施例。在圖6中，不是直接使PA預(yù)失真器10和IQ誤差補(bǔ)償器12自適應(yīng)，而是在模型適配器70中使得這些元件的模型62和64分別自適應(yīng)(在該實(shí)施例中，所述模型工作在數(shù)字基帶上，并且在預(yù)失真器10和補(bǔ)償器12之后獲取參考信號(hào))。然后通過在反轉(zhuǎn)器(inverter)66和68中反轉(zhuǎn)自適應(yīng)模型來獲得補(bǔ)償參數(shù)。該方法的優(yōu)點(diǎn)在于對(duì)于模型適配器70而言，模型是已知的(模型的定義公式以及參數(shù)和輸入信號(hào)的值)。所以，模型適配器能夠在參數(shù)空間中確定模型輸出采樣的梯度(模型輸出信號(hào)關(guān)于參數(shù)的偏導(dǎo)數(shù))。這向模型適配器通知在參數(shù)空間中采用什么方向以便減少誤差，這就使自適應(yīng)更加有效。
APPENDIX(附錄)中也說明了根據(jù)本發(fā)明的自適應(yīng)原理，它包括注釋的MATLAB代碼，該代碼仿真根據(jù)本發(fā)明的發(fā)射機(jī)的特性。主程序“test”調(diào)用若干子程序“IQmodulator”、“mlphases3”、“rhdtor1”、“fpol1”，它們分別仿真IQ調(diào)制器14、移相器56、觀察接收機(jī)42和功率放大器18的特性。通過添加和除去注釋起始符號(hào)(％)，不同功率放大器模型(具有不同非線性特性)可以通過運(yùn)行程序“test”而被研究。同樣，可以包括或排除移相器。
如上所述，圖6的實(shí)施例的優(yōu)點(diǎn)在于，與其他所述實(shí)施例相比，其提供了更快的自適應(yīng)。然而，潛在的缺點(diǎn)在于，它對(duì)于建模誤差(IQ調(diào)制器模型和PA模型中的誤差、以及反轉(zhuǎn)器中可能的誤差)可能是敏感的。原因在于它是“開環(huán)”方法，即參考信號(hào)不是實(shí)際的輸入信號(hào)，而是在預(yù)失真器10和補(bǔ)償器12之后獲得的信號(hào)。另一方面，圖5的實(shí)施例可能具有緩慢的自適應(yīng)，但它是非常魯棒的，因?yàn)樗恰伴]環(huán)”實(shí)施(參考信號(hào)是實(shí)際的輸入信號(hào))。如果可以接受額外的復(fù)雜性，那么可以組合這兩個(gè)實(shí)施例以提供一個(gè)魯棒的并具有快速自適應(yīng)的實(shí)施例。在圖7中說明了這樣的實(shí)施例。在該實(shí)施例中，IQ調(diào)制器模型62和PA模型64沒有被直接連接到適配器40。它們而是被連接到模型適配器70，該模型適配器70使得模型自適應(yīng)。所述模型的這種自適應(yīng)的目的是獲得梯度估計(jì)以在實(shí)際IQ誤差補(bǔ)償參數(shù)和PA預(yù)失真參數(shù)的閉環(huán)自適應(yīng)中幫助適配器40。為了避免圖的混亂，將模型適配器70示為直接連接到PA模型64。然而將會(huì)理解，在PA模型64和模型適配器70之間實(shí)際上必須包括一系列元件58、44、46、58、50。這通過到模型適配器70的時(shí)鐘信號(hào)Fs被隱含地指示。
在以上的描述中，假設(shè)了在功率放大器之后獲取觀察接收機(jī)的輸入信號(hào)。另一可能性是在IQ調(diào)制器之后直接獲得它。在所述實(shí)施例中僅補(bǔ)償了IQ調(diào)制器。
到現(xiàn)在為止，已經(jīng)參考無線電發(fā)射機(jī)基本上描述了本發(fā)明。然而，相同的原理也可以用于無線電接收機(jī)的IQ誤差補(bǔ)償器的自適應(yīng)。這通過圖8和9的實(shí)施例進(jìn)行說明。在圖8的實(shí)施例中，通過同一本地振蕩器16來驅(qū)動(dòng)IQ解調(diào)器80和實(shí)零差觀察接收機(jī)42。如在圖5的發(fā)射機(jī)實(shí)施例中那樣，受控于適配器40的移相器56被用于提供三個(gè)不同的I/Q分量混頻。實(shí)際上，通過比較圖8和圖5，注意到發(fā)射機(jī)和接收機(jī)基本上包括相同的元件。不同之處在于功率放大器及其預(yù)失真器在接收機(jī)中不存在，IQ解調(diào)器代替了IQ調(diào)制器，以及信號(hào)流被反轉(zhuǎn)。所以，可以以非常對(duì)稱的方式在發(fā)射機(jī)和接收機(jī)中使用本發(fā)明相同的基本思想。
圖9是根據(jù)本發(fā)明的接收機(jī)的另一實(shí)施例。該實(shí)施例對(duì)應(yīng)于圖4的發(fā)射機(jī)實(shí)施例。非線性元件52提供增強(qiáng)失真的信息。在到適配器40的基帶輸入路徑中的鏈44、46、48、50之前提供相應(yīng)的非線性模型82。優(yōu)選地通過適配器40對(duì)數(shù)字非線性模型82進(jìn)行調(diào)節(jié)，以成為等價(jià)于模擬RF非線性52的真正復(fù)基帶。由于RF非線性應(yīng)該僅提供互調(diào)失真而不提供整流和諧波，以便在復(fù)基帶上進(jìn)行建模，所以優(yōu)選地將帶通濾波器插入在非線性和觀察接收機(jī)42之間。
