專利名稱：使用配合的平衡混頻器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及通常在射頻(RF)接收器中使用的混頻器，尤其涉及具有高偶次截獲點(diǎn)的雙平衡混頻器。
背景技術(shù)：
及相關(guān)技術(shù)混頻器是射頻(RF)接收器中的一個(gè)首要構(gòu)件，用于在頻率上把調(diào)制信號(hào)從集中在RF載波或中頻(IF)的周圍轉(zhuǎn)變成集中到直流電附近，在此處它被稱為基帶(BB)信號(hào)。本文其余部分中凡提到RF頻率或RF信號(hào)時(shí)同樣適用于其輸入為IF頻率信號(hào)的混頻器。真正實(shí)現(xiàn)頻率轉(zhuǎn)換的元件是換向開(kāi)關(guān)(混頻器的核心)，這些換向開(kāi)關(guān)將RF電流交替地引向負(fù)載阻抗的相對(duì)兩端。在數(shù)學(xué)上整個(gè)負(fù)載上的差動(dòng)電壓等于RF電流乘以差動(dòng)負(fù)載阻抗以及1和-1的交替序列。所述序列是一種有效的換向功能，在理想、平衡的配置中應(yīng)有50％的占空比。由于RF輸入經(jīng)常是電壓，因此通常在換向開(kāi)關(guān)前使用晶體管來(lái)把所述的RF電壓轉(zhuǎn)變成電流。如

圖1所示，實(shí)現(xiàn)電壓-電流轉(zhuǎn)換的晶體管(互導(dǎo)器)、換向開(kāi)關(guān)以及負(fù)載阻抗的組合就是一般所知的有源混頻器。如圖1a所示，單晶體管互導(dǎo)器1后跟一對(duì)差動(dòng)或平衡開(kāi)關(guān)晶體管2被稱為單平衡混頻器。如圖1b所示，差動(dòng)或平衡互導(dǎo)器3后跟兩對(duì)平衡開(kāi)關(guān)晶體管4，5稱為雙平衡混頻器?；?dǎo)器1、3和換向開(kāi)關(guān)2、4、5都由有源器件構(gòu)成，因而都可具有偶次和奇次的非線性信號(hào)傳輸特征。
在多種應(yīng)用中，在混頻器的輸入端存在被稱為阻塞信號(hào)的大干擾射頻信號(hào)與期望的輸入信號(hào)并存。盡管在期望信號(hào)和阻塞信號(hào)之間通常有相當(dāng)大的頻率分隔，但在混頻器之前的無(wú)源RF濾波器只能在有限的程度上衰減阻塞信號(hào)。到達(dá)混頻器輸入端的殘余的阻塞信號(hào)會(huì)被解調(diào)器中的偶次非線性度轉(zhuǎn)移到基帶。這種現(xiàn)象被不嚴(yán)格地稱為包絡(luò)檢波，因?yàn)槌舜矸瞧谕腂B信號(hào)的平均功率的DC分量以外，阻塞信號(hào)中存在的任何調(diào)幅都會(huì)被轉(zhuǎn)變成基帶中的變化信號(hào)。由于所述的期望信號(hào)在適當(dāng)放大之前已被直接變頻到基帶，因此廣泛說(shuō)來(lái)RF接收器，具體說(shuō)來(lái)混頻器中的偶次非線性度會(huì)對(duì)零IF(直接變頻)和低IF接收器架構(gòu)中期望信號(hào)的檢測(cè)產(chǎn)生不利影響。用于根據(jù)二次失真來(lái)描述線性度的一個(gè)常用的品質(zhì)因數(shù)被稱為二次截獲點(diǎn)，即IP2。同樣，更高的偶次失真可以用針對(duì)四次截獲點(diǎn)的IP4、針對(duì)六次截獲點(diǎn)的IP6等等來(lái)描述。低中頻或直接變頻結(jié)構(gòu)需要有高偶次截獲點(diǎn)的混頻器。
在完全差動(dòng)或平衡混頻器實(shí)現(xiàn)中，經(jīng)偶次非線性度包絡(luò)檢波的阻塞信號(hào)在正負(fù)輸出節(jié)點(diǎn)處理想的情況下應(yīng)相等，以使差動(dòng)輸出為零，從而保持期望信號(hào)不受影響。然而，混頻器的正負(fù)信號(hào)路徑的實(shí)際實(shí)現(xiàn)的不可避免的失配會(huì)導(dǎo)致經(jīng)包絡(luò)檢波后的阻塞信號(hào)的不完全消除。因此，匹配良好的差動(dòng)電路也被認(rèn)為有高IP2。由于RF器件往往小巧以實(shí)現(xiàn)高頻工作，因此它們之間的匹配準(zhǔn)確性是有限的。一個(gè)完全集成的混頻器的典型的可實(shí)現(xiàn)IP2是40～50dBm，這對(duì)諸如WCDMA等高級(jí)應(yīng)用是不夠的，在WCDMA中，移動(dòng)電話的發(fā)射器信號(hào)通過(guò)雙工器漏到移動(dòng)電話自身的接收器中，在該接收器中該信號(hào)起阻塞信號(hào)的作用。如果在低噪聲放大器(LNA)后沒(méi)有昂貴的SAW濾波器，則在直接變頻的體系結(jié)構(gòu)中，接收器的混頻器需要75dBm數(shù)量級(jí)的IP2。這種要求是現(xiàn)有技術(shù)的一千倍。
現(xiàn)在對(duì)下列幾個(gè)文獻(xiàn)進(jìn)行參考[1] K.Kiveks，A.Prssinen及K.Halonen所著“Characterization of IIP2 andDC-Offsets in Transconductance Mixers(互導(dǎo)混頻器中IIP2及直流偏置的特征描述)”，IEEE電路和系統(tǒng)(Circuits and Systems)學(xué)報(bào)，48卷，2001年11月，11期，1028到1038頁(yè)[2]D.Manstretta等人所著“Second-Order Intermodulation Mechanisms inCMOS Downconverters(互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體集成電路降頻器中的二次互調(diào)機(jī)制)”IEEE固態(tài)電路(Solid-State Circuits)學(xué)報(bào)，38卷，2003年3月，第3期，394到406頁(yè)[3]JussiRyynnen等所著“A Single-Chip Multimode Receiver for GSM900，DCS 180，PCS 1900 and WCDMA(用于GSM900，DCS1800，PCS1900及寬帶碼分多址系統(tǒng)的單片多模接收器)”IEEE固態(tài)電路(Solid-State Circuits)學(xué)報(bào)，38卷，2003年4月，第4期，593到602頁(yè)參考文獻(xiàn)[1]和[2]標(biāo)識(shí)了混頻器中的非線性度的許多根源，任何方法若想大大改善總體IP2就必須適當(dāng)解決所有這些根源。參考文獻(xiàn)[3]認(rèn)識(shí)到電路失配對(duì)包絡(luò)檢波的影響，因此建議在接通電源時(shí)微調(diào)混頻器輸出端的負(fù)載阻抗作為改善IP2的一種方法。美國(guó)6393260 B1號(hào)專利公開(kāi)了一種靠基于重復(fù)的測(cè)量的經(jīng)驗(yàn)性偏差調(diào)整來(lái)改善混頻器平衡的微調(diào)方法。然而，對(duì)雙平衡混頻器而言，若不單獨(dú)調(diào)整互導(dǎo)晶體管對(duì)以及每一對(duì)開(kāi)關(guān)晶體管，一般不可能取得徹底平衡。上述方法是在混頻器的正常工作范圍之外執(zhí)行的，并且需要存儲(chǔ)器元件、A/D及D/A轉(zhuǎn)換器，而且最好還要有一個(gè)RF測(cè)試信號(hào)源，這就會(huì)大大增加其成本開(kāi)銷。對(duì)RF測(cè)試信號(hào)的需要使這種方法充其量只適合于產(chǎn)品撿測(cè)，而儲(chǔ)存最終的工作點(diǎn)所需的非易失性存儲(chǔ)器需要專門(mén)的集成技術(shù)。
發(fā)明概述鑒于以上所述，本發(fā)明的目的是提供一種顯著改善雙平衡混頻器的偶次截獲點(diǎn)，而不必中斷所述混頻器的正常工作，也不需要特殊的RF測(cè)試信號(hào)的方法及電路配置。
本發(fā)明一方面是基于對(duì)以下事實(shí)的認(rèn)識(shí)如果能防止所有的DC或低頻差動(dòng)信號(hào)到達(dá)換向開(kāi)關(guān)，那么包絡(luò)檢波就可以只限于換向開(kāi)關(guān)的非線性度單獨(dú)引發(fā)的信號(hào)了。
