專利名稱：混頻級以及用于將具有不同頻率的兩個信號混合的方法
技術領域：
本發(fā)明涉及具有一個振蕩器、一個第一輸入端、一個第二輸入端、一個第一輸出端、一個第二輸出端、一個可控的放大器元件的四元組以及一個第一電流源(Stromquelle)的混頻級。
此外本發(fā)明還涉及將具有第一頻率的第一信號與具有第二頻率的振蕩器信號混合的方法，其步驟是將第一信號以差動形式輸送至一個混頻級的第一輸入端和第二輸入端，該混頻級具有一個振蕩器、一個第一輸出端、一個第二輸出端，可控的放大器元件的一個四元組以及一個第一電流源。
背景技術：
這種混頻級已經以吉爾伯特單元的形式被公開。通過吉爾伯特單元的運行也公開了這種方法。
除少數例外，自從1969年Brad Gilbert發(fā)明吉爾伯特單元以來，混頻級就通過一種由三個串聯(lián)的級構成的結構實現。第一級由一個電流源或者在更簡單的情況下由一個電阻構成，第二級由在雙極技術或者在單極技術中實現的差頻放大器(Differenzverstrker)構成，并且第三級具有四個開關晶體管，它們將差頻放大器的輸出電流在振蕩器頻率的周期內逆轉。此外還公開了在開關晶體管的發(fā)射極上使用負反饋電阻用于改善輸入一輸出信號特性的線性。
現代的半導體技術在所有尺度上都降低了結構大小，目的是提高電路的封裝密度和可達到的極限頻率。隨之產生了耐壓強度的降低。一般地已知的是不同代的個人計算機的這種現象，個人計算機以不斷提高的時鐘頻率和不斷降低的工作電壓而被提供。在通信技術中這些技術也被應用。
然而在數字電路技術中可能的在模擬技術中會產生問題。在吉爾伯特單元中所要求的三級或者三個子電路的串聯(lián)電路對于每個級或者子電路僅僅還允許最低的電壓。如果將該效應向未來展望，則很快這樣的時刻就要到來，在這個時刻吉爾伯特單元在進一步降低的供電電壓下不再能夠被實現。
在其它的應用中，例如在移動電話中，供電電壓的限制被要求在由單個電池可提供的3V上。若減去用于在負載上的電壓調節(jié)和偏移(Hub)(信號波動的幅度)的需求，則用于實際的信號處理的僅還有1.5至2V。這同樣表現了可實現性的下限。

發(fā)明內容
在這種背景下，本發(fā)明的任務在于給出一種混頻級和一種方法，用于將具有第一頻率的第一信號與具有第二頻率的第二信號混合，同時具有降低的電壓要求，并且它保持了開始部分所提及的已公開的混頻級的優(yōu)點。
本發(fā)明任務在開始所提及類型的混頻級中通過這種方式被解決，即混頻級除了第一電流源之外還具有至少一個第二電流源，第一電流源和至少一個第二電流源分別可以通過配置的開關輸入端(Schalteingang)被接通或斷開，該開關輸入端與配置的振蕩器輸出端相連，并且四元組(quadrupel)的每兩個放大器元件與至少兩個電流源的至少一個在其被接通狀態(tài)中共同構成對于在第一輸入端和第二輸入端之間的輸入信號的差頻放大器。
此外本發(fā)明任務在開始所提及類型的方法中通過這種方式解決，即第一電流源和至少一個第二電流源各通過一個配置的開關輸入端通過振蕩器信號被周期地接通和斷開，并且在電流源被接通時該第一信號通過由四元組的每兩個放大器元件和被接通的電流源構成的差頻放大器被放大。
由此，本發(fā)明在結構上與吉爾伯特單元的區(qū)別在于，本發(fā)明以一個電流源級和一個單個的與其串聯(lián)的另外的級實現，它通過放大器元件的四元組構成。這樣它以兩個串聯(lián)的級而被實現并且具有相應地被降低的電壓需求，或者在相同的電壓下在被保持的兩個級的每個單個的上面允許更大的分壓。由此本發(fā)明替代一個直流電流源設置了兩個連接的電流源，它們在振蕩器頻率的周期內將混合電流(MischerStrom)以推挽方式接入和斷開。在此，可開關的電流源的應用在一定程度上將吉爾伯特單元的差頻放大器集成到放大器元件的四元組中。