對(duì)應(yīng)于圖6和7的發(fā)射機(jī)實(shí)施例的接收機(jī)實(shí)施例也是可能的。然而這些并沒有被明確地說明，因?yàn)榛趨⒖紙D6和7所給出的信息，它們的實(shí)施對(duì)于本領(lǐng)域技術(shù)人員來說是簡(jiǎn)單明了的。
本領(lǐng)域技術(shù)人員將會(huì)理解，可以對(duì)本發(fā)明進(jìn)行各種修改和改變而不脫離其范圍，所述范圍由所附權(quán)利要求書來限定。
APPENDIXfunction test％ test of using″direct conversion″ for both TX and TOR，the％ IQ-modulator having″IQ-imbalance″(″gain imbalance and％ phase error″)and″DC-shift″(for I and for Q) errors，the％ TOR is mixing to real baseband and having ″DC-shift″e(cuò)rror％ (optionally)a″phaseshifter″is included，to improve the％ condition number for″low-non-linearity″PAs％ the parameter values (of IQ-modulator and PA，and of％ optionally added) additional phase-shifter) are estimated by％ Newton′s method％ IQ-modulator parameters:
zDC＝0.03-i*0.02；％(DC-shift of IQ-modulator(complex))alpha＝0.01； ％(phase error angle(radians)of IQ-modulator)betha＝0.01； ％(amplitude un-balance angle (radians) of IQ-％ modulator)iqparams＝[alpha；betha；real(zDC)；imag(zDC)]；％(place in vector)％ TOR parameters:
xDC＝-0.02；％(DC-shift of TOR(real))％ switch:include/exclude phaseshifter by out-commenting one of％ the two following lines and keep the other，％ phaseshifts are(zero and) the vector VrvVrv＝(2*pi/3)*[-1；1]；％ include phaseshifter％ Vrv＝[]；％exclude phaseshifterNVrv＝length(Vrv)N1＝128； ％(length of sample sequence)Ainmax＝1； ％(maximum_sampled_amplitude(enough，because no％ memory effect))％ PA parameters:
％ (polynomial coefficients(for″PA″))％ polcofs＝[1；-0.05+i*0.06；-0.04]；％ polcofs＝[1；-5e-2]；polcofs＝1；％(use″ideal PA″)K2＝length(polcofs)；％ (very simple signal generator)zin＝(Ainmax/sqrt(2))*((rand(N1，1)-0.5) +i*(rand(N1，1)-0.5))；Dzin00＝repmat(NaN，N1，0)；
％ run ″actual″ TXzut＝IQmodulator(zin，iqparams)； ％(″IQ-modulator″)zut＝fpol1(zut，Dzin00，polcofs)； ％(″PA″)if NVrv＞0；zut＝mlphases3(zut，Dzin00，
)；％(″phaseshifter″)end；xut＝rhdtorl(zut，Dzin00，K2，xDC)；％(″TOR″)％ initial deviation of″model″from″actual″(″e(cuò)rror″)if K2＝＝3；polcofs1＝polcofs+
；elseif K2＝＝2；polcofs1＝polcofs+
；elseif K2＝＝1；polcofs1＝polcofs+0.001；else；error(′K2＞3 not yet implemented′)end；xDC1＝xDC+1e-5；iqparams1＝iqparams+[1；2；-1；1]*1e-3；if NVrv＞0；Vrv1＝Vrv+1e-3；else；Vrv1＝[]；end；maxERROR0＝max([max(abs(polcofs1-polcofs))，. . .