另一方面，即使混頻器不平衡，由換向開(kāi)關(guān)的所述非線性度包絡(luò)檢波的共模低頻信號(hào)也可以被有效地移除。關(guān)鍵的要求是混頻器的驅(qū)動(dòng)方式應(yīng)使雙平衡混頻器中的兩對(duì)開(kāi)關(guān)晶體管所實(shí)現(xiàn)的有效換向功能具有互補(bǔ)的占空比。
根據(jù)本發(fā)明的一方面，提供了一種電路配置，其中使用濾波器和負(fù)反饋調(diào)節(jié)來(lái)阻止(或至少顯著衰減)由于非線性度作用于高頻阻塞信號(hào)而產(chǎn)生的任何DC或低頻信號(hào)到達(dá)換向開(kāi)關(guān)。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種電路配置，其中所述兩對(duì)(或更多)開(kāi)關(guān)晶體管由帶有單獨(dú)可變的占空比或閾值的兩個(gè)(或更多)分別的開(kāi)關(guān)信號(hào)來(lái)驅(qū)動(dòng)，以使上述換向功能即使在所述晶體管對(duì)具有不同的不平衡性情況下也可以彼此互補(bǔ)。(如用閾值調(diào)整，這既可在將開(kāi)關(guān)信號(hào)施加于開(kāi)關(guān)晶體管對(duì)之前完成，也可以通過(guò)直接施加調(diào)整信號(hào)于晶體管的閾值連接端，將對(duì)閾值的調(diào)整信號(hào)直接施加于晶體管來(lái)完成。在后一情況下，由于對(duì)閾值的調(diào)整被直接饋給晶體管，而對(duì)開(kāi)關(guān)信號(hào)是原處調(diào)整的，因此，只有開(kāi)關(guān)信號(hào)的一部份，即單一共本機(jī)振蕩器信號(hào)被饋給晶體管的控制端(比如柵極))。
上述濾波方法較佳地與所述互補(bǔ)占空比的換向功能組合以防止所有經(jīng)包絡(luò)檢波的阻塞信號(hào)到達(dá)混頻器的輸出端。
特別地，根據(jù)本發(fā)明，提供了如所附權(quán)利要求書(shū)中所定義的雙平衡混頻器電路。
本發(fā)明的一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是它可以不用昂貴的SAW濾波器來(lái)妥善地處理阻塞信號(hào)。更特別地，所提供的電路均可用集成電路技術(shù)，較佳地制造成一個(gè)單片集成電路。
本發(fā)明尤其可用于移動(dòng)電話或任何其它種類的移動(dòng)終端站，如具有無(wú)線移動(dòng)數(shù)據(jù)連接功能的PDA或具有類似功能的膝上型計(jì)算機(jī)；在后者中，例如無(wú)線連接從例如PC卡中提供，PC卡例如可以用GPRS來(lái)發(fā)送數(shù)據(jù)。
附圖簡(jiǎn)述以下將參考各附圖僅以示例方式來(lái)詳細(xì)描述本發(fā)明的較佳實(shí)施例，附圖中圖1a是現(xiàn)有技術(shù)的單平衡混頻器的示意圖。
圖1b是現(xiàn)有技術(shù)的雙平衡混頻器的示意圖。
圖2是根據(jù)本發(fā)明的雙平衡混頻器的框圖。
圖3a是圖2所示的互導(dǎo)器的偽差動(dòng)共源NMOS實(shí)現(xiàn)的示意圖。
圖3b是圖2所示的互導(dǎo)器的共源NMOS差動(dòng)對(duì)實(shí)現(xiàn)的示意圖。
圖3c是圖2所示的互導(dǎo)器的共柵NMOS實(shí)現(xiàn)的示意圖。
圖4a是根據(jù)本發(fā)明的高通/帶通無(wú)源網(wǎng)絡(luò)的框圖。
圖4b是根據(jù)本發(fā)明的無(wú)源網(wǎng)絡(luò)的較佳的高通實(shí)施例的示意圖。
圖4c是根據(jù)本發(fā)明的無(wú)源網(wǎng)絡(luò)的較佳的帶通實(shí)施例的示意圖。
圖5a是根據(jù)本發(fā)明的電流跟隨器的NMOS實(shí)施例的框圖。
圖5b是根據(jù)本發(fā)明的電流跟隨器的NMOS實(shí)施例的示意圖，該電流跟隨器帶有其低通濾波器的R-C實(shí)現(xiàn)以及其其積分器的有源RC實(shí)現(xiàn)。
圖6a是根據(jù)本發(fā)明的混頻器核心的NMOS實(shí)現(xiàn)的示意圖。
圖6b是圖6a的電路的一種可供選擇的形式。
圖7a是根據(jù)本發(fā)明的占空比控制塊的第一較佳實(shí)施例的示意圖。
圖7b是根據(jù)本發(fā)明的占空比控制塊的第二較佳實(shí)施例的示意圖。
圖7c是示出圖7b的占空比控制塊的工作的波形圖。
圖7d是根據(jù)本發(fā)明的占空比控制塊的第三較佳實(shí)施例的示意圖。
圖8a是根據(jù)本發(fā)明的選頻互阻抗塊的第一較佳實(shí)施例的示意圖。
圖8b是根據(jù)本發(fā)明的選頻互阻抗塊的第二較佳實(shí)施例的示意圖。
圖9是根據(jù)本發(fā)明的積分器F的較佳實(shí)施例的示意圖。
圖10是根據(jù)本發(fā)明的雙平衡混頻器電路配置的較佳實(shí)施例的示意圖。
發(fā)明詳述如圖2所示，在該較佳實(shí)施例中，根據(jù)本發(fā)明的混頻器電路包括互導(dǎo)器A、無(wú)源雙端口網(wǎng)絡(luò)B、電流跟隨器C、混頻器核心D、互阻抗級(jí)E、低通濾波器F以及占空比控制塊G。概括而言，該混頻器電路如下工作。
整個(gè)混頻器電路10在其邊界有第一總輸入端口RF、第二總輸入端口LO及總輸出端口BB。輸入端口RF接收載有需要移頻的信息的射頻信號(hào)，當(dāng)然，這個(gè)端口同樣接收存在的任何阻塞信號(hào)。輸入端口LO接收本機(jī)振蕩器信號(hào)。輸出端口BB提供已移頻的輸出信號(hào)。
輸入端口RF由互導(dǎo)器A的輸入提供?；?dǎo)器A將接收到的RF信號(hào)轉(zhuǎn)換成其輸出端的差動(dòng)RF電流。此差動(dòng)RF電流進(jìn)入無(wú)源網(wǎng)絡(luò)B的輸入端口，B的電流轉(zhuǎn)移特性是高通或帶通，以使到達(dá)無(wú)源網(wǎng)絡(luò)B的輸出端口的電流基本不含DC或低頻分量。(然而，在多數(shù)情況下，這種簡(jiǎn)單的濾波器仍然會(huì)讓阻塞信號(hào)通過(guò)，這就是為什么現(xiàn)有技術(shù)的設(shè)備常使用SAW濾波器來(lái)消除阻塞信號(hào)的原因)。
無(wú)源網(wǎng)絡(luò)B的輸出端口連接到電流跟隨器C的輸入端口。電流跟隨器C由有源器件組成，并且還具有由反饋放大器提供的反饋調(diào)節(jié)，以便尤其在低頻和DC的情況下達(dá)到極低的輸入阻抗和極高的輸出阻抗。除了實(shí)現(xiàn)阻抗變換，電流跟隨器C還可以起到對(duì)偏置電壓的電平轉(zhuǎn)換的有用作用，以便于混頻器在低電源電壓下工作。為了防止反饋放大器的任何非線性度把低頻失真帶入輸出電流中(即，防止對(duì)阻塞信號(hào)的包絡(luò)檢波)，在每個(gè)差動(dòng)支路上都用低通濾波器(圖5a中的C2)把反饋放大器的負(fù)輸入端與該電流跟隨器C的輸入端在RF頻率上相互隔離開(kāi)?？扇芜x地，兩個(gè)差動(dòng)支路上的所述低通濾波器的輸出可以由低偏壓積分器檢測(cè)出，且該積分器的差動(dòng)輸出反饋到反饋放大器的正輸入端，以減小電流跟隨器C的輸入端的電壓偏差。
電流跟隨器C的輸出被饋給混頻器核心D的rf端口。混頻器核心D也有一個(gè)LO輸入端口，在所描述的實(shí)施例中，該LO輸入端口可以包括多達(dá)三個(gè)個(gè)別的輸入端口以接收同步的LO信號(hào)或閾值調(diào)整控制。
混頻器核心的輸出電流被饋給互阻抗放大器E的輸入端?；プ杩狗糯笃鱁的輸出電壓也就是雙平衡混頻器10的總輸出BB。此總輸出BB被饋給低通濾器或積分器F的輸入端。
低通濾波器F的輸出端是占空比控制塊G的兩個(gè)輸入端中的第一個(gè)。占占空比控制塊G的第二個(gè)輸入端是混頻器10的總輸入端口LO。占空比控制塊G有一個(gè)輸出端口，(在所述的實(shí)施例中)它可以有多達(dá)三個(gè)個(gè)別的輸出端口來(lái)提供混頻器核心D實(shí)現(xiàn)前述占空比互補(bǔ)的有效換向功能所需的同步LO輸出及閾值控制信號(hào)。