換句話說，由吉爾伯特單元而公開的開關晶體管在本發(fā)明中作為通過輸入信號控制的放大器元件而工作，這些放大器元件在接通電流源時作為對于輸入信號的差頻放大器工作并且由此除了其功能之外還作為開關在一定程度上被多次使用。就是這些與通過差動輸入信號對放大器元件的控制和使用通過振蕩器信號接通的電流源而實現的放大器元件的作為開關和差頻放大器的復用的應用相結合，允許降低串聯(lián)的級的數目。在吉爾伯特單元中振蕩器信號相反地為了開關晶體管的控制而被使用，并且輸入信號通過分離的、位于開關晶體管和直流電流源之間的差頻放大器被放大。
混頻級的一種優(yōu)選的構型的特征在于使用雙極型晶體管作為放大器元件。
在雙極技術中的這種構型相對于在單極技術中的實施形式證實具有進一步降低的電壓需求。
一種變換的構型具有場效應晶體管作為放大器元件。
在單極技術中的這種實施形式雖然需要更高的供電電壓，然而其特征在于被降低的電流源噪聲的影響。
優(yōu)選的還有，混頻級對于每個放大器元件都具有配置的負反饋電阻，它串聯(lián)位于放大器元件和配置的可開關的電流源之間。
此外優(yōu)選的是，混頻級除了放大器元件的四元組還具有可開關的電流源的四元組和兩個負反饋電阻，該可開關的電流源的四元組由可開關的電流源的一個第一對和可開關電流源的一個第二對構成，每個電流源都與放大器元件的一個相連接，兩個負反饋電阻的每一個都將一對可開關的電流源的這些電流源以及與這些電流源相連接的放大器元件連接，并且每對電流源的開關輸入端一同與配置的振蕩器輸入端連接。
在兩種構型中，負反饋電阻在寬廣的范圍內將差頻放大器的輸入-輸出信號特性線性化并且由此能夠實現裝置的所期望地高的截取點(Intercept-Punkt)。
在電流源被斷開的期間，在所屬的放大器元件的基極和發(fā)射極之間或者柵極和源極之間的寄生電容可能僅僅被不充分地放電。
該缺點通過下面的構型被避免，在該構型中混頻級對于每個電流源具有一個附加的、帶有一個第一電流端子、一個第二電流端子和一個控制端子的控制元件，兩個附加的控制元件的第一電流端子共同與供電電位連接，并且兩個控制元件的每第二個電流端子與配置的電流源的一個電流端子連接。
控制元件可以在斷開的電流源情況下被導通地控制，并且隨后允許將所提及的電容放電至第二參考電位。
一種另外的構型的特征在于，控制元件的第二電流端子被連接在配置的電流源和所屬的負反饋電阻之間。
變換地優(yōu)選的是，控制元件的第二電流端子被連接在配置的電流源和所屬的放大器元件之間。
這些構型將從使用負反饋電阻和控制元件中得到的優(yōu)點組合起來。
一種另外的構型的特征在于與用作放大器元件的晶體管互補的晶體管作為附加的控制元件。其中彼此互補的晶體管被理解為這樣的晶體管，它們對于相同極性的控制信號以相反的導電性變化而反應。在這個意義上例如P溝道MOSFET或者雙極型PNP晶體管不但與N溝道MOSFET而且與雙極型NPN晶體管互補，N溝道MOSFET或者雙極型NPN晶體管不但與P溝道MOSFET而且與雙極型PNP晶體管互補。
這種構型的優(yōu)點在于，用于接通或斷開電流源的信號或者相同頻率和相位的、由此導出的信號在附加的控制元件的控制情況下導致在所參與的電容的放電和電流源的接通/斷開狀態(tài)的轉換之間的所期望的關聯(lián)。
關于該方法的構型優(yōu)選的是，矩形信號被使用作為振蕩器信號。
矩形信號在理想情況下在其兩個電平的轉換中具有無限大的斜率。當這種信號被作為用于組件的開關信號使用時，該組件在哪個確切的電壓值下接通在一階近似中并不重要。首先重要的只是它從總體上接通。由此，當多個具有公差的組件被互相同步地接通時，所期望的轉換過程則也可以以高的時間準確性被控制。矩形信號的另一個優(yōu)點在于，其傅立葉頻譜僅僅由振蕩器頻率的奇數倍構成。振蕩器頻率的三倍、五倍等等的項附加地帶有因子1/3，1/5等等，并且因此隨著對傅立葉分量編號的下標的增加而衰減。通過混合或者通過與矩形信號相乘而實現的第一信號的第一頻率至另外的頻率的轉換因此由第一傅立葉分量主導，這導致第一頻率確定地轉移到作為第一頻率與振蕩器頻率的和或差得出的中頻。在此振蕩器頻率相應于第一傅立葉分量的頻率。另外的頻率由于帶有振蕩器頻率的偶數倍的傅立葉分量的誤差而具有相較而言大的頻率間隔，因此可以被容易地濾除。