max(abs([iqparams1-iqparams；xDC1-xDC]))max(abs(Vrv1-Vrv))])for k111＝1:3；％(Newton iterations)disp([′***iteration no.′，num2str(k111)，′***′])％ run ″model″TX[z1，Dz1]＝IQmodulator(zin，iqparams1)；[z1，Dz1]＝fpol1(z1，Dz1，polcofs1)；if NVrv＞0；[z1，Dz1]＝mlphases3(z1，Dz1，
)；Dz1＝Dz1(:，2:end)；end；[xut1，Dxut1]＝rhdtorl(z1，Dz1，K2，xDC1)；％ compute corrections for″model″parameter valuesif 1＝＝2；％ use Dxut1 directly，do not form normal matrix
ConditionNumber＝cond(Dxut1)；disp([′ConditionNumber＝′，num2str(ConditionNumber)])；dcv1＝Dxut1\(xut-xut1)；else；％ do not use Dxut1 directly，form normal matrixNM1＝Dxut1′*Dxut1；ConditionNumber＝cond(NM1)；disp([′ConditionNumber＝′，num2str(ConditionNumber)])；dcv1＝NM1\(Dxut1′*(xut-xut1))；end；NDx＝size(Dxut1，2)；dpolcofs1＝dcv1(NDx-2*K2+1:2:NDx-1)+i*dcv1(NDx-2*K2+2:2:NDx)；diqparams1＝dcv1(NDx-2*K2-3:NDx-2*K2)；dxdc1＝dcv1(1)；％ up-date″model″parameter values(but let phaseshifter wait)polcofs1＝polcofs1+dpolcofs1；xDC1＝xDC1+dxdc1；iqparams1＝iqparams1+diqparams1；％ up-date for″model″phaseshifter，if applicableif NVrv＞0；dVrv1＝dcvl(2:3)；Vrv1＝Vrv1+dVrv1；end；％ print maximal remaining″model″parameter value errormaxERRpc＝max(abs(polcofs1-polcofs))；maxERRiq＝max(abs(iqparams1-iqparams))；maxERRxdc＝abs(xDC1-xDC)；maxERRvrv＝max(abs(Vrv1-Vrv))；maxERROR＝max([maxERRpc，maxERRiq，maxERRxdc，maxERRvrv])；disp([′maximal parameter value error＝′，num2str(maxERROR)])；end；％(end Newton iterations)
function [out，Dout]＝IQmodulator(in，iqparams)％ out＝ the IQ-modulator output％ Dout＝the derivatives of the IQ-modulator output with％ respect to the IQ-modulator parameters in％ complex input signal column vector％ iqparams (1) ＝ ″alpha″(phase error angle)％ iqparams (2) ＝ ″betha″(amplitude un-balance angle)％ iqparams (3) ＝ ″xi″ (I carrier leakage (″DC-shift″))％ iqparams (4) ＝ ″e(cuò)tha″ (Q carrier leakage (″DC-shift″))I＝real(in)；Q＝imag(in)；sb＝sqrt(2)*sin(iqparams(2)+pi/4)；cb＝sqrt(2)*cos(iqparams(2)+pi/4)；sa＝sin(iqparams(1))；ca＝cos(iqparams(1))；out＝sb*(ca*I+sa*Q)+iqparams(3)+i*(cb*(sa*I+ca*Q)+iqparams(4))；Dout＝repmat(NaN，length(in)，4)；Dout(:，1)＝-sb*sa*I+sb*ca*Q+i*(cb*ca*I-cb*sa*Q)；Dout(:，2)＝cb*ca*I+cb*sa*Q+i*(-sb*sa*I-sb*ca*Q)；Dout(:，3)＝ones(length(in)，1)；Dout(:，4)＝repmat(i，length(in)，1)；