下面是各個(gè)塊A-G的細(xì)節(jié)。為此還有必要參考圖10的整體詳細(xì)電路圖。它只包含下文所描述的各種可能電路中的某幾個(gè)。本描述最后的提示會(huì)說(shuō)明所用的是哪些具體電路。
圖3示出了可用作本發(fā)明中的互導(dǎo)器A的公知的互導(dǎo)器電路的三個(gè)示例。每個(gè)電路主要由執(zhí)行電壓到電流的轉(zhuǎn)換的一對(duì)晶體管，最好是例如NMOS晶體管組成。取決于是否需要為RF輸入端100和100’提供阻抗匹配，這一對(duì)晶體管或者可以安排成如圖3a和3b中的共源構(gòu)造，或者可以安排成如圖3c中的共柵構(gòu)造。在所有情況下，差動(dòng)RF輸入電壓都施加于終端100與100’之間，而差動(dòng)輸出電流則在終端200與200’之間提供。(在諸圖中，110或GND指接地，140或VDD指正電源)。各例均以沒(méi)有源極負(fù)反饋的NMOS晶體管來(lái)圖示說(shuō)明，但對(duì)于本領(lǐng)域的技術(shù)人員而言，顯而易見(jiàn)的是可以用類似的方式來(lái)使用PMOS和NPN及PNP兩種類型的雙極晶體管。源極或發(fā)射極負(fù)反饋也可以用于使互導(dǎo)線性化或匹配阻抗。
圖4a是電流濾波器B的差動(dòng)支路之一的框圖。一個(gè)這樣的電路連接于輸出端300和輸入端200之間(見(jiàn)圖2)；而另一個(gè)與之匹配的電路連接在輸出端300’和輸入端200’之間。所述電流濾波器包括高通(HP)或帶通(BP)阻抗B1、高通或帶通導(dǎo)納偏壓阻抗B3。B1為互導(dǎo)器A的DC電流提供偏壓路徑，但在RF頻率上是高阻抗。因此，由互導(dǎo)器A的非線性度響應(yīng)于RF輸入100及100’而產(chǎn)生的低頻或DC電流分量會(huì)從終端200-200’分流到AC地線VDD(或GND)。在圖4a、4b和4c中，假如晶體管M11(或M12) (見(jiàn)圖3)是PMOS，則選擇將B1連接到GND；若晶體管M31(或M32)(見(jiàn)圖5)是PMOS，則選擇將B3連接到VDD。
另一方面，HP或BP導(dǎo)納B2在RF頻率上是高導(dǎo)納(低阻抗)，而在低頻時(shí)是高阻抗。假如電流濾波器B后面的電流跟隨器電路C從終端300-300’看去具有低輸入阻抗，則所述RF信號(hào)電流大多會(huì)流經(jīng)HP/BP導(dǎo)納B2而進(jìn)入所述電流跟隨器電路C。B2所提供的DC阻塞使得隨后的電路功能的工作電壓能獨(dú)立于互導(dǎo)器輸出端200-200’的電壓來(lái)設(shè)置，這對(duì)現(xiàn)代集成電路的低電壓工作特性來(lái)說(shuō)是一個(gè)合乎需要的特點(diǎn)。
從終端300-300’分流的阻抗B3為電流跟隨器C提供了通向電源的GND(或VDD)終端的偏壓通路。如果(圖5中用虛線示出的)電流源能有足夠的線性度，則該電流源可以取代B3的功能。盡管在低電源電壓的偏壓約束也許會(huì)限制B3可達(dá)到的阻抗，但該阻抗仍需要遠(yuǎn)高于電流跟隨器C的所述輸入阻抗。在RF頻率下，B3阻抗與C的輸入阻抗間的這一高比值會(huì)限制RF信號(hào)電流的損失。在DC和低頻下，該高比值能防止由電流跟隨器C的非線性動(dòng)態(tài)器件產(chǎn)生的任何亂真低頻信號(hào)流回所述B3阻抗。
圖4b是電流濾波器B的兩條差動(dòng)路徑(圖中只示出了兩條匹配路徑之一)中的每條路徑的第一實(shí)現(xiàn)的示意圖。這是一個(gè)高通實(shí)現(xiàn)，即它讓期望的RF信號(hào)通過(guò)，并且也允許頻率更高的信號(hào)得以通過(guò)，但是后者或者量極少，或者量是下游電路中可容許的。在此實(shí)現(xiàn)中，導(dǎo)納B2包含電容器C21，阻抗B1包含電感器L21，高阻抗B3包含串聯(lián)的電阻器R21和電感器L22。虛線所示的C22、C23及C24表示在集成電路實(shí)現(xiàn)中可能將有效的傳遞函數(shù)從高通變成帶通特性的可能的寄生電容器，這是在設(shè)計(jì)時(shí)可有利地利用的一個(gè)事實(shí)。電容器C22、C23和C24也可以被特意地實(shí)現(xiàn)以獲得所述帶通特性。
圖4c是電流濾波器B的兩條匹配的差動(dòng)路徑中的每一條的替換實(shí)現(xiàn)的示意圖。這是一種帶通實(shí)現(xiàn)，即它使期望的RF信號(hào)附近的頻帶通過(guò)。此實(shí)現(xiàn)與第一實(shí)現(xiàn)的不同之處在于導(dǎo)納B2包含串聯(lián)的電容器C21和電感器L23。同樣，虛線所示的C22、C23及C24也表示集成電路實(shí)現(xiàn)中可能修改有效傳遞函數(shù)的可能的寄生電容器，這是在設(shè)計(jì)時(shí)可以有利地利用以加強(qiáng)帶通特性的一個(gè)事實(shí)。也可以特意地實(shí)現(xiàn)電容器C22、C23及C24。
在圖4b及圖4c的電路中，可以只用一個(gè)電阻器來(lái)取代電阻器R21及電感器L22。
圖5a中從概念上示出的電流跟隨器C的主要功能是把RF電流重新導(dǎo)向混頻器核心D，這在可能時(shí)較佳地為所述混頻器核心啟用更有利的偏壓點(diǎn)而不將低頻亂真分量引入到其輸出電流中。僅僅考慮差動(dòng)支路之一(另一個(gè)的構(gòu)造與其相似)，通常采用如M31(在此它是NMOS晶體管)等簡(jiǎn)單的共柵晶體管作為電流跟隨器，該電流跟隨器具有等于晶體管互導(dǎo)的倒數(shù)的低輸入電阻以及高輸出電阻(具體說(shuō)來(lái)，源極連接到節(jié)點(diǎn)300，而漏極向混頻器提供輸出電流)。所述輸入電阻盡管相當(dāng)?shù)?，但仍允許在所述共柵晶體管的源極上形成RF電壓，該共柵晶體管的非線性V-I特性會(huì)在晶體管的源極和漏極終端處分別產(chǎn)生亂真低頻電壓和電流分量。(如上面所指出的，阻塞信號(hào)尚未被電流濾波器B消除，因而可能仍然存在這些阻塞信號(hào)或者被M31包絡(luò)檢波，或者在M31中被包絡(luò)檢波而產(chǎn)生亂真信號(hào))。為了消除漏極電流中的這些低頻亂真分量(否則它會(huì)很不利地流進(jìn)混頻器)，進(jìn)入M31源極的電流總和減去通過(guò)M31的柵-源電容器分流的電流后應(yīng)實(shí)際上沒(méi)有低頻分量。這可根據(jù)本發(fā)明的另一方面，如圖5所示引入一個(gè)強(qiáng)低頻反饋調(diào)節(jié)來(lái)穩(wěn)定節(jié)點(diǎn)300上的M31的源極電壓來(lái)實(shí)現(xiàn)。當(dāng)把節(jié)點(diǎn)300穩(wěn)定到在低頻上幾乎為常數(shù)后，僅節(jié)點(diǎn)340還由于節(jié)點(diǎn)300處的高頻電壓變化及M31的非線性V-I特性而有殘余的低頻電壓變化?？梢允境鐾ㄟ^(guò)M31的柵-源電容器而注入M31源極的低頻電流大小比沒(méi)有反饋調(diào)節(jié)時(shí)注入M31的低頻電流的大小低幾個(gè)數(shù)量級(jí)。
反饋調(diào)節(jié)是由反饋放大器C1和低通(或帶通)濾波器C2來(lái)提供的。反饋放大器C1通常由有源器件組成。但是如果在C1的反相輸入端320(如圖所示通過(guò)低通濾波器C2連接到節(jié)點(diǎn)300)上存在高頻RF信號(hào)，則這些有源器件易于在節(jié)點(diǎn)340處產(chǎn)生大得多的低頻亂真電壓分量。為防止所述較大的亂真低頻信號(hào)把亂真電流注入M31中，根據(jù)本發(fā)明，用低通濾波器C2把反相輸入端320與電流跟隨器的輸入端300隔離開(kāi)。
在所述反饋調(diào)節(jié)下，節(jié)點(diǎn)300和節(jié)點(diǎn)300’之間的偏壓是由兩個(gè)調(diào)節(jié)放大器C1之間的偏壓之差所決定的。為減少這一偏壓差對(duì)兩個(gè)差動(dòng)支路之間的匹配的影響，在此提供一個(gè)可任選的積分器C3，其正負(fù)輸入端分別為節(jié)點(diǎn)320及330，其輸出端310和310’則為所述反饋放大器C1的正輸入節(jié)點(diǎn)。積分器C3通過(guò)負(fù)反饋把節(jié)點(diǎn)300及300’間的所述偏壓調(diào)節(jié)為所述積分器C3的等效輸入端的等效偏壓。由于C3不是直接在信號(hào)路徑上，因此本領(lǐng)域的技術(shù)人員在實(shí)現(xiàn)C3時(shí)能夠把它的偏壓做得很低，由此使節(jié)點(diǎn)300與300’間的偏壓也很低。