此外優(yōu)選的是，在混頻級的具有一個或多個附加的控制元件的構型中，每個附加的控制元件被以矩形信號這樣地控制，使得它在斷開所屬的電流源情況下導通并且在接通所屬的電流源情況下截止。
通過該具體的電路技術的構型，在差頻放大器的晶體管的基極和發(fā)射極之間或者柵極和源極之間的電容的放電與電流源的斷開同步地、并且由此以高的時間準確性被控制。
另外的優(yōu)點從描述和隨附的附圖中得出。
自然的是，前面提及的并且后面還要說明的特征不僅僅在各個被說明的組合中可以被使用，而是也可以在其它的組合中或者單獨地可用，而沒有脫離本發(fā)明的范疇。


本發(fā)明的實施例在附圖中被示出并且在隨后的描述中被進一步闡述。其中，分別以概要的形式示出了圖1具有本發(fā)明的特征的混頻級的第一實施例；圖2可開關的電流源的一個可能的電路技術的實現；圖3具有本發(fā)明的特征的一種另外的構型；圖4具有線性化電阻的一種構型；圖5具有線性化電阻的一種替代的構型；及圖6根據本發(fā)明的混頻級的一種可能的補充，以將控制元件用于放大器元件的電容的有目的的放電。
具體實施例方式
圖1詳細示出了一個混頻級10，它具有一個振蕩器12、一個第一輸入端14、一個第二輸入端16、一個第一輸出端18，一個第二輸出端20，可控放大器元件22、24、26、28的一個四元組，一個第一電流源30和一個第二電流源32。振蕩器12在振蕩器輸出端34、36提供一個差動的矩形信號，借助該信號，第一電流源30通過配置的開關輸入端38并且第二電流源32通過配置的開關輸入端40以推挽方式差動地被接通和斷開。矩形信號這樣周期地接通和斷開電流源30、32，其中當第二電流源32被斷開(接通)時，第一電流源30被接通(斷開)。兩個電流源30、32此外還被連接至地電位41上。
輸入回路42在輸入端14和16之間以差動形式提供具有第一頻率的第一信號。第一信號例如是天線44的、通過輸入回路42提供和放大的模擬接收信號。第一放大器元件22和第二放大器元件24與在其被接通狀態(tài)中的第一電流源30共同構成第一差分放大器，該差分放大器由差動的第一信號控制。在第二電流源32被接通時，該電流源32與第三放大器元件26以及第四放大器元件28共同構成第二差分放大器，它同樣通過第一差動信號來控制。在此，這兩個差分放大器的控制這樣進行，即當第二放大器元件24的導電能力與第三放大器元件26的導電能力一同被減小(增大)時，第一放大器元件22的導電能力與第四放大器元件28的導電能力一同被增大(減小)。在圖1的構型中，放大器元件22、24、26、28作為雙極型NPN晶體管被實現。在雙極技術中的該構型相對于在單極技術中的實施形式具有進一步降低的電壓需求。
在接通第一電流源30時，即在第一時間間隔中，該混頻級10保持符號地將位于第一輸入端14的信號反映至第一輸出端18的輸出信號中。同時位于第二輸入端16的信號在接通第一電流源30時被反映至第二輸出端20的輸出信號中。
以推挽方式地，即在與第一時間間隔互補的第二時間間隔中，輸入端14的輸入信號在第二電流源32被接通時被反映到在第二輸出端20的輸出信號中。類似地，被接通的第二電流源32將第二輸入端16的輸入信號在第二時間間隔分段地反映到在第一輸出端18處的輸出信號中。
結果在輸出端18和20之間出現了第一輸入信號和振蕩器信號的乘積。若對于第一信號安排具有第一頻率的正弦振蕩，并且用矩形函數的傅立葉表示乘以該正弦振蕩，即用由具有一倍、三倍、五倍、...、(2n-1)倍振蕩器頻率(n＝1，2，...)的正弦振蕩構成的序列相乘，則通過第一傅立葉分量，即對于n＝1，得出兩個正弦函數的積，這兩個正弦函數一個以第一頻率振蕩，一個以振蕩器頻率作為第二頻率振蕩。通過使用加法定理可以示出，該乘積與其自變量(Argument)取決于第一和第二頻率之和的正弦函數和其自變量正比于第一和第二頻率之差的正弦函數的和成比例。