function [zut， Dzut]＝mlphases3 (zin，Dzin，Vrv，iv)％ memoryless phaseshifter％ zin input signal％ Dzin input partial derivatives of input signal％ Vrv the phase-shifts％ iv index vector for phase-shifts， optional input％ zut output signal％ Dzut partial derivatives of output signal，％ the derivative with respect to the phase-shift％ is placed in column no. 1-length(Vrv)，and all％ the other derivatives shifted length(Vrv) coulumns upNVrv＝length (Vrv)；N1＝length (zin)；ND1＝size (Dzin，2 )；if nargin＜4；iv＝repmat(NVrv，N1，1)；n2＝0；for k1＝1:NVrv-1；n1＝n2+1；n2＝floor(k1*N1/NVrv)；iv(n1: n2)＝k1；end；end；phasevec＝reshape(Vrv(iv)，N1，1)；zkp＝exp(i*phasevec)；zut＝zkp. *zin；Dzut＝zeros(N1，ND1+NVrv)；Dzut(:，NVrv+1:NDi+NVrv)＝repmat(zkp，1，ND1).*Dzin；％Dzut(:，1) ＝i*zut；for k1＝1:N1；Dzut (k1，iv(k1))＝i*zut(k1)；end；
function [xut，Dxut]＝rhdtorl(zin，Dzin，K1，xDC)％ real homodyne transmitter observation receiver，％ model 1(memoryless model)xut＝real(zin)+xDC；D2＝size(Dzin，2)；N1＝size(zin，1)；if D2 ＞ 0；D1＝D2-K1；DD1＝D1+1；DD2＝DD1+2*K1；Dxut＝zercs(N1，DD2)；％ derivative with respect to xDCDxut(:，1)＝ones(N1，1)；％ derivatives with respect to old real parametersDxut(:，2:DD1)＝real(Dzin(:，1:D1))；％ derivatives with respect to real part of％ old complex parametersDxut(:，DD1+1:2:DD2-1)＝real(Dzin(:，D1+1:D2))；％ derivatives with respect to imaginary part of％ old complex parametersDxut(:，DD1+2:2:DD2)＝-imag(Dzin(:，D1+1:D2))；else；Dxut＝ones(N1，1)；end；
function [zut，Dzut]＝fpol1(zin，Dzin，polcofs)％ Memoryless non-linear polynomial transfer function.
％ Both value，and derivative with respect to its own％ parameters(the polynomial coefficients) and the％ parameters of the inputted function.
％ zininput signal％ Dzin partial derivatives of input signal％ polcofsparameter values(polynomial coefficients)％ zutoutput signal％ Dzout partial derivatives of output signal，％the derivatives with respect to the same real％parameters as for derivatives in Dzin in the first％columns，and the derivatives with respect to the％complex parameters polcofs in the last columnsN1＝length(zin)；K1＝length(polcofs)；D1＝size(Dzin，2)；D2＝D1+K1；zinas＝abs(zin).^2；zut＝repmat(polcofs(K1)，N1，1)；for k1＝K1-1:-1:1；zut＝zut.*zinas+repmat(polcofs (k1)，N1，1)；end；％(zut is by now ″g″，the large-signal gain)DgDzin＝2* (K1-1) *repmat(polcofs(K1)，N1，1)；for k1＝K1-1:-1:2；DgDzin＝DgDzin.*zinas+2* (k1-1)*repmat(polcofs(k1)，N1，1)；end；DgDzin＝DgDzin.*abs(zin)；％(DgDzin ＝″dg/d|zin|″％ derivatives of the output signalDzut＝zeros(N1，D2)；％ derivatives with respect to parameters of input signal％ Dzut(:，1:D1)argzin＝zeros(N1，1)；ii＝find(abs(zin)＞0)；argzin(ii)＝zin(ii)./abs(zin(ii))；Dzut(1:N1，1:D1)＝repmat(DgDzin.*argzin，1，D1).*...
real(repmat(conj(zin)，1，D1).*Dzin)+ ...
repmat(zut，1，D1).*Dzin；
％ derivatives with respect to the polynomial coefficients％ Dzut(:，D1+1:D2)＝...