圖5b示出了電流跟隨器C的一個(gè)較佳實(shí)現(xiàn)的示意圖，其中低通濾波器C2被實(shí)現(xiàn)為簡(jiǎn)單的RC網(wǎng)絡(luò)，而可任選積分器C3被實(shí)現(xiàn)為有源RC積分器。對(duì)有源RC積分器的一種替換是開(kāi)關(guān)電容器(SC)積分器。該可任選積分器C3在圖5a及5b中都以虛線表示。當(dāng)省去可任選積分器C3時(shí)，正相輸入端310可以連接到一個(gè)恒偏壓。
此實(shí)現(xiàn)中的電路詳細(xì)描述如下。在(圖中左側(cè)的)一條路徑上，低通濾波器C2包括連接于節(jié)點(diǎn)300和反饋放大器C1的反相輸入端之間的電阻器R31，以及連接在GND及反相輸入端之間的電容器C31。另一條路徑則是用同值的元件類似地構(gòu)造的。
兩條路徑包括一公共差動(dòng)放大器C4，它有反相和正相輸入端以及反相和正相輸出端。反相和正相輸入端經(jīng)電阻器R33和R34分別連接到左路徑和右路徑上的反饋放大器C1的反相輸入端320、330。反饋放大器C1的正相輸入端310、310’則分別由電阻器R37和R36連接到VDD(或偏壓)380，并且還分別由電阻器R39及R38連接到差動(dòng)放大器C4的正相和反相輸出端。放大器C4的反相和正相輸入端也分別由電容器C32和C31連接到放大器C4的正相和反相輸出端。同樣，圖中左側(cè)和右側(cè)的類似連接的元件均有類似的值。
在圖5a和圖5b中，該較佳實(shí)施例是用NMOS場(chǎng)效應(yīng)晶體管來(lái)示例說(shuō)明的。對(duì)本領(lǐng)域的技術(shù)人員應(yīng)顯而易見(jiàn)的是可以用PMOS晶體管或NPN型或PNP型雙極型晶體管來(lái)實(shí)現(xiàn)類似的實(shí)施例。
圖2所示的塊A、B和C的組合配置形成了一個(gè)總互導(dǎo)Gm，如前所述，它實(shí)際上沒(méi)有偶次失真而不一定要有匹配良好的差動(dòng)路徑。
其余的塊D、E、F、G形成一反饋調(diào)節(jié)，以使混頻器核心D所實(shí)現(xiàn)的有效換向功能具有互補(bǔ)的占空比，從而既抑制了開(kāi)關(guān)晶體管可能產(chǎn)生的任何低頻亂真信號(hào)，又抑制了從所述總互導(dǎo)器Gm過(guò)來(lái)的殘余的亂真基帶信號(hào)。此外，互阻抗E的低通濾波在總輸出端口BB之前基本去除了阻塞信號(hào)。
圖6a示出了混頻器核心D的一個(gè)較佳實(shí)施例。虛線畫(huà)出的兩對(duì)晶體管(M45、M46；M47、M48)形成一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的混頻器核心D1(現(xiàn)有技術(shù)中已知的-比較圖1b)，它具有差動(dòng)rf輸入端口400--400’、控制端口700-700’以及輸出端口600-600’。這些晶體管如下連接。晶體管M45及M46的源極連接到rf輸入節(jié)點(diǎn)400’，而晶體管M47及M48的源極連接到rf輸入端節(jié)點(diǎn)400。晶體管M45及M48的柵極連接到控制輸入節(jié)點(diǎn)700，而晶體管M46及M47的柵極連接到控制輸入節(jié)點(diǎn)700’。晶體管M45及M47的漏極連接到輸出節(jié)點(diǎn)600’，而晶體管M46及M48的漏極則連接到輸出節(jié)點(diǎn)600。這種標(biāo)準(zhǔn)混頻器核心正如下文所述的是對(duì)電路的一個(gè)可任選的補(bǔ)充。(盡管示出了使用場(chǎng)效應(yīng)晶體管的混頻器核心，但混頻器核心也可以用雙極晶體管來(lái)構(gòu)造)。
然而，根據(jù)本發(fā)明，提供了一種占空比受控的混頻器核心D2，它包括兩對(duì)開(kāi)關(guān)晶體管M41、M42；M43、M44，它們的柵極可分別從輸入端口710-720及730-740單獨(dú)控制。具體而言，連接如下。晶體管M41及M42的源極連接到rf輸入節(jié)點(diǎn)400，而晶體管M43及M44的源極連接到rf輸入節(jié)點(diǎn)400’。晶體管M41、M42、M43及M44的柵極分別連接到控制輸入節(jié)點(diǎn)710、720、730、740。晶體管M41及M43的漏極連接到輸出節(jié)點(diǎn)600，而晶體管M42及M44的漏極則連接到輸出節(jié)點(diǎn)600’。
所述混頻器核心D的偏壓及自適應(yīng)控制電路位于占空比控制塊G中。與現(xiàn)有技術(shù)的混頻器核心相比較，此處把710與740分開(kāi)以及把720和730分開(kāi)的好處是在將第一控制信號(hào)施加于端口710-720的同時(shí)將第二控制信號(hào)施加于端口740-730，而不必中斷混頻器的正常工作，且所述第一和第二控制信號(hào)也不必相同。實(shí)際上，由于目的在于對(duì)所述有效換向功能實(shí)現(xiàn)互補(bǔ)的占空比，因此所述第一控制信號(hào)和所述第二控制信號(hào)的極性較佳地相反。如所述控制信號(hào)中只有一個(gè)被適調(diào)而另一個(gè)固定，也可實(shí)現(xiàn)所述互補(bǔ)占空比。以下將解釋提供此種調(diào)整的電路。
由于在實(shí)際的實(shí)現(xiàn)中所需的占空比調(diào)整相當(dāng)小，因此如圖6a所示，所述占空比受控的混頻器核心D2可任選地與現(xiàn)有技術(shù)的混頻器核心D1組合。占空比控制靈敏度可通過(guò)改變D2中的開(kāi)關(guān)晶體管相對(duì)于D1中的開(kāi)關(guān)晶體管的大小來(lái)調(diào)整。然而，在一個(gè)較佳實(shí)施例中可以省略現(xiàn)有技術(shù)的混頻器核心D1。
圖6b是圖6a的電路的一種替換形式，稍后將在下文中描述。
圖7a中示出了所述占空比控制電路G的第一較佳實(shí)現(xiàn)。本機(jī)振蕩器信號(hào)LO被施加于第一輸入端口500-500’(即圖2中的總本機(jī)振蕩器輸入端口)，施加于兩個(gè)終端的信號(hào)反相。占空比控制信號(hào)τ-C被施加于第二輸入端口900-900’。第一輸出端口710-720及第二輸出端口740-730向所述混頻器核心D提供開(kāi)關(guān)信號(hào)，即這些輸出端口連接到混頻器核心(在此例中即核心D2，見(jiàn)圖6a)中標(biāo)號(hào)相同的輸入端口。可任選的附加元件(以虛線示出)提供適用于驅(qū)動(dòng)附加的標(biāo)準(zhǔn)混頻器D1(如果添加了該混頻器)的第三輸出端口700-700’。
施加于終端500的信號(hào)由比如電容器C41和C44分別電容耦合到節(jié)點(diǎn)710和740；而施于終端500’的信號(hào)由比如電容器C42和C43分別電容耦合到節(jié)點(diǎn)720和730。一恒定偏壓分量Vb通過(guò)電阻耦合，即分別通過(guò)電阻器R41、R42、R44、R43、R49和R40，被從節(jié)點(diǎn)550處的DC電壓源VB提供給所述輸出端口710-720、740-730以及700-700’。占空比控制信號(hào)τ-C通過(guò)電阻耦合至少在所述710-720和740-730兩個(gè)輸出端口處被疊加到所述偏壓分量Vb上，即至少節(jié)點(diǎn)900由比如電阻器R45連接到節(jié)點(diǎn)710，且節(jié)點(diǎn)900’由比如電阻器R46連接到節(jié)點(diǎn)720?？扇芜x地，另外(比如用電阻器R47和R48)把節(jié)點(diǎn)900電阻連接到節(jié)點(diǎn)730，而把節(jié)點(diǎn)900’經(jīng)電阻連接到節(jié)點(diǎn)740。