通過濾波，該濾波例如可以在輸出回路46中進行，或者和或者差被濾除。此外所有通過第一輸入信號與高于第一階的傅立葉分量相乘產生的頻率都被濾除。
圖2以可開關的電流源48的形式示出了圖1的電流源30、32的具體的電路技術構型，該可開關電流源48具有一個參考電位端子50、一個控制輸入端52、一個電流端子54、一個開關元件56和一個與開關元件56串聯(lián)的電阻58。參考電位端子50可以導向圖1中的第一參考電位41。在斷開的狀態(tài)中，這里作為場效應晶體管實現的開關元件56截止。控制輸入端52與圖1中的振蕩器輸出端34、36之一相連接，它同樣可以提供第一參考電位作為矩形信號的低信號電平也。場效應晶體管56則沒有被接通。若與此相對，振蕩器12給端子52提供矩形信號的高電平時，作為開關元件56工作的場效應晶體管被控制進入導通狀態(tài)?？砷_關的電流源48的電流輸出端54被連接至圖1的第一或第二差分放大器。由此流過圖1和圖2的裝置的電流被接入，其中驅動該電流的、對于第一參考電位的電位差例如由圖1的輸出回路46提供。
自然的是，圖1中的電流源30、32的作為圖2中的電流源48的該構型僅僅具有示例特征，并且可開關的電流源30、32一般地也可以不同地實現。這樣電阻58也可以被省略。
圖3示出了一個混頻級66，其中放大器元件22、24、26、28作為場效應晶體管，特別是作為NMOSFET實現。在單極技術中的這些實施形式雖然需要更高的供電電壓，然而特征在于降低的電流源噪聲的影響。此外混頻級66與圖1中的混頻級10相同，這樣對于其功能的理解可以參考對圖1的相應的說明。在圖1和圖3中也和所有其它附圖中一樣，相同的元件以相同的參考標號表示。
在圖1和圖3中由放大器元件22和24以及放大器元件26和28在相應的電流源30、32被接通時構成的差分放大器在混頻級10中通過發(fā)射極電阻或者在根據圖3的混頻級66中通過源極電阻在寬廣的范圍內可線性化，這樣可以實現裝置的高的截取點。
線性化可以通過四個與發(fā)射極(源極)串聯(lián)的相同的電阻實現。變換地可以使用兩個附加的電流源，它們分別通過位于發(fā)射極(源極)之間的電阻連接。
圖4示出了一個混頻級68，其中實現了最后提及的構型。該混頻級68對放大器元件22、24、26、28的四元組具有可開關的電流源70、30、32、72的四元組。該可開關的電流源70、30、32、72的四元組由第一對可開關的電流源70、30和第二對的可開關的電流源32、72構成。每個電流源70、30、32、72都與放大器元件22、24、26、28之一連接并且兩個電阻74、76的每個都連接可開關的電流源30、70、32、72的一對電流源70、30或者32、72，并且連接與這些電流源30、70、32、72連接的放大器元件22和24或者26和28。在此，電流源30、70、32、72的每一對30、70或者32、72的開關輸入端38、40一同與配置的振蕩器輸出端34或者36連接。放大器元件22、24、26、28的四元組如在圖1的技術方案中那樣由雙極型晶體管構建。然而自然的是，變換地也可以使用場效應晶體管，如在圖3的技術方案中示出的那樣。
這一點對于圖5的技術方案也類似適用，圖5示出了具有四個附加的負反饋電阻78、79、80、82的變換的混頻級77。在此，每個放大器元件22、24、26、28都被分配一個負反饋電阻78、79、80、82，該負反饋電阻串聯(lián)地位于放大器元件22、24或者26、28和配置的可開關的電流源30或者32之間。
此外圖4和圖5的混頻級68和77最大程度上相應于根據圖1的混頻級10，這樣對于對于基本工作原理的說明可以分別參考圖1的相應的說明。
為了將在放大器元件22、24、26、28的發(fā)射極和基極之間或者在源極和柵極之間的電容在斷開電流源30和32或者在斷開每對電流源30、70以及32、72時有目的地放電，上面所說明的構型的每一個都可以補充附加的控制元件84，如在圖6中詳細地示出的那樣。