Dzut(:，D1+i)＝ones(N1，1)；for k1＝2:K1；Dzut(:，D1+k1)＝Dzut(:，D1+k1-1).*zinas；Dzut(:，D1+k1-1)＝Dzut(:，D1+k1-1).*zin；end；Dzut(:，D1+K1)＝Dzut(:，D1+K1).*zin；zut＝zut.*zin；％(now finally zut is ″zut″(not″g″))
權(quán)利要求
1.一種具有IQ調(diào)制器誤差補(bǔ)償?shù)臒o線電發(fā)射機(jī)，其特征在于零差觀察接收機(jī)(42)，其根據(jù)實(shí)射頻信號(hào)(S2)產(chǎn)生第一實(shí)基帶信號(hào)(S5)；用于將復(fù)基帶信號(hào)(S1)變頻成第二實(shí)基帶信號(hào)的裝置(44、46)；適配器(40、70)，用于通過最小化在所述第一和第二實(shí)基帶信號(hào)之間的誤差來確定控制IQ誤差補(bǔ)償器(12)的參數(shù)；以及用于所述實(shí)射頻信號(hào)的模擬信號(hào)處理的裝置(18、52、56)，以補(bǔ)償所述零差觀察接收機(jī)產(chǎn)生實(shí)信號(hào)而非復(fù)信號(hào)的事實(shí)。
2.權(quán)利要求1所述的發(fā)射機(jī)，其特征在于由非線性功率放大器(12)實(shí)施的所述模擬信號(hào)處理裝置。
3.權(quán)利要求2所述的發(fā)射機(jī)，其特征在于用于增強(qiáng)所述功率放大器的非線性的非線性元件(52)。
4.權(quán)利要求1所述的發(fā)射機(jī)，其特征在于用于將所述觀察接收機(jī)(42)的模擬本地振蕩器信號(hào)移動(dòng)成三個(gè)不同相位的移相器(56)。
5.前面權(quán)利要求中任何一項(xiàng)所述的發(fā)射機(jī)，其特征在于確定IQ調(diào)制器模型(62)的參數(shù)的所述適配器(70)，其逆模型(66)控制所述IQ誤差補(bǔ)償器(12)。
6.權(quán)利要求1-4中任何一項(xiàng)所述的發(fā)射機(jī)，其特征在于模型適配器(70)，其確定IQ調(diào)制器模型(62)的參數(shù)以確定由所述第一適配器(40)所使用的參數(shù)梯度以加速自適應(yīng)。
7.一種具有IQ解調(diào)器誤差補(bǔ)償?shù)臒o線電接收機(jī)，其特征在于零差觀察接收機(jī)(42)，其根據(jù)實(shí)射頻信號(hào)產(chǎn)生第一實(shí)基帶信號(hào)；用于將來自IQ解調(diào)器的復(fù)基帶信號(hào)變頻成第二實(shí)基帶信號(hào)的裝置(44、46)；適配器(40、70)，用于通過最小化在所述第一和第二實(shí)基帶信號(hào)之間的誤差來確定控制IQ誤差補(bǔ)償器(12)的參數(shù)；以及用于所述實(shí)射頻信號(hào)的模擬信號(hào)處理的裝置(52、56)，以補(bǔ)償所述零差觀察接收機(jī)產(chǎn)生實(shí)信號(hào)而非復(fù)信號(hào)的事實(shí)。
8.權(quán)利要求7所述的接收機(jī)，其特征在于由非線性元件(52)實(shí)施的所述模擬信號(hào)處理裝置。
9.權(quán)利要求7所述的接收機(jī)，其特征在于用于將所述觀察接收機(jī)(42)的模擬本地振蕩器信號(hào)移動(dòng)成三個(gè)不同相位的移相器(56)。
10.權(quán)利要求7-9中任何一項(xiàng)所述的接收機(jī)，其特征在于確定IQ解調(diào)器模型(62)的參數(shù)的所述適配器(70)，其逆模型(66)控制所述IQ誤差補(bǔ)償器(12)。
11.權(quán)利要求7-9中任何一項(xiàng)所述的接收機(jī)，其特征在于模型適配器(70)，其確定IQ解調(diào)器模型(62)的參數(shù)以確定由所述第一適配器(40)所使用的參數(shù)梯度以加速自適應(yīng)。
全文摘要
一種具有IQ調(diào)制器誤差補(bǔ)償?shù)臒o線電發(fā)射機(jī)包括零差觀察接收機(jī)(42)，該零差觀察接收機(jī)(42)根據(jù)實(shí)射頻信號(hào)(S2)產(chǎn)生第一實(shí)基帶信號(hào)(S5)。實(shí)值提取元件(44)和下采樣器(46)將復(fù)基帶信號(hào)(S1)變頻成第二實(shí)基帶信號(hào)。適配器(40)通過最小化在所述兩個(gè)實(shí)基帶信號(hào)之間的誤差來確定控制IQ誤差補(bǔ)償器(12)的參數(shù)。在優(yōu)選實(shí)施例中，發(fā)射機(jī)也包括移相器(56)，用于提供三個(gè)不同的相移以補(bǔ)償所述零差觀察接收機(jī)產(chǎn)生實(shí)信號(hào)而非復(fù)信號(hào)的事實(shí)。
文檔編號(hào)H03F1/32GK1954491SQ200580015853
公開日2007年4月25日 申請(qǐng)日期2005年5月17日 優(yōu)先權(quán)日2004年5月19日
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