可任選的附加輸出端口700-700’(比如分別用電容器C45和C46)電容耦合到本機(jī)振蕩器輸入端口500-500’。
圖7a的電路對(duì)混頻器核心的工作影響如下。占空比控制信號(hào)τ-C對(duì)施加給混頻器核心的開(kāi)關(guān)晶體管的本機(jī)振蕩器信號(hào)LO的DC電平加以調(diào)整，由于更多(或更少，視情況而定)的本機(jī)振蕩器信號(hào)位于開(kāi)關(guān)晶體管的開(kāi)關(guān)閾值之上，這改變了開(kāi)關(guān)的占空比。
在圖示的實(shí)施例中，占空比控制信號(hào)τ-C是差動(dòng)的。例如，把圖6a和圖7a的電路組合在一起考慮，M41是由受τ-C+調(diào)整的LO+所控制，而M42是由受τ-C-調(diào)整的反相LO-所控制。這種連接的結(jié)果是使占空比得到調(diào)整，特別是在彼此同向移動(dòng)的晶體管M41和M42的開(kāi)關(guān)功能的對(duì)應(yīng)邊緣中的占空比得到調(diào)整，以使調(diào)整之后的M41和M42仍然會(huì)同時(shí)開(kāi)關(guān)(即使晶體管之間有些失配)。
在圖7a所示的實(shí)施例中，占空比控制信號(hào)τ-C還被施加于混頻器核心的另一對(duì)晶體管，即M43和M44。具體而言，M43是由受τ-C+調(diào)整的LO-控制，而M44是由受τ-C-調(diào)整的LO+控制。在M43與M44對(duì)內(nèi)，其行為與M41、M42這一對(duì)的相同。
比較這兩對(duì)晶體管，其配置如此當(dāng)兩個(gè)開(kāi)關(guān)晶體管(每對(duì)中一個(gè))，比如M41和M43，被連接起來(lái)以驅(qū)動(dòng)同一輸出時(shí)，這兩個(gè)晶體管的本機(jī)振蕩器信號(hào)(理想情況下它們反相)均由同一個(gè)信號(hào)(此例中為τ-C+)調(diào)整，這意味著如果該調(diào)整信號(hào)升高，則這兩個(gè)晶體管的占空比(即它們接通的時(shí)間所占的比例)也都升高，反之亦然。正如上面所指出過(guò)的，理想的情況是兩對(duì)開(kāi)關(guān)具有彼此互補(bǔ)的占空比的時(shí)候，例如當(dāng)驅(qū)動(dòng)同一輸出的晶體管，如M41及M43具有互補(bǔ)占空比的時(shí)候。此時(shí)，由對(duì)阻塞信號(hào)進(jìn)行非線性度包絡(luò)檢波而產(chǎn)生的亂真信號(hào)在離開(kāi)混頻器核心的正負(fù)輸出端600及600’時(shí)是相等的，因此被相互抵消。占空比調(diào)整信號(hào)被設(shè)置在如下詳述的因反饋布置而導(dǎo)致亂真信號(hào)的抵消的水平。請(qǐng)注意，盡管此時(shí)占空比是互補(bǔ)的，但總的來(lái)說(shuō)它們并非象在平衡情況中那樣是50％。
(M42和M44各自以分別與M41和M43互補(bǔ)的方式開(kāi)關(guān)，因此它們相互間的關(guān)系和M41與M43間的關(guān)系一樣，即在由反饋布置而取得的理想點(diǎn)處，M42與M44也以相互互補(bǔ)的方式開(kāi)關(guān)。)同樣如上所述，只對(duì)混頻器核心的兩對(duì)晶體管中的一對(duì)進(jìn)行占空比調(diào)整也是可能的。對(duì)該對(duì)晶體管進(jìn)行調(diào)整直到發(fā)生亂真信號(hào)的抵消，預(yù)期這也正是M41與M43以相互互補(bǔ)的方式開(kāi)關(guān)之時(shí)。在圖7a的電路的情況下，只需不把τ-C連接到節(jié)點(diǎn)730-740上就能實(shí)現(xiàn)這種設(shè)置。
圖7b中示出了所述占空比控制電路G的第二較佳實(shí)現(xiàn)。在該實(shí)現(xiàn)中，本機(jī)振蕩器信號(hào)LO首先被第一可變電路元件τ1延遲。τ1和LO的輸出由第一NAND(與非)邏輯電路進(jìn)行NAND，該NAND邏輯電路的輸出被第二延遲電路元件τ2延遲。第二延遲電路元件τ2的輸出以及第一NAND邏輯的輸出進(jìn)一步由第二NAND邏輯電路進(jìn)行NAND，該第二NAND邏輯電路的輸出電容耦合到節(jié)點(diǎn)720。所述第二NAND邏輯電路的輸出進(jìn)一步由一反相器反相，該反相器的輸出電容耦合到節(jié)點(diǎn)710。另外，延遲電路元件τ1的輸出電容耦合到節(jié)點(diǎn)730。同一τ1輸出也由一邏輯反相器反相，該邏輯反相器的輸出電容耦合到節(jié)點(diǎn)740。占空比控制電路D的輸出節(jié)點(diǎn)710、720、730和740還電阻耦合到一個(gè)提供DC偏壓的恒壓源VB。延遲元件τ1和τ2兩者或兩者之一均可具有由占空比控制輸入端900-900’控制的可變延遲，以使所述輸出端710-720的占空比可以受τ1和τ2之差的控制。(通過(guò)把710-720與740-730的角色互換，可以改為控制輸出端口740-730的占空比，同時(shí)仍達(dá)到對(duì)所述有效換向功能實(shí)現(xiàn)互補(bǔ)占空比的同樣目的)。
圖7c是示出圖7b的電路中各級(jí)處的信號(hào)的波形圖。在圖中，τ1和τ2分別代表由延遲元件τ1和τ2提供的延遲。前四個(gè)軌跡示出當(dāng)τ1等于一個(gè)特定間隔Δ時(shí)電路的幾個(gè)前端節(jié)點(diǎn)處的波形，后三組雙軌跡表示當(dāng)τ2＞τ1、τ1＝τ2、τ1＜τ2的三種情況下在幾個(gè)后端節(jié)點(diǎn)處所得的波形。
圖7b的電路只對(duì)混頻器核心中兩對(duì)晶體管中的一對(duì)晶體管的占空比進(jìn)行調(diào)整，前面已解釋過(guò)，這已經(jīng)足以抵消亂真信號(hào)。提供相似的邏輯電路以調(diào)整另一對(duì)晶體管的占空比也是可能的。同樣，當(dāng)M41的占空比增大時(shí)，M43的占空比也增大，反之亦然。
圖7b的較佳實(shí)施例具有單端電路。然而，本領(lǐng)域的技術(shù)人員會(huì)很清楚，以公知的符號(hào)示出的所述邏輯及延遲功能也可容易地以通常在RF應(yīng)用中優(yōu)選的差動(dòng)電路形式來(lái)實(shí)現(xiàn)。
在圖7b電路中，本機(jī)振蕩器信號(hào)LO的占空比在它施加于混頻器前已被調(diào)整，這與圖7a的電路不同，在圖7a中，偏壓調(diào)整影響混頻器晶體管的開(kāi)關(guān)時(shí)刻。
圖7d示出了占空比控制電路G的第三實(shí)施例，它是圖7a所示的實(shí)施例的一種變體。為了這個(gè)變體，混頻器核心作了如圖6b所示的修改(即混頻器核心D3)，見(jiàn)下文便會(huì)清楚。
在第一實(shí)施例中，占空比控制電路在本機(jī)振蕩器施加于混頻器核心的晶體管之前把占空比控制信號(hào)τ-C+/τ-C-疊加到本機(jī)振蕩器信號(hào)LO+/LO-上。在此第三實(shí)施例中，大致如前一樣地把本機(jī)振蕩器信號(hào)施加于混頻器核心的晶體管，只是占空比控制信號(hào)被施加于混頻器核心的晶體管的襯底接線端。
現(xiàn)在詳細(xì)參考圖7d及圖6b，本機(jī)振蕩器信號(hào)LO+/LO-通過(guò)各自的電容器C45及C46電容耦合到混頻器核心的晶體管上，如前一樣，晶體管M41和M44的柵極接收LO+，而M42及M43接收LO-。(注意，與圖7a及6a相比，這里為本機(jī)振蕩器信號(hào)使用了半數(shù)的耦合電容器)。這幾對(duì)柵極分別通過(guò)由各自的電阻器R49及R40連接到偏壓VC(560)上來(lái)加偏壓。
盡管占空比控制信號(hào)連接到混頻器核心D3的晶體管的襯底接線端，但這種連接是通過(guò)與第一實(shí)施例中所用的相似的無(wú)源網(wǎng)絡(luò)來(lái)實(shí)現(xiàn)的(比較圖7d和圖7a)。τ-C+經(jīng)由串聯(lián)連接到恒定偏壓VB(550)的電阻器R45和R41所組成的分壓器連接到M41的襯底接線端，且M41的襯底接線端連接到這些電阻器之間的節(jié)點(diǎn)710。晶體管M43的襯底接線端也連接到節(jié)點(diǎn)710，因此也以同樣的方式由τ-C+供給。(在圖7d中，因?yàn)檫@些電阻器執(zhí)行相似的功能，因此對(duì)它們給予與圖7a中的相似的參考標(biāo)號(hào)。)τ-C-類似地經(jīng)由同樣串聯(lián)連接到恒定偏壓VB(550)的電阻器R46和R42所組成的分壓器連接到M42和M44的襯底接線端，且M42和M44的襯底接線端連接到這些晶體管之間的節(jié)點(diǎn)720。