每個控制元件84都具有一個第一電流端子86，一個第二電流端子88和一個控制端子90。附加的控制元件84的第一電流端子86與參考電位92、例如與可以通過輸出回路46提供的、電路的供電電位相連，并且附加的控制元件84的每個第二電流端子88與配置的電流源48、30、32或者配置的電流源30、70、32、72的一對30、70或者32、72相連接。在具有負反饋電阻74、76、78、79、80、82的混頻級68、77中，控制元件84的第二電流端子88被連接在配置的電流源48、30、70、32、72和所屬的負反饋電阻74、76、78、79、80、82之間。在沒有負反饋電阻的混頻級10、66中，控制元件84的第一電流端子86被連接在配置的電流源30、32和所屬的放大器元件22、24和26、28之間。圖6示出了位于電流源30和由放大器元件22、24構成的第一差分放大器之間的控制元件84的情況。
在任何情況下，控制元件84都可以通過一個與作為放大器元件22、24、26、28工作的晶體管互補的晶體管來實現。則用于接通和斷開電流源48、30、70、32、72的信號或者相同頻率和相位的、由其導出的信號在控制附加的控制元件84時導致在所涉及的電容的放電和電流源48、30、70、32、72的接通/斷開狀態(tài)的轉換之間的所期望的關聯(lián)。重要的是，放大器元件84在斷開電流源48、30、70、32、72時被導通地控制，并且由此導致所提及的電容放電到供電電位92。當它以相對于電流源48、30、70、32、72的控制信號翻轉了的信號控制時，控制元件也可以如放大器元件22、24、26、28那樣具有相同的導電類型。相應地開關元件84通過矩形電壓發(fā)生器91或者直接通過振蕩器輸出端34、36來控制。
此外，當地電位和供電電位的極性被同時變換時，所示出的晶體管可以完全地通過互補的晶體管替代。
權利要求
1.混頻級(10；66；68；77)，它具有一個振蕩器(12)，一個第一輸入端(14)，一個第二輸入端(16)，一個第一輸出端(18)，一個第二輸出端(20)，一些可控的放大器元件(22，24，26，28)的一個四元組以及一個第一電流源(30)，其特征在于，該混頻級(10；66；68；77)除了該第一電流源(30)之外還具有至少一個第二電流源(32)，該第一電流源(30)和所述至少一個第二電流源(32)分別通過一個配置的開關輸入端(38，40)可被接通和斷開，該開關輸入端與一個配置的振蕩器輸出端(34，36)連接，并且該四元組的每兩個放大器元件(22，24，26，28)與在其接通狀態(tài)中的所述至少兩個電流源(30，32)的至少一個一起構成對于在該第一輸入端(14)和第二輸入端(16)上的輸入信號的一個差分放大器。
2.根據權利要求1的混頻級(10，68，77)，其特征在于，使用雙極型晶體管作為放大器元件(22，24，26，28)。
3.根據權利要求1的混頻級(66)，其特征在于，使用場效應晶體管作為放大器元件(22，24，26，28)。
4.根據權利要求1至3之一的混頻級(77)，其特征在于，該混頻級(77)對于每個放大器元件(22，24，26，28)都具有一個配置的負反饋電阻(78，79，80，82)，該電阻串聯(lián)地位于該放大器元件(22，24，26，28)和該配置的可開關的電流源(30，32)之間。
5.根據權利要求1至3之一的混頻級(68)，其特征在于，該混頻級(68)除了放大器元件(22，24，26，28)的所述四元組外還具有可開關的電流源(70，30，32，72)的一個四元組和兩個電阻(74，76)，所述可開關的電流源(70，30，32，72)的該四元組由可開關的電流源(70，30)的一個第一對和可開關電流源(32，72)的一個第二對構成，每個電流源(70，30，32，72)都與這些放大器元件(22，24，26，28)的一個連接，所述兩個電阻(74，76)的每一個都將可開關電流源(70，30，32，72)的一個對的電流源(70，30)、(32，72)以及與這些電流源(70，30，32，72)相連接的放大器元件(22，24，26，28)連接，并且這些電流源(70，30，32，72)的每對(70，30)、(32，72)的開關輸入端(38，40)一同與一個配置的振蕩器輸出端(34，36)相連接。