兩分壓器在占空比控制信號(hào)被施加于混頻器核心晶體管的襯底接線端之前，對(duì)它們進(jìn)行位移和縮放。(至少在原理上，可以安排由互阻抗放大器E和低通濾波器F來(lái)提供占空比控制信號(hào)而無(wú)需位移和縮放。在這種情況下，圖7d中所示的占空比控制電路G的左半部就成了僅提供低通濾波器F的輸出到混頻器核心的正確路線的節(jié)點(diǎn)。同樣，至少在原理上，也可以安排讓本機(jī)振蕩器提供本機(jī)振蕩器信號(hào)而無(wú)需上述位移和縮放。在這種情況下，圖7d中所示的占空比控制電路G的右半部就成為僅提供本機(jī)振蕩器輸入端口500-500’的正確路線的節(jié)點(diǎn))。
兩個(gè)襯底接線端710、720也都分別由電容器C41、C42各自連接到偏壓VB上。這在占空比控制信號(hào)施加于襯底接線端之前提供了對(duì)該信號(hào)的低通濾波。(當(dāng)然，盡管這些電容器并不像圖7a中標(biāo)有類似標(biāo)號(hào)的電容器那樣耦合本機(jī)振蕩器信號(hào)，但因?yàn)閳D7a中的這些電容器也提供了對(duì)占空比控制信號(hào)的低通濾波，因而仍對(duì)它們標(biāo)上了類似的標(biāo)號(hào))。
現(xiàn)在參考圖6b。當(dāng)施加于混頻器核心D3的晶體管的襯底接線端的占空比控制信號(hào)變化時(shí)，它們對(duì)那些晶體管的閾值電壓進(jìn)行調(diào)整，且由于晶體管的輸出(即漏極電流)取決于柵極電壓和閾值電壓之差，因此當(dāng)以此方式調(diào)整閾值電壓時(shí)，其效果又是本機(jī)振蕩器信號(hào)位于閾值電壓之上的時(shí)間所占比例更多或更少，因此晶體管的占空比也受到調(diào)整。
(圖7a的晶體管其實(shí)也有襯底接線端。由于它們較佳地是NMOS晶體管，，因此其(P型)襯底電極(或體電極)是接地的，以免源-體極之間或漏-體極之間的PN結(jié)的正向偏置。由于這對(duì)于電路的運(yùn)作沒(méi)有影響，所以圖中省略了襯底接線端(慣例如此)。在現(xiàn)代CMOS技術(shù)中，NMOS和PMOS晶體管大多做在阱內(nèi)實(shí)現(xiàn)(對(duì)NMOS晶體管為P阱，對(duì)PMOS晶體管為N阱)。一特定晶體管的襯底如是在單獨(dú)的阱內(nèi)形成的，則可以與其它晶體管的襯底隔離開(kāi)?，F(xiàn)在回到圖7d及6b的電路，其襯底接線端被施加了占空比控制信號(hào)的那些晶體管較佳地在獨(dú)立的阱中隔離開(kāi)。)把信號(hào)連接到襯底接線端從理論上說(shuō)會(huì)冒源-體極之間或漏-體極之間的PN結(jié)正向偏置的風(fēng)險(xiǎn)。該風(fēng)險(xiǎn)通過(guò)在設(shè)計(jì)時(shí)限制占空比控制信號(hào)的大小，并在偏壓設(shè)置(在此由圖7d的無(wú)源網(wǎng)絡(luò)和電壓VB提供)時(shí)格外注意來(lái)降到最低。
于是，在所有這三個(gè)實(shí)施例中，占空比控制信號(hào)和本機(jī)振蕩器信號(hào)相互協(xié)調(diào)來(lái)控制混頻器核心晶體管的開(kāi)關(guān)。在第一和第三實(shí)施例中，這是通過(guò)把占空比控制信號(hào)施加于本機(jī)振蕩器信號(hào)以調(diào)整它們對(duì)晶體管進(jìn)行開(kāi)關(guān)的閾值來(lái)實(shí)現(xiàn)的，這兩個(gè)實(shí)施例的區(qū)別在于占空比控制信號(hào)是在什么地方施加于本機(jī)振蕩器信號(hào)的。在第二實(shí)施例中，把占空比控制信號(hào)施加于本機(jī)振蕩器信號(hào)以改變它們的占空系數(shù)(markspace ratio)。
圖8a示出了互阻抗放大器E的一個(gè)較佳實(shí)現(xiàn)，該互阻抗放大器E把來(lái)自混頻器核心D的輸出電流轉(zhuǎn)換成總混頻器電路10的輸出電壓BB。兩個(gè)電流源為從所述混頻器核心D到電壓源VDDDC電流提供了偏壓路徑。(將它們連接到110-GND的選擇表示電流源可以被電流宿取代)?；プ杩狗糯笃靼ㄟ\(yùn)算放大器，確定互阻抗的反饋電阻器R61、R62，以及與所述反饋電阻器一起提供衰減帶外阻塞信號(hào)所需的低通濾波的反饋電容器C61、C62。阻塞信號(hào)也已被混頻器降頻(但是未降到基帶本身)，且在這種較低頻率下它們更容易從期望信號(hào)(這當(dāng)然是在基帶)中濾出?？扇芜x地，由斬波器時(shí)鐘信號(hào)驅(qū)動(dòng)的開(kāi)關(guān)可以既在所述運(yùn)算放大器的輸入終端之前又在同一放大器的輸出終端之后，以使所述放大器的偏移效應(yīng)得以減輕。
圖8b示出了互阻抗放大器E的另一個(gè)較佳實(shí)現(xiàn)，其中由電阻器R65、R66把互阻抗輸入與所述混頻器核心D分開(kāi)。圖8a的偏置電流源用并聯(lián)元件R63、C63及R64、C64取代，以便除了提供DC偏壓路徑之外還在互阻抗放大器之前提供對(duì)阻塞信號(hào)的額外濾波。圖8a的所述可任選開(kāi)關(guān)也可以在所述運(yùn)算放大器的輸入終端之前并在其輸出終端之后，以減輕所述放大器的偏移效應(yīng)。
圖9示出了積分器/低通濾波器F的一個(gè)較佳實(shí)現(xiàn)，該積分器/低通濾波器被設(shè)計(jì)成能通過(guò)同時(shí)去除期望信號(hào)和殘余的阻塞信號(hào)來(lái)從所述BB輸出中提取DC分量。所述DC分量中所含的關(guān)于由混頻器核心的偶次非線性度所造成的亂真DC和低頻響應(yīng)的信息由所述占空比控制輸入端900-900’用來(lái)最小化所述亂真響應(yīng)。如果此分量不為零，則積分器會(huì)調(diào)整占空比調(diào)整信號(hào)的電平，而該調(diào)整信號(hào)又會(huì)調(diào)整混頻器核心的占空比，以使其以更加互補(bǔ)的方式開(kāi)關(guān)并減少DC分量。
圖10示出了整個(gè)高IP2混頻器10的較佳實(shí)現(xiàn)的示意圖。它包括圖2的各塊的特定實(shí)現(xiàn)，這些特定實(shí)現(xiàn)已在圖3a、圖4b、圖5a(它本身較佳地被實(shí)現(xiàn)為圖5b的電路一積分器C3在圖10中未示出，但較佳地包括在內(nèi))、圖6a(僅有左半部，它就是占空比受控的混頻器核心)、圖7a(但沒(méi)有虛線標(biāo)出的元件)、圖8b及圖9中示出。
盡管所述較佳實(shí)施例在圖10中被示為使用NMOS場(chǎng)效應(yīng)晶體管，但本領(lǐng)域的技術(shù)人員顯而易見(jiàn)的是在不脫離本發(fā)明的前提下，類似的混頻器的全PMOS、全NPN或PNP BJT晶體管的實(shí)現(xiàn)都是可能的。事實(shí)上，圖10所示的各晶體管的NMOS、PMOS及BJT實(shí)現(xiàn)的混合能使本領(lǐng)域的技術(shù)人員更好地利用可供他選擇的工藝和電源電壓。
盡管已經(jīng)圖示并描述了某些較佳實(shí)施例，但應(yīng)當(dāng)理解，還可以在不脫離如所附權(quán)利要求書(shū)中描繪的本發(fā)明的前提下對(duì)這些方案做出許多變更和修改。
權(quán)利要求
1.一種雙平衡混頻器，包括混頻器核心，所述混頻器核心具有射頻輸入端口、本機(jī)振蕩器輸入端口輸出端口，所述混頻器核心包括第一對(duì)開(kāi)關(guān)晶體管，所述第一對(duì)開(kāi)關(guān)晶體管被連接成響應(yīng)于本機(jī)振蕩器信號(hào)一般以彼此反相的方式開(kāi)關(guān)，并且該對(duì)被連接成對(duì)所述混頻器核心的射頻輸入端口上的該對(duì)共用的第一終端上存在的射頻信號(hào)進(jìn)行開(kāi)關(guān)，所述混頻器核心還包括第二對(duì)開(kāi)關(guān)晶體管，所述第二對(duì)開(kāi)關(guān)晶體管被連接成響應(yīng)于所述本機(jī)振蕩器信號(hào)一般以彼此反相的方式開(kāi)關(guān)，并且該對(duì)被連接成對(duì)所述混頻器核心的射頻輸入端口上的該對(duì)共用的第二終端上存在的射頻信號(hào)進(jìn)行開(kāi)關(guān)，其中所述第一對(duì)和第二對(duì)中的每一對(duì)的一個(gè)晶體管被連接成一般以彼此反相的方式把所述射頻信號(hào)切換到所述輸出端口的第一終端，而所述第一對(duì)和第二對(duì)中的每一對(duì)的另一個(gè)晶體管被連接成一般以彼此反相的方式把所述射頻信號(hào)切換到所述輸出端口的第二終端；DC檢測(cè)電路，所述DC檢測(cè)電路被連接成接收所述混頻器核心的輸出，以及響應(yīng)于所述混頻器核心的輸出中的DC電平來(lái)提供占空比調(diào)整信號(hào)；占空比控制電路，所述占空比控制電路具有本機(jī)振蕩器輸入端口、被連接成接收所述占空比調(diào)整信號(hào)的輸入端口、以及被連接成將在所述占空比控制電路的本機(jī)振蕩器輸入端口上所接收到的所述本機(jī)振蕩器信號(hào)施加于所述混頻器核心的本機(jī)振蕩器輸入端口的輸出端口，其中所述占空比控制電路被設(shè)置成將所述占空比調(diào)整控制信號(hào)施加于所述本機(jī)振蕩器信號(hào)以相對(duì)于所述混頻器核心的第二對(duì)晶體管的占空比來(lái)改變所述混頻器核心的第一對(duì)晶體管的占空比。
2.如權(quán)利要求1所述的雙平衡混頻器，其特征在于所述占空比控制信號(hào)被連接成將所述占空比調(diào)整控制信號(hào)施加于在其本機(jī)振蕩器輸入端口上所接收到的本機(jī)振蕩器信號(hào)，以及將所得的本機(jī)振蕩器信號(hào)施加于所述第一對(duì)晶體管。
3.如權(quán)利要求2所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述占空比調(diào)整電路被連接成將所述占空比調(diào)整信號(hào)施加于所述本機(jī)振蕩器信號(hào)，以增大所述第一對(duì)晶體管中的一個(gè)晶體管的占空比，同時(shí)減小另一個(gè)晶體管的占空比，反之亦然。
4.如權(quán)利要求2或3所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述占空比調(diào)整電路被連接成不把所述占空比調(diào)整信號(hào)施加于已被施加到所述第二對(duì)晶體管的本機(jī)振蕩器信號(hào)。
5.如權(quán)利要求2或3所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述占空比調(diào)整電路被連接成將所述占空比調(diào)整控制信號(hào)施加于在其本機(jī)振蕩器輸入端口上所接收到的本機(jī)振蕩器信號(hào)，以及將所得的本機(jī)振蕩器信號(hào)施加于所述第二對(duì)晶體管。
6.如權(quán)利要求5所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述占空比調(diào)整電路被連接成將所述占空比調(diào)整信號(hào)施加于所述本機(jī)振蕩器信號(hào)，以增大所述第二對(duì)晶體管中的一個(gè)晶體管的占空比，同時(shí)減小另一個(gè)晶體管的占空比，反之亦然。
7.如前述權(quán)利要求1至6中任一項(xiàng)所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述占空比調(diào)整電路包含被連接成將所述占空比調(diào)整信號(hào)添加到所述本機(jī)振蕩器信號(hào)以調(diào)整它們的DC電平的元件。
8.如權(quán)利要求1至6中任一項(xiàng)所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述占空比調(diào)整電路包含被連接成在所述本機(jī)振蕩器信號(hào)被施加于所述混頻器核心之前對(duì)它們的占空比進(jìn)行調(diào)整的元件。
9.如權(quán)利要求1所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述占空比調(diào)整電路被連接成將所述占空比調(diào)整信號(hào)施加于所述混頻器核心，以調(diào)整所述第一對(duì)晶體管的閾電壓，從而將這些信號(hào)施加于所述本機(jī)振蕩器信號(hào)并調(diào)整這些晶體管的占空比。
10.如權(quán)利要求9所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述占空比調(diào)整電路被連接成將所述占空比調(diào)整信號(hào)施于所述混頻器核心，以增大所述第一對(duì)晶體管中的一個(gè)晶體管的閾電壓，同時(shí)減小另一個(gè)晶體管的閾電壓，反之亦然。
11.如權(quán)利要求9或10所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述占空比調(diào)整電路被連接成不影響所述第二對(duì)晶體管的閾值。
12.如權(quán)利要求9或10所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述占空比調(diào)整電路被連接成影響所述第二對(duì)晶體管的閾值。
13.如權(quán)利要求12所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述占空比調(diào)整電路被連接成施加所述占空比調(diào)整信號(hào)以增大所述第二對(duì)晶體管中的一個(gè)晶體管的占空比，同時(shí)減小另一個(gè)晶體管的占空比，反之亦然。
14.如權(quán)利要求13所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述占空比調(diào)整電路被連接成將所述占空比調(diào)整信號(hào)施加于所述混頻器核心以增大所述第二對(duì)晶體管中的一個(gè)晶體管的閾電壓，同時(shí)減小另一個(gè)晶體管的閾電壓，反之亦然。
15.如權(quán)利要求9至14中任一項(xiàng)所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述占空比調(diào)整電路被連接成將所述占空比調(diào)整信號(hào)施加于所述混頻器核心的晶體管的襯底接線端。
16.如前述權(quán)利要求中任一項(xiàng)所述的雙平衡混頻器，當(dāng)從屬于權(quán)利要求4或11時(shí)例外，其特征在于，所述占空比調(diào)整電路被連接成將所述占空比調(diào)整信號(hào)施加于所述本機(jī)振蕩器信號(hào)，以同時(shí)增大所述第一對(duì)晶體管和所述第二對(duì)晶體管中連接到所述混頻器核心的輸出端口的第一輸出終端的晶體管的占空比，并在其它時(shí)候同時(shí)減小這兩個(gè)晶體管的占空比。
17.如前述權(quán)利要求中任一項(xiàng)所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述DC檢測(cè)器包含積分器或低通濾波器。
18.如前述權(quán)利要求中任一項(xiàng)所述的雙平衡混頻器，其特征在于，包括連接到所述混頻器核心的輸出端口以將所述混頻器核心的輸出傳遞到所述DC檢測(cè)器的輸入的濾波器，其中所述濾波器被設(shè)置成能通過(guò)高于所述DC檢測(cè)器所通過(guò)的頻率，但阻塞更高的頻率。
19.如權(quán)利要求18所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述濾波器的輸出為所述雙平衡混頻器提供基帶輸出端口。
20.如前述權(quán)利要求中任一所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述占空比控制信號(hào)代表單一值。