6.根據權利要求1至5之一的混頻級(10；66；68；77)，其特征在于，該混頻級(10；66；68；77)對于每個電流源(70，30，32，72)具有一個附加的、帶有一個第一電流端子(86)、一個第二電流端子(88)和一個控制端子(90)的控制元件(84)，這些附加的控制元件(84)的第一電流端子(86)共同地與一個供電電位(92)相連接，并且這些控制元件(84)的每個第二電流端子(88)與該被配置的電流源(70，30，32，72)的一個電流端子相連接。
7.具有權利要求4和6的特征之和的混頻級(77)，其特征在于，這些控制元件(84)的第二電流端子(88)被連接在該配置的電流源(30，32)和該所屬的負反饋電阻(78，79，80，82)之間。
8.具有權利要求5和6的特征之和的混頻級(68)，其特征在于，這些控制元件(84)的第二電流端子(88)被連接在該配置的電流源(70，30，32，72)和該所屬的放大器元件(22，24，26，28)之間。
9.根據權利要求6至8之一的混頻級(10；66；68；77)，其特征在于，與所述用作放大器元件(22，24，26，28)的晶體管互補的晶體管作為附加的控制元件(84)。
10.將一個具有一個第一頻率的第一信號與一個具有一個第二頻率的振蕩器信號混合的方法，具有這些步驟將該第一信號以差動形式輸送至一個混頻級(10；66；68；77)的一個第一輸入端(14)和一個第二輸入端(16)，該混頻級具有一個振蕩器(12)、一個第一輸出端(18)、一個第二輸出端(20)、一些可控的放大器元件(22，24，26，28)的一個四元組以及一個第一電流源(30)，其特征在于，該第一電流源(30)和至少一個第二電流源(32)分別通過一個配置的開關輸入端(38，40)通過該振蕩器信號被周期地接通和斷開，并且在該電流源(30，32)被接通時該第一信號通過由該四元組的每兩個放大器元件(22，24)、(26，28)以及該被接通的電流源(30，32)構成的差分放大器來放大。
11.根據權利要求10的方法，其特征在于，矩形信號作為振蕩器信號。
12.根據權利要求10或11的方法，其特征在于，在具有權利要求6、7或8的特征的混頻級(10，66，68，77)中，每個附加的控制元件(84)以矩形信號被這樣控制，使得它在所屬的電流源(70，30，32，72)被斷開時導通并且在所屬的電流源(70，30，32，72)被接通時截止。
全文摘要
本發(fā)明涉及混頻級(10；66；68；77)，它具有一個振蕩器(12)、一個第一輸入端(14)、一個第二輸入端(16)、一個第一輸出端(18)、一個第二輸出端(20)、可控的放大器元件(22，24，26，28)的一個四元組以及一個第一電流源(30)。混頻級(10；66；68；77)的特征在于，它除了第一電流源(30)之外還具有至少一個第二電流源(32)，該第一電流源(30)和所述至少一個第二電流源(32)分別通過配置的開關輸入端(38，40)可被接通和斷開，該開關輸入端與一個配置的振蕩器輸出端(34，36)相連接，并且該四元組的每兩個放大器元件(22，24，26，28)與在其接通狀態(tài)中的兩個電流源(30，32)的至少一個一起構成對于位于第一輸入端(14)和第二輸入端(16)的輸入信號的差分放大器。此外還提出了用于混合頻率的方法。
文檔編號H03D7/12GK1812253SQ200610006239
公開日2006年8月2日 申請日期2006年1月23日 優(yōu)先權日2005年1月24日
發(fā)明者安德烈亞斯·萊斯特納, 赫爾曼·亞利·恩格, 漢斯·薩伯塔 申請人:Atmel德國有限公司