21.如權(quán)利要求20所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述占空比控制信號(hào)是差動(dòng)信號(hào)。
22.一種雙平衡混頻器，包含混頻器核心和被連接成將信號(hào)輸入到所述混頻器核心的輸入級(jí)，所述輸入級(jí)包括用于接收信號(hào)的輸入終端，被連接成將所述信號(hào)從所述輸入終端傳送到所述混頻器核心的晶體管，連接于所述晶體管的控制輸入端和所述輸入終端之間的反饋電路，其中所述反饋電路包括可操作以堵塞相對(duì)較高頻率的信號(hào)并通過(guò)相對(duì)較低頻率的信號(hào)的濾波器。
23.如權(quán)利要求22所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述濾波器是低通濾波器。
24.如權(quán)利要求22所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述濾波器是帶通濾波器。
25.如權(quán)利要求22至24中任一項(xiàng)所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述反饋電路包括放大器。
26.如權(quán)利要求25所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述放大器的輸出端連接到所述晶體管的控制輸入端，而所述濾波器連接于所述輸入級(jí)的輸入終端和所述放大器的輸入端之間。
27.如權(quán)利要求26所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述放大器具有一反相輸入端，而所述濾波器連接于所述放大器的該輸入端。
28.如權(quán)利要求22至27中任一項(xiàng)所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述晶體管是場(chǎng)效應(yīng)晶體管，且所述控制終端是所述晶體管的柵極。
29.如權(quán)利要求22至28中任一項(xiàng)所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述晶體管是場(chǎng)效應(yīng)晶體管，且所述雙平衡混頻器的輸入終端是所述晶體管的源極。
30.如權(quán)利要求22至27中任一項(xiàng)所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述晶體管是雙極晶體管，且所述控制終端是所述晶體管的基極。
31.如權(quán)利要求22至27中任一項(xiàng)或如權(quán)利要求30所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述晶體管為雙極晶體管，且所述雙平衡混頻器的輸入終端是所述晶體管的發(fā)射極。
32.如權(quán)利要求22至31中任一項(xiàng)所述的雙平衡混頻器，其特征在于，包括連接于電源終端和所述輸入級(jí)的輸入終端之間的偏壓電路。
33.如權(quán)利要求32所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述偏壓電路包含電阻器。
34.如權(quán)利要求33所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述偏壓電路包括與所述電阻器串聯(lián)的電感器。
35. 如權(quán)利要求22至34中任一項(xiàng)所述的雙平衡混頻器，其特征在于，包含兩個(gè)所述輸入級(jí)，其中所述兩個(gè)輸入級(jí)被連接成將信號(hào)傳送到所述混頻器核心的一對(duì)差動(dòng)輸入端中相應(yīng)的兩端。
36.如權(quán)利要求22至35中任一項(xiàng)所述的雙平衡混頻器，其特征在于，每個(gè)輸入級(jí)包含一所述放大器，且所述混頻器包含被連接成響應(yīng)于所述兩個(gè)放大器的輸入偏移并向所述放大器提供輸出以減小這種偏移的偏移積分器。
37.如權(quán)利要求1至21中任一項(xiàng)以及如權(quán)利要求22-36中任一項(xiàng)所述的雙平衡混頻器。
38.如前述權(quán)利要求中任一項(xiàng)所述的雙平衡混頻器，其特征在于，包含具有輸入端口和輸出端口的輸入濾波器，所述輸入濾波器被連接成在信號(hào)通過(guò)所述混頻器核心的輸入端口或其射頻輸入端口之前對(duì)信號(hào)進(jìn)行濾波，所述濾波器通過(guò)相對(duì)較高頻率的信號(hào)，并阻塞相對(duì)較低頻率的信號(hào)。
39.如權(quán)利要求38所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述濾波器是高通濾波器。
40.如權(quán)利要求38所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述濾波器是帶通濾波器。
41.如權(quán)利要求38至40中任一項(xiàng)所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述輸入濾波器是無(wú)源網(wǎng)絡(luò)。
42.如權(quán)利要求41所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述濾波器包含連接于其輸入端口和輸出端口之間的電容器。
43.如權(quán)利要求42所述的雙平衡混頻器，其特征在于，所述濾波器還包含與所述電容器串聯(lián)連接于其輸入端口和輸出端口之間的電感器。
44.如權(quán)利要求41至43中任一項(xiàng)所述的雙平衡混頻器，特征在于，包含連接于其輸入端口和電源終端之間的電感器。
45.如權(quán)利要求38至44中任一項(xiàng)所述的雙平衡混頻器，其特征在于，包含兩個(gè)所述輸入濾波器，其中所述兩個(gè)輸入濾波器被連接成將信號(hào)傳送到所述混頻器核心的一對(duì)差動(dòng)輸入端中相應(yīng)的兩端。
46.如權(quán)利要求38至45中任一項(xiàng)所述的雙平衡混頻器，當(dāng)從屬于權(quán)利要求22至36中的任一項(xiàng)時(shí)，其特征在于，所述輸入濾波器的輸出端口連接到所述輸入級(jí)的輸入終端。
47.如權(quán)利要求38至46中任一項(xiàng)所述的雙平衡混頻器，其特征在于，包含其輸出端連接到所述輸入濾波器的輸入端口的輸入放大器。
48.如權(quán)利要求47所述的雙平衡放大器，其特征在于，其輸出端連接到所述輸入濾波器的輸入端口的所述輸入放大器是互導(dǎo)放大器。
49.一種包括如前述權(quán)利要求中任一項(xiàng)所述的雙平衡放大器的集成電路。
50.一種包括如前述權(quán)利要求1至48中任一項(xiàng)所述的雙平衡混頻器或包括如權(quán)利要求49所述的集成電路的無(wú)線電接收器。
51.一種包含如權(quán)利要求1至48中任一項(xiàng)所述的雙平衡混頻器，或包含如權(quán)利要求49所述的集成電路，或包括如權(quán)利要求50所述的無(wú)線電接收器的移動(dòng)終端站。
全文摘要
一種雙平衡混頻器具有被連接成接受混頻器核心的輸出的DC檢測(cè)電路。施加所檢測(cè)到的電平以調(diào)整混頻器核心的晶體管的占空比。在一個(gè)示例中，該調(diào)整電平被添加到施加于該核心的本機(jī)振蕩器信號(hào)中。在另一示例中，施加該電平以調(diào)整混頻器核心的晶體管的閾值。在又一示例中，在本機(jī)振蕩器信號(hào)被施加于混頻器核心之前調(diào)整其占空比。還提供了用于雙平衡混頻器核心的輸入級(jí)，該輸入級(jí)包括具有低通濾波器作為反饋電路的晶體管。
文檔編號(hào)H03D7/14GK1981429SQ200580022915
公開(kāi)日2007年6月13日 申請(qǐng)日期2005年7月1日 優(yōu)先權(quán)日2004年7月6日
發(fā)明者黃秋庭, 于爾根羅金 申請(qǐng)人:Acp尖端電路鉆研股份